DE2603641C2

DE2603641C2 - Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines stabilisierten Frequenzsignales

Info

Publication number: DE2603641C2
Application number: DE2603641A
Authority: DE
Inventors: James Edward Oakland Park Fla. Jesse; James Valery Austin Tex. Motsinger; George Hollywood Fla. Revtai jun.; Jose Miami Fla. Suarez
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1975-03-10
Filing date: 1976-01-30
Publication date: 1986-10-02
Also published as: US3958186A; AU1045076A; AU501286B2; FR2304212B1; JPS51113447A; IL48936A; DK99876A; CA1051098A; ES445920A1; NL7602534A; JPS5851452B2; DE2603641A1; IL48936A0; AR207494A1; ZA76644B; FR2304212A1; BR7601281A; GB1528643A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines stabilisierten Frequenzsignales gemäß Oberbegriff des Anspruches 1.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der US-PS 37 93 594 bekannt. Die in dieser Schaltungsanordnung verwendete integrierende Schaltung zum Erzeugen eines Sägezahn-Steuersignales für den spannungsgesteuerten Oszillator hat den Nachteil, daß sie nicht in Abhängigkeit von einem unverriegelten oder einem verriegelten Zustand einer phasenstarren Schleife ein- und ausgeschaltet wird. Aus diesem Grund »pendelt« die bekannte Schaltungsanordnung bei Erreichen eines verriegelten Zustandes mit einer Rate, die im wesentlichen von der Hysteresis eines Schmitt-Triggers bestimmt wird.
Ausgehend von diesen Nachteilen beim Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 so auszulegen, daß eine vereinfachte und zugleich verbesserte Ansteuerung und Verriegelung des spannungsgesteuerten Oszillators möglich ist.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruches 1 gelöst.
Zwar sind einige Merkmale der Erfindung aus dem Buch von Floyd M. Gardner, »Phasenlock Techniques«, John Wiley & Sons, Inc., New York, London, Sydney, 1967, Seite 50-53, bekannt. So ist dort u. a. die Möglichkeit angesprochen, im verriegelten Zustand der Schaltungsanordnung das Sägezahn-Steuersignal abzuschalten. Wie diese Maßnahme jedoch schaltungstechnisch auf einfache Weise gelöst werden soll, ist jedoch der letztgenannten Druckschrift auch nicht im Zusammenhang mit einer gattungsgemäßen Schaltungsanordnung entnehmbar.

Vorteilhafte Weiterbildungen und Anwendungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ergeben sich aus den Unteransprüchen bzw. aus der nachfolgenden Figurenbeschreibung.

Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in einem Sendesystem;

Fig. 2 eine weitere Ausführungsform ahnlich dem Blockdiagramm nach Fig. 1;

Fig. 3 A und 3B jeweils in schematäscher Darstellung einige Baugruppen der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 bzw. Fig. 2, wobei

Fig. 3A' ein Blockschaltbild der Schaltung nach Fig. 3 A daistellt.

In der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1, wie sie insbesondere in einem Breitbandsendesystem eingesetzt werden kann, liefert &m mit 10 bezeichneter Bezugsoszillator ein Ausgangssignal, welches eine vorgegebene Frequenz hat, an einen Eingang eines Phasendetektors 11.

Der Ausgang des Phasendetektors 11 ist über ein integrierendes Tiefpaßfilter 12 und einen Gleichspannungsverstärker an einen spannungsgesteuerten Oszillator 13 geführt. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist der Ausgang des Phasendetektors 11 als ein Paar von Ausgangsleitungen dargestellt, weil der Phasendetektor 11 Differenzausgangssignale liefert. Bei der vorliegenden Ausführungsform werden Differenzeingangs- und Differenzausgangssignale dazu verwendet, um eine gute Gleichtaktunterdrückung zu liefern und um zu gewährleisten, daß die Verstärkung der verschiedenen Stufen auch bei stärkeren Veränderungen in der Stromversorgung gleich bleibt. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 13 wird einem Mischer 14 zujeführt, der ein zweites Differenzeingangssignal von einem als Verdopplerschaltung ausgelegten Schaltkreis 15 empfängt. Der Ausgang des Mischers 14, welcher als Differenzausgang dargestellt ist, wird einem zweiten Eingang des Phasendetektors 11 zugeführt, um die phasenstarre Rückführung zu vervollständigen. Der Schaltkreis 15 empfängt ein Signal von dem Bezugsoszillator 10, um dieses dem Mischer 14 zuzuführen. Der Mischer 14 hat eine Frequenz, die sich von der Frequenz am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 13 um die Frequenz des Bezugsoszillators 10 unterscheidet. Beispielsweise kann der Bezugsoszillaior 10 bei einer Frequenz von etwa 50 MHz betrieben werden und der spannungsgesteuerte Oszillator 13 kann bei einer Frequenz von etwa 150 MHz arbeiten. Demenisprechend liefert der Schaltkreis 15 ein Signal an den Mischer 14, welches eine Frequenz von etwa 100 MHz hat.

Das Ausgangssignal des Bezugsoszillators 10 wird auch über einen Phasenschieber 20, der eine Phasenverschiebung von 90" hervorruft, einem Eingang eines 90°- Phasendetektors 21 zugeführt. Ein Zweites Differenzeingangssigna! zum 90°-Phasendetektor 21 wird durch den Mischer 14 zugeführt. Das Ausgangssignal des 90°- Phasendetektors 21, welches bei dieser Ausführungsform ein Differenzausgangssignal ist, wird einem Verriegelungsdetektor 22 zugeführt, der ein Ausgangssignal liefert, das einer als Ablenk- oder Kippschaltung ausgebildeten Steuerschaltung 23 zugeführt wird. Die Steuerschaltung 23 ist mit einem Tiefpaßfilter 12 und einem Gleichspannungsverstärker verbunden. Hierdurch kann über das Tiefpaßfilter 12 eine lineare Sägezahnspannung an den Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 13 geliefert werden, wenn der Verriegelungsdetektor 22 anzeigt, daß die phasenstarre Schleife (PLL) nicht in einem verriegelten oder synchronisierten Zustand ist. Die Arbeitsweise wird nachfolgend näher Der Verriegelungsdetektor 22 liefert auch eine Anzeige eines Verriegelungszustandes in der phasenstarren Schleife über die Steuerschaltung 23 an eine als Verzögerungs-, Sägezahngenerator- und Gattertreiberschaltung ausgelegte Schaltung 25. Die Schaltung 25 steuert ihrerseits ein HF-Gatter 26, welches das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 13 abschwächt, wenn die Schleife nicht verriegelt ist, und welches das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 13 Leistungsverstärkern 27 zuführt, wenn die Schleife verriegelt ist und das HF-Gatter 26 aktiviert ist. Außerdem liefert die Schaltung 25 ein Signal an eine automatische Pegelsteuerschaltung 28, die die Leistungsverstärker 27 abschaltet, wenn die phasenstarre Schleife im unverriegelten Zustand ist. Die Leistungsverstärker 27 werden jedoch eingeschaltet, wenn die phasenstarre Schleife in einem verriegelten Zustand ist. Das Ausgangssignal der Leistungsverstärker 27 wird über ein Filter 29 einer Antenne 30 zugeführt. Das Ausgangssignal der Leistungsverstärker 27 wird auch in einem HF-Detektor abgetastet, welcher den Filtern 29 zugeordnet ist. Das abgetastete Signal wird wieder der automatischen Pegelsteuerschaltung 28 zugeführt, um eine Steuerung für die HF-Verstärker 27 zu liefern, wenn eine Anzeige eines Verriegelungszustandes der Schaltung 25 zugeführt wird.

In Fig. 2 sind vergleichbare Baugruppen wie nach Fig. 1 mit ähnlichen Bezugszeichen bezeichnet und alle entsprechenden Teile mit einem Apostroph versehen.

Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel. Hierbei sind eine phasenstarre Schleife mit einem Bezugsoszillator 10', ein Phasendetektor 11', ein Tiefpaßfilter und ein entsprechender Gleichspannungsverstärker 12', ein spannungsgesteuerter Oszillator 13' und ein Mischer 14' dargestellt. Es ist jedoch diejenige Einrichtung, weiche ein zweites Signal dem Mischer 14' zuführt, mit einer Klemme 15' ausgestattet, welche mit der (nicht dargestellten) Empfänger-Eingabeschaltung verbunden ist. In dieser Schaltung empfängt der Mischer 14' ein Signal von der Empfänger-Eingabeschaltung. Dieses Signal hat eine Frequenz, die von der Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 13' um die Frequenz des Ausgangssignals des Bezugsoszillators 10' getrennt ist. Beispielsweise kann die Frequenz des Signals, welches der Klemme 15' zugeführt wird, etwa 420 MHz betragen, und der Bezugsoszillator 10' kann bei einer Frequenz von etwa 21,4 MHz arbeiten. In diesem Fall arbeitet der spannungsgesteuerte Oszillator 13' bei einer Frequenz von etwa 441,4 MHz. Diese Frequenzen sind nur beispielhaft zu verstehen. Bei dem in der Fig. 1 dargestellten Beispiel wird die Frequenz der Schaltungsanordnung dadurch verändert, daß ein anderer Kristall eingesetzt wird. Dieser erzeugt im Bezugsoszillator 10 eine andere Frequenz. Die Frequenz des zweiten Beispiels (Fig. 2) kann dadurch verändert werden, daß ein anderer Kristall in die (nicht dargestellte) Empfänger-Eingabeschaltung eingesetzt wird. Bei dem zweiten Beispiel werden daher Bauelemente für den entsprechenden Kanal eingespart, weil ein einzelner Kristall verwendet werden kann. Das zweite Signal für den Mischer 14 kann auch anderweitig erzeugt werden.

Das in den Fig. 3 A, 3 A' und 3B jeweils dargestellte Schaltschema zeigt einen Teil der Schaltung nach Fig. 1, der auf einem einzelnen Halbleiterplättchen einer integrierten Schaltung angeordnet ist. Der 90°- Phasenschieber 20, der Phasendetektor 11 und der 90^c-Phasendetektor 21 iiind ebenfalls auf dem Plättchen

untergebracht. Diese Baugruppen sind jedoch in den Fig. 3A, 3A' und 3B nicht dargestellt, weil sie an sich Standardschaltungen sind.

In der Fig. 3 A bzw. Fig. 3 A' ist mit dem Bezugszeichen 35 allgemein ein Operationsverstärker bezeichnet, welcher in allgemein üblicher Weise aufgebaut ist. Der Operationsverstärker 35 hat eine Ausgangsklemme 36, welche über einen in Reihe geschalteten Widerstand 37 und einen Kondensator 38 an einen negativen oder invertierenden Eingang 39 geführt ist. Ein in Reihe geschalteter Widerstand 41 und ein Kondensator 42 sind zwischen einem Eingang 40 und der Masse angeordnet. Ein Paar von Widerständen 43 und 44 sind zu den Eingängen 39 bzw. 40 und den Ausgangsklemmen des Phasendetektors 11 in Reihe geschaltet. Die Widerstände 37, 41, 43 und 44 sowie die Kondensatoren 3» und 42 werden im allgemeinen nicht als Bestandteil der integrierten Schaltung ausgebildet und sind dazu extern angeordnet. Weiterhin bildet zusammen mit den Widerständen 37, 43, 44 und 41 sowie den Kondensatoren 38 und 42 der Operationsverstärker 35 das integrierende Tiefpaßfilter und den Gleichspannungsverstärker 12 gemäß Fig. 1. Gemäß Fig. 1 ist die Ausgangsklemme 36 mit dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 13 verbunden und die Eingänge 39 und 40 sind über die Widerstände 43 und 44 mit den Ausgangsklemmen des Phasendetektors 11 verbunden. Eine positive Spannung wird dem Operationsverstärker 35 an einer Klemme 45 zugeführt. Eine geregelte positive Spannung ist mit dem Operationsverstärker 35 über eine Klemme 46 und eine Reihe von in Serie geschalteten Dioden 47 verbunden. Eine Kompensation wird dem Operationsverstärker 35 in der üblichen Weise über eine Klemme 48 zugeführt.

Die Steuerschaltung 23 ist schematisch innerhalb der mit 23 bezeichneten gestrichelten Linie in der Fig. 3 A dargestellt. Die Klemme 46, an welche die geregelte Versorgungsspannung angeschlossen ist (welche nicht dargestellt ist), ist über eine erste Leitung mit dem Emitter eines npn-Transistors 50 verbunden. Die Klemme 46 ist weiterhin mit der Basis eines npn-Transistors 51 verbunden und über einen Widerstand 52 mit der Basis und dem Kollektor eines npn-Transistors 53 sowie mit der Basis eines npn-Transistors 54 verbunden. Die Klemme 46 ist über eine zweite Leitung und über einen Widerstand 55 mit der Basis eines npn-Transistors 56. mit dem Kollektor eines npn-Transistors 57, mit der Basis eines npn-Transistors 58 und mit dem Emitter eines pnp-Transistors 59 sowie über einen zweiten Widerstand 60 mit der Basis des Transistors 57, dem Kollektor des Transistors 58, der Basis eines npn-Transistors 61 und dem Kollektor eines npn-Transistors 62 verbunden. Der Kollektor des Transistors 56 ist über einen Widerstand 65 mit dem positiven Eingang 40 des Operationsverstärkers 35 verbunden. Der Kollektor des Transistors 61 ist über einen Widerstand 66 mit dem negativen Eingang 39 des Verstärkers 35 verbunden. Die Emitter der Transistoren 56 und 61 sind miteinander und mit dem Kollektor des Transistors 54 verbunden. Die Emitter der Transistoren 53 und 54 sind über den Kollektor mit der Emitterstrecke eines npn-Transistors 67 an Masse verbunden. Die Basis des Transistors 67 ist mit einer Eingangsklemme 68 verbunden, welche ein Eingangssignal von dem Verriegelungsdetektor 22 empfängt (s. Fig. 3B). Die gemeinsamen Basen der Transistoren 53 und 54 sind mit einer Ausgangsklemme 69 verbunden, welche ihrerseits mit der Schaltung 25 verbunden ist, wie es nachfolgend in Verbindung mit der Fig. 3B erläutert wird.

Die Emitter der Transistoren 57 und 58 sind miteinander und mit dem Kollektor sowie mit der Basis eines npn-Transistors 70 verbunden, dessen Emitter an Masse geführt ist. Der Emitter des Transistors 62 ist auch mit dem gemeinsamen Kollektor und der Basis des Transistors 70 verbunden. Der Kollektor des Transistors 59 ist direkt mit der Masse verbunden, und die Basis ist mit der Basis eines npn-Transistors 73 und mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 35 an einer Klemme 74 verbunden. Der Emitter des Transistors 73 ist direkt mit dem Emitter eines npn-Transistors 75 und über einen Widerstand 76 mit der Masse verbunden. Die Transistoren 73 und 75 bilden einen Differenzverstärker, wobei die Kollektoren mit der positiven Spannungsklemme 45 über Widerstände 77 bzw. 78 verbunden sind. Der Kollektor des Transistors 73 ist auch mit der Basis eines pnp-Transistors 80 verbunden, dessen Emitter mit dem Kollektor des Transistors 75 verbunden ist und dessen Kollektor mit der Basis des Transistors 62 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 51 ist über einen Widerstand 83 an Masse geführt. Die Basis des Transistors 75, der Kollektor des Transistors 51 und die Basis sowie der Kollektor des Transistors 50 sind über einen Widerstand 84 mit der positiven Spannungsklemme 45 verbunden. Im Betrieb der in der Fig. 3A dargestellten Schaltung bilden der Transistor 56 in Reihe mit der durch die Transistoren 53 und 54 sowie den Widerstand 52 und den Reihentransistor 67 gebildeten Stromsenke eine feste Stromsenke für den positiven Eingang 40 des Operationsverstärkers 35. Des weiteren bilden der Transistor 61 in Reihe mit der durch die Transistoren 53 und 54 sowie den Widerstand 52 und den Reihentransistor 67 gebildeten Stromsenke, eine feste Stromsenke für den negativen Eingang 39 des Operationsverstärkers 35.

Die Transistoren 57 und 58 sind in einer Flip-Flop-Konfiguration angeordnet, so daß nur einer der Transistoren 56 oder 61 zu einer bestimmten Zeit leitend sein kann. Wenn der Transistor 57 gesperrt ist, haben die Basen der Transistoren 56 und 58 ein verhältnismäßig hohes Potential, und der Transistor 58 ist in seinem Sättigungsbereich leitend, während der Transistor 56 eingeschaltet ist. Wenn der Transistor 58 im Sättigungsbereich ist, ist die Basis des Transistors öi in der Nähe des Massenpotentials und der Transistor 61 ist gesperrt.

Wenn der Transistor 56 eingeschaltet ist, erhält der

postive Eingang 40 des Operationsverstärkers 35 durch die feste Stromsenke ein stufenweise kleiner werdendes Signal und das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 35 beginnt aufgrund der Integrationswirkung des Operationsverstärkers 35 linear in Form einer Sägezahnfunktion abzufallen. Wenn an der Klemme 74 ein hinreichend tiefer Pegel erreicht ist, geht der Transistor 59 in die Sättigung, und die Basen der Transistoren 56 und 58 fallen in etwa auf Massenpotential ab, so daß dadurch diese Transistoren gesperrt werden.

Wenn der Transistor 58 gesperrt ist, steigt das Potential an der Basis des Transistors 61 steil an, so daß der Transistor 57 in die Sättigung gelangt. Der Transistor 61 wird somit eingeschaltet und vermindert das Potential der negativen Eingangsklemme 39 des Operationsverstärkers 35 stufenweise. Der plötzliche Spannungsabfall an der negativen Eingangsklemme 39 bewirkt, däß der Ausgang des Operationsverstärkers 35 linear ansteigt. Der Spannungsregler in dem Halbleiterplättchen der integrierten Schaltung ist temperaturkompensiert. Die geregelte Versorgung in Verbindung mit den Transisto-

ren SO, 51 sowie den Widerständen 84 und 83 liefert eine temperaturkompensierte Spannung an die Basis des lYansistors 75. Die Bezugsspannung an der Basis des Transistors 75 hält den Transistor 75 im leitenden Zustand und den Transistor 73 solange im gesperrten Zustand, bis die Spannung an der Ausgangsklemme 74 des Operationsverstärkers 35 einen vorgegebenen posi-•tivcn Wert erreicht. Da der Ausgang des Operationsverstärkers 35 linear ansteigt, erreicht er schließlich einen Punkt, an welchem der Transistor 73 leitend wird und der Transistor 75 gesperrt wird. Wenn der Transistor 73 leitend ist, fällt das Potential an der Basis des , Transistors 80 ausreichend stark ab, um diesen Transistor leitend zu machen. Hierdurch wird wiederum der Transistor 62 leitend.

Wenn der Transistor 62 leitend ist, erhalten die Basen der Transistoren 57 und 61 sperrendes Potential. Wenn der Transistor 57 gesperrt ist, wird der Transistor 56 erneut leitend und die feste Stromsenke wird an den positiven Eingang 40 des Operationsverstärkers 35 geschaltet. Hierdurch beginnt das Ausgangssignal in Form einer linearen Sägezahnfunktion abzufallen.

Dieser gesamte Vorgang wird solange fortgesetzt, solange der Transistor 67 leitend ist. Wenn die phasenstarre Schleife verriegelt ist, fällt die Spannung an der Klemme 68 ab und der Transistor 67 wird gesperrt. Hierdurch wird die gesamte Steuerschaltung 23 wirksam vom Operationsverstärker 35 getrennt. In der Phase der Trennung der Steuerschaltung vom Operationsverstärker bleibt der Phasendetektor 11 in der Mitte seiner Übertragungscharakteristik, was zu einer konstanten Phasendetektorverstärkung führt. Dies schafft weiterhin die Möglichkeit, daß die Schleifenbandbreite unabhängig von der Phasendetektorverstärkung ist. Weiterhin wird ein Transistorstrecken- oder ein Diodenabfall dazu verwendet, die untere Ablenk- bzw. Kippgrenze abzutasten. Der temperaturkompensierte Bezugsspannungsgenerator mit den Transistoren 50 und 51 setzt die obere Ablenk- bzw. Kippgrenze, so daß die Schaltpunkte verhältnismäßig unempfindlich gegen Veränderungen in der Versorgungsspannung, der Temperatur und ähnlichen Parametern sind.

Fig. 3A' zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild zu der Schaltung nach Fig. 3A.

Gemäß Fig. 3B hat der Verriegelungsdetektor, der insgesamt mit 22 bezeichnet ist, Eingangsklemmen 90 und 91, die mit dem Differentialausgang des 90°-Phasendetektors 21 verbunden sind. Die Klemmen 90 und

91 sind mit den Basisanschlüssen eines Paares von pnp-Transistoren 92 bzw. 93 verbunden. Der Emitter des Transistors 92 ist mit dem Kollektor eines npn-Transistors 95 und über einen Widerstand 96 mit der positiven Spannungsklemme 45 verbunden. Der Emitter des Transistors 92 ist auch über eine Diode 97 mit dem Emitter des Transistors 93 verbunden. Der Emitter des Transistors 93 ist mit dem Kollektor eines npn-Transistors 98 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren

92 und 93 sind jeweils über etwa gleiche Widerstände 101 bzw. 102 an Masse geführt. Der Kollektor des Transistors 92 ist mit der Basis des Transistors 95 verbunden. Der Kollektor des Transistors 93 ist mit der Basis des Transistors 98 verbunden. Der Emitter des Transistors 95 ist über einen Widerstand 103 mit dem Kollektor eines npn-Transistors 104 verbunden und der Emitter des Transistors 98 ist über einen Widerstand 105, welcher etwa den gleichen Wert hat wie der Widerstand 103, mit der Basis des Transistors 104 verbunden. Der Emitter des Transistors 104 ist direkt an Masse gelegt. Die Basis des Transistors 104 ist auch mit der Basis und dem Kollektor eines npn-Transistors 110 verbunden, dessen Emitter direkt an Masse gelegt ist. Das Ausgangssignal des Verriegelungsdetektors 22 wird am Kollektor des Transistors 104 erhalten, der an der Klemme 68 liegt, wie es oben in Verbindung mit der Steuerschaltung 23 beschrieben wurde.

Beim Betrieb des Verriegelungsdetektors 22 bilden die komplementären Transistoren 92 und 95 und die Transistoren 93 und 98 je einen pnp-Verbindungs-Transistor, wobei die zwei Verbindungs-Transistoren als Differenzverstärker geschaltet sind, so daß zu einer bestimmten Zeit nur ein Verbindungs-Transistor leitend ist.

Die Diode 97 verursacht einen Spannungsabfall, so daß die Transistoren 93 und 98 dann leitend sind, wenn an der Klemme 91 ein Potential liegt, das mehr als etwa 0,7 Volt unter dem Potential der Klemme 90 liegt. Wenn der Potentialunterschied an den Klemmen 90 und 91 innerhalb von 0,7 Volt liegt, ist die phasenstarre Schleife nicht verriegelt und die Transistoren 92 und 95 sind durchgeschaltet. In diesem Fall sind die Transistoren 93 und 98 gesperrt, so daß auch die Transistoren 104 und 110 gesperrt sind und der Strom von dem Transistor 95 in den Transistor 67 der Steuerschaltung 23 fließt (Fig. 3A), wodurch diese dann eingeschaltet ist. Wenn die phasenstarre Schleife verriegelt oder im wesentlichen verriegelt ist, ist die Potentialdifferenz zwischen den Klemmen 90 und 91 größer als etwa 0,7 Volt, so daß die Transistoren 93 und 98 eingeschaltet werden. Wenn die Transistoren 93 und 98 durchgeschaltet sind, sind auch die Transistoren 104 und 110 leitend, und die Basis des Transistors 67 der Steuerschaltung 23 liegt im wesentlichen auf Massepotential. Der Transistor 67 und somit auch die Steuerschaltung 23 sind dadurch abgeschaltet.

Die Schaltung 25 gemäß Fig. 1 ist gemäß Fig. 3B in eine mit 120 bezeichnete Sägezahn-Generatorschaltung und eine mit 121 bezeichnete Gatter-Treiberschaltung unterteilt. In der Sägezahn-Generatorschaltung 120 ist ein npn-Transistor 122 vorgesehen, dessen Kollektor über einen Widerstand 123 mit der positiven Spannungsklemme 45 verbunden ist. Sein Emitter ist mit einer Ausgangsklemme 124 verbunden, welche ihrerseits mit der automatischen Pegelsteuerschaltung 28 verbunden ist (siehe Fig. 1). Die Basis des Transistors 122 ist mit dem Kollektor eines npn-Transistors 124' und über einen Widerstand 125 mit der positiven Spannungsklemme 45 verbunden. Die Basis des Transistors 124' ist mit der Klemme 69 verbunden, welche ihrerseits mit dem Kollektor des Transistors 53 in der Fig. 3 A verbunden ist. Der Emitter des Transistors 124' ist mit der Basis eines npn-Transistors 126 und über einen Widerstand 127 mit der Masse verbunden. Der Emitter des Transistors 126 ist direkt an Masse geführt und sein Kollektor ist direkt mit der Basis eines npn-Transistors

130 verbunden. Der Kollektor und die Basis der Transistoren 126 bzw. 130 sind auch über einen Widerstand

131 mit dem Emitter eines npn-Transistors 132 und über eine Diode 133 mit der Basis des Transistors 132 verbunden. Der Emitter des Transistors 130 ist direkt an Masse geführt und der Kollektor ist über einen Sägezahn-Kondensator 135, welcher extern zu der integrierten Schaltung angeordnet ist, an Masse geführt.

Der Kollektor des Transistors 130 ist auch mit einem Kollektor eines Doppelkollektor-pnp-Transistors 136 verbunden. Der Kollektor des Transistors 132 ist mit der Basis und dem anderen Kollektor des Transistors

136 verbunden. Die Basis des Transistors 132 ist über einen Widerstand 137 mit der Klemme 46 verbunden, an der die geregelte Spannungsversorgung liegt. Die gemeinsamen Kollektoren der Transistoren 130 und 136 sind mit der Basis eines npn-Transistors 140 verbunden, dessen Kollektor mit der Basis eines pnp-Transistors 141 verbunden ist. Die Emitter der Transistoren 136 und 141 sind direkt mit der positiven Spannungsklemme 45 verbunden. Der Emitter des Transistors 140 und der Kollektor des Transistors 141 sind miteinander und mit ;der Basis eines npn-Transistors 145 in dem Gatter-Treiberschalter 121 verbunden. Die Basis des Transistors 145 ist über einen Widerstand 146 mit seinem Emitter verbundpn. Die Gatter-Treiberschaltung 121 wird nicht im einzelnen erläutert. Im wesentlichen weist sie ein Paar von linearen Verstärkern auf, welche Ausgangssignale für das HF-Gatter 26 an den Klemmen 147 und 148 liefern, wobei nur einer der Ausgänge primär verwendet wird. Die Arbeitsweise dieser Einrichtung dürfte für den Fachmann ohne weiteres verständlich sein.

Wenn im Betrieb des Sägezahngenerators 120 die Transistoren 53, 54 und 67 in der Steuerschaltung 23 (siehe Fig. 3A) leitend sind, sinkt das Potential an der Klemme 69 und schaltet den Transistor 124' ab. Wenn der Transistor 124' abgeschaltet wird, wird der Transistor 126 ebenfalls abgeschaltet. Der Transistor 130 wird somit eingeschaltet, wodurch der Sägezahn-Kondensator 135 entladen wird, so daß keine Sägezahnfunktion oder Anstiegsfunktion erzeugt wird und die Gatter-Treiberschaltung 121 keine Treiberspannung bekommt, um das HF-Gatter 26 einzuschalten. Weiterhin wird der Transistor 122 eingeschaltet und ein Eingangssignal der automatischen Pegelsteuerung 28 wird angehoben, um die Leistungsverstärker 27 abzuschalten (Fig. 1).

Wenn die Transistoren 53, 54 und 67 nicht mehr leitend sind, wird die Steuerschaltung 23 abgeschaltet und der Transistor 124' wird eingeschaltet. Hierdurch wird wiederum der Transistor 122 abgeschaltet und der Transistor 126 eingeschaltet. Wenn der Transistor 126 eingeschaltet ist, wird der Transistor 130 abgeschaltet und der Sägezahn-Kondensator 135 beginnt sich über die Stromquelle langsam aufzuladen.

Die Stromquelle wird durch den Widerstand 137, die Diode 133, den Transistor 132, den Widerstand 131 und den Transistor 136 gebildet. Wenn der Sägezahn-Kondensator 135 aufgeladen wird, liegt allmählich ein Signal an der Gatter-Treiberschaltung 121 an, wodurch das HF-Gatter 26 eingeschaltet wird. Da die Leistungsverstärker 27 beim Abschalten der Steuerschaltung 23 durch den Transistor 122 eingeschaltet wurden, bestand eine ausreichende Zeitspanne, um eine dem HF-Gatter 26 nachgeschalteie normale Impedanz zu erzeugen.

Beim Aufladen des Sägezahn-Kondensators 135 wird das HF-Gatter 26 langsam eingeschaltet, um zu gewährleisten, daß eine HF-Impedanzveränderung, die sich auf den spannungsgesteuerten Oszillator 13 auswirken würde, für die phasenstarre Schleife hinreichend langsam vor sich geht, um eine Kompensation zu erreichen und die Verriegelung beizubehalten. Wenn die Schleife aus irgendeinem Grunde entriegelt wird oder ihre Synchronisation aufgehoben wird, werden die Transistoren 124 und 126 abgeschaltet. Hierdurch wird der Transistor 130, der den Kondensator 135 schnell entlädt, eingeschaltet und das HF-Gatter 26 abgeschaltet.

Vorausgehend wurde eine phasenstarre Schleife einschließlich eines Verriegelungsdetektors zur Ermittlung einer Verriegelung oder Synchronisation beschrieben.

Eine falsche Verriegelung wird hierbei eliminiert und eine Steuerschaltung wird eingeschaltet, wenn die Schleife nicht in einem verriegelten Zustand ist. Weiterhin wurde dargestellt, wie das Signal von dem spannungsgesteuerten Oszillator über ein HF-Gatter gedämpft werden kann, wenn die Schleife den Verriegelungsbereich verläßt. Die beispielhafte Schaltungsanordnung ermöglicht die Zuschaltung von Leistungsverstärkern und eine Stabilisierung dadurch, daß das HF-Gatter allmählich geschlossen wird, um den spannungsgesteuerten Oszillator vor einer übermäßigen und plötzlichen Belastung zu schützen, da eine solche Belastung den spannungsgesteuerten Oszillator aus seinem verriegelten oder synchronisierten Zustand bringen könnte.

Obwohl vorausgehend eine automatische Pegelsteuerung ua in ν cruinuung ΐΐΐΐ

in ν cruinuung ΐΐΐΐί den ^cistungsvcrstärkern 27 beschrieben wurde, könnten die Leistungsverstärker 27 auch direkt durch die Gatter-Treiberschaltung 25 betätigt werden, so daß die automatische Pegelsteuerschaltung 28 entfallen kann. Bei den oben beschriebenen Ausführungsformen erfolgt ein Eingriff im unteren Frequenzbereich, um die Frequenz des Bezugsoszillators zu erreichen. Andere Mischverfahren einschließlich eines Eingriffes im höheren Frequenzbereich können angewandt werden und auch eine harmonische oder sub-harmonische Phasenabtastung könnte verwendet werden. In den Anordnungen gemäß Fig. 3A und 3B sind Standard-ICs verwendet, wobei beispielsweise Bauteile, welche in Temperatur und anderen Eigenschaften angepaßt sind, durch eine gestrichelte Linie verbunden sind. Große Widerstände sind mit T markiert, um anzuzeigen, daß es Pinch-Widerstände als Standard-ICs sind, wie sie dem Fachmann grundsätzlich bekannt sind.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines stabilisierten Frequenzsignals mit
einem spannungsgesteuerten Oszillator (13) mit einem Steuereingang für ein seine Frequenz steuerndes Signal, einem Bezugsoszillator (10) zur Abgabe eines Ausgangssignales mit einer vorbestimmten konstanten Frequenz, einem Phasendetektor (11) mit zwei Eingängen, von denen in den ersten Eingang das Ausgangssignal des Bezugsoszillators (10) eingespeist wird,

einer ein Tiefpaßfilter (12) und eine Steuerschaltung (23) aufweisenden und mit dem Ausgang des Phasendetektors (11) gekoppelten integrierenden Schaltung (12,23) zum Erzeugen eines Sägezahn-Steuersignales für den spannungsgesteuerten Oszillator (13), dessen Steuereingang mit dem Ausgang der integrierenden Schaltung (12, 13) verbunden ist,
einem Mischer (14) mit zwei Eingängen, von denen der erste mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators (13) verbunden ist, und mit einem an den zweiten Eingang des Phasendetektors (11) angeschlossenen Ausgang, und

einem mit dem zweiten Eingang des Mischers (14) gekoppelten Schaltkreis (15), der an diesen zweiten Eingang ein Signal mit einer Frequenz legt, die um einen vorbestimmten Betrag von der Frequenz des Ausgangssignales des spannungsgesteuerten Oszillators (13) abweicht, und mit einem 90°-Phasendetektor (21), dessen einer Eingang mit dem Ausgang des Bezugsoszillators (10) und dessen anderer Eingang mit dem Ausgang des Mischers (14) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Verriegelungsdetektor (22) zur Feststellung des Synchronismus zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator (13) und dem Bezugsoszillator (10) vorgesehen ist, der mit einem Sperreingang (68) der Steuerschaltung (23) verbunden ist, um diese abhängig von einem durch den Verriegelungsdetektor (22) eingespeisten Signal abzuschalten,
daß der 90°-Phasendetektor (21) mit dem Eingang des Verriegelungsdetektors (22) verbunden ist,
daß dem 90°-Phasendetektor (21) ein 90°-Phasenschieber (20) vorgeschaltet ist,
daß, bei Erreichen eines durch die Frequenz des Ausgangssignals des Bezugsoszillators (10) und des am zweiten Eingang des Mischers (14) liegenden Signals bestimmten Frequenzwertes als Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (13), die Steuerschaltung (23) gesperrt und der spannungsgesteuerte Oszillator (13) bei diesem Frequenzwert verriegel ist,

daß die integrierende Schaltung (12, 23) einen Operationsverstärker (35) mit zwei Eingängen (39, 40) aufweist, von denen jeder über einen Widerstand (43 bzw. 44) mit einem Ausgang des Phasendetektors (11) verbunden ist, und einen Ausgang (36) aufweist, der an den Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators (13) angeschlossen ist,
daß der eine Eingang (39) des Operationsverstärkers (35) über ein Filter (37, 38) mit dem Ausgang (36) des Operationsverstärkers (35) und der andere Eingang (40) des Operationsverstärkers (35) über ein zweites Filter (41, 42) mit Masse verbunden ist und daß die Steuerschaltung (23) mit beiden Eingängen (39, 40) des Operationsverstärkers (35) verbunden

ist und in diesen abwechselnd einen konstanten Strom speist, durch dessen Integration das Sägezahn-Steuersignal für den spannungsgesteuerten Oszillator (13) am Ausgang des Operationsverstärkers (35) erzeugt wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verriegelungsdetektor (22) ein Sperrsignal auf den Sperreingang (68) der Steuerschaltung (23) gibt, wenn die Ausgangsspannung des 90°-Phasendetektors (21) einen vorbestimmten Wert erreicht.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators (13) mit einem HF-Gatter (26) verbunden ist, das bei Aktivierung das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (13) an einen Leistungsverstärker (27) legt, daß eine Schaltung (25) vorgesehen ist, die mit dem Ausgang des Verriegelungsdetektors (22) verbunden ist und die mit einem Ausgang am HF-Gatter (26) liegt, und daß die Schaltung (25) zur allmählichen Aktivierung des HF-Gatters (26) in Abhängigkeit vom Verriegelungszustand ein Rampen-Ausgangssignal an das HF-Gatter (26) legt.