DE2427592B2

DE2427592B2 - Oszillatorschaltung

Info

Publication number: DE2427592B2
Application number: DE2427592A
Authority: DE
Inventors: Milton Ernest Tempe Ariz. Wilcox (V.St.A.)
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1973-06-08
Filing date: 1974-06-07
Publication date: 1975-10-30
Also published as: FR2232870A1; JPS5744057B2; US3824494A; JPS5023755A; DE2427592A1; GB1464437A; FR2232870B1

Description

Die Erfindung beirifft eine Oszillatorschaltung mit einem eine erste und zweite Spannungsvcrsorgungsleilune in Serie zu einem Ladewiderstand geschalteten Taktzeitkondensator und einem Komparator, der mit einem ersten Steueranschluß am Taktzeitkondensator liegt und an seinem zweiten Steueranschluß mit einer Schwellwertspannung beaufschlagt wird, um ausgangsseitig ein Steuersignal in Abhängigkeit von. der Spannung am Taktzeitkondensator beim Erreichen eines bestimmten Niveaus zu liefern.

Oszillatorschaltungen, insbesondere in Form von Sägezahnoszillatoren, verwenden zur Frequenzbestim-

ίο mung ÄC-Netzwerke. Oszillatoren dieser Art finden bei Fernsehempfängern in Ablenkstufen als Taktschaltungen und als Dekoderschaltungen für Stereo-FM-Empfänger häufig Verwendung. Für einige dieser Anwendungsfälle ist es wünschenswert, daß die Frequenz des Oszillatorausgangssignals stabil bleibt, selbst wenn Schwankungen der Spannungsversorgung und Temperaturänderungen auftreten. Die Frequenz des Oszillatorsignals soll lediglich von Änderungen eines Steuersignals abhängen. Derartige Oszillatorschaltungen, insbesondere für die horizontale Ablenkstufe von Fernsehempfängern oder die Dekoderstufe für Stereoempfänger, sollen mit monolithisch integrierten Phasendetektoren kompatibel sein, welche erfordern, daß eine bestimmte Spannung und Impedanz am Ausgang der Oszill«itorstufe aufrechterhalten wird. Derartige Phasendetektoren liefern ein Steuersignal für die Synchronisierung des Oszillatorausgangssignals mit einem empfangenen Taktsignal.
Es sind Oszillatorschaltungen bekannt, die für viele Anwendungsfälle geeignet sind, jedoch sich als nachteilig erweisen, wenn sie in einem System mit einer monolithisch integrierten Phasennachziehschleife Verwendung finden sollen. Derartige bekannte Oszillator-Schaltungen benötigen drei verschiedene Potentialrii veaus, um optimal betrieben werden zu können. Da jedoch nur zwei Potentialniveaus in der Regel leicht zur Verfugung stehen, ist es notwendig, in dem monolithischen Aufbau des Oszillators weitere aktive und passive Schaltkreiskomponenten vorzusehen, um ein drittes Potentialniveau zu schaffen. Diese zusätzlichen Schaltkreiskomponenten nehmen nicht nur zusätzlichen Raum auf dem Halbleiterplättchen ein, sondern tragen auch zu dessen Erwärmung sowie zu der höheren Wahrscheinlichkeit eines Ausfalles bei, da zusätzliche Schaltkreiskomponenten sowohl die Wirtschaftlichkeit bei der Herstellung als auch die Zuverlässigkeit des Schaltkreises beeinflussen. Außerdem ist es bekannt, daß derartige Oszillatorschaltungen als Sägezahnoszillatoren in unerwünschter Weise von der Temperatur abhängen und in Abhängigkeit von der Temperatur eine Veränderung der Sägezahnfrequenz erfahren. Wenn derartige Sägezahnoszillatoren in dem horizontalen Ablenksystem von Fernsehempfängern Verwendung finden, hat der Sägezahn eine verhältnismäßig lange Anstiegszeit, verglichen mit der Abfallszeit, welche dem Strahlrücklauf zugeordnet ist. Es ist bekannt, einen Transistor zu verwenden, dessen Basis an das RC-Netzwerk angeschlossen und während der Anstiegszeit der Sägezahnflanke leitend ist. Da der vom Transistor gezogene Basisstrom mit Änderungen der Temperatur sich ebenfalls ändert, entsteht auch eine Änderung des Ladestroms für den Taktzeitkondensator in Abhängigkeit von der Temperatur durch den leitenden Transistor. Als Folge davon ergibt sich eine unerwünschte Temperaturabhängigkeit für die Wiederholungsfrequenz des Sägezahnoszillators. Es sind auch Schaltungskonfigurationen bekannt, bei denen mit dem Taktzeitkondensator verbundene Transistoren während der

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uf Ii nden Flanke des Sägezahns, d. h. während der weiteren Ansprüchen.

- μ- "zeit, leitend sind und eine Frequenzabhängig- Ein nach den Merkmalen der Erfindung aufgebauter

^R· Ηρς Sägezahns von der Terrperaturänderung Sägezahnoszillator besitzt eine in Serie zum Taktzeit-

^kelt. ?" ^B kondensator geschaltete Ladeschaltung für die Fre-

^bep5 besondere Anwendungsfäiie ist es wünschens- 5 quenzbestimmung. An den gemeinsamen Verbindungs-

daß der Sägezahnoszillator in integrierter Form punkt zwischen der Ladeschaltung und dem Taktzeit-

^We/ nem Halbleiterplättchen zusammen mit mehreren kondensator ist ein Komparator mit seinem ersten

H en Schaltungen monolithisch ausgeführt ist. In Steueranschluß angeschlossen, wogegen der zweite

ih Anwendungsfällen, wie sie für das horizontale Steueranschiuß des Komparators an der Ausgangs-

^S»°K. nk^vstem von Fernsehempfängern Verwendung _I0 klemme einer Schaltung zum Festlegen eines umschalt-

r α können auch Phasendetektoren und Treibervor- baren Schwellwertes liegt Der Ausgang des Kompara-

f mit in die Schaltung eingeschlossen sein. Sowohl tors ist mit dem Steueranschluß dieser Schaltung zur

5inTten als auch die Größe einer Fassung für das Festlegung des umschaltbaren Schwellwertes und mit

u ihiPiterolättchen nehmen in Abhängigkeit von der einer normalerweise nichtleitenden Entladeschaltung

nlr werdenden Anzahl erforderlicher Anschlußlei- ,₅ verbunden. Diese Entladeschaltung liegt zwischen dem

η zu Da es jedoch wünschenswert ist, diese Taktzeitkondensator und der das Bezugsspannungsni-

ISn möglichst klein zu halten, soll für einen veau führenden Spannungsversorgung.

SShnoszi ator lediglich eine Anschlußleitung für Zu Beginn eines FunktionszykJus legt die Schaltung

λ ^g SeaueSeuersignal erforderlich sein, wobei an zur Festlegung eines umschaltbaren Schwellwertes e.ne

ί JdI diskreten für die Frequenzbestimmung ₂₀ hohe Schwellwertspannung an den zwe.ten Steueran-

^dlf! integrierten Schaltung vorgesehenen Schluß des Komparators an, der aus einem Differenzver-

~Sen anschließbar sind. Bekannte stärker besteht, um die aktiven Elemente des m.t dem

für diese Anwendungsfllle Taktzeitkondensator verbundenen D; erenzversta.

anschließbar sind. Bekannte stärker besteht, u

Eren für diese Anwendungsfllle Taktzeitkondensator verbundenen D; e

zwei Anschlüsse, an welche die frequenzbe- kers im nichtleitenden Zustand zu halten. Als rolge ,^menden Elemente angeschlossen sind, und einen ₂₅ davon liefert der Komparator ein erstes Steuers.gnal.

SerenAnscMußFür die Stromversorgung. Außerdem das die aktiven Elemente der Entladeschaltung ebenfalls

ir_d ese sTgezaLöszillatoren in ihrem Schaltungsauf- im nichtleitenden Zustand hält. D,e Ladescha hungfuhr

u komplex, um in monolithisch integrierter Form dem Taktzeitgenerator Strom zu, welcher diesen auf ad

⁵ s -r^^sι=Α=ζβΑ

HS£ SSS5K5äSS5SS

gelöst, daß eine Schaltung zur Festlegung eines ^^³'.^^„Vohen Schwellwert bestimmende

umschaltbaren Schwellwertes ein erstes elektronisches ₅o ^^°J^.°^„^\m Die Oszillatorschaltung

Umschaltelement umfaßt, das m.t seinem Steueren- ^SP^^u"f™_nX_n7erf_ord_ert nur zwei Potentiale für

schluß am Ausgang des Komparators Hegt und mit ^^{maß der Er}[Jf₁^J „„?„„ einen Anschluß für

seinem Ausgang an den zwe.ten Steueranschluß des die Spanniing iver-orgung _{Da a}„_{e aktiven}

Komparators angeschlossen .st, um die den Schwel wer da ^f^^ue£^^ verbundenen Elemente

bestimmende Spannung von einem hohen Wert auf ₅₅ £^l £™ ™

einen niederen Wert in Abhängigst von an den f^S^^ffen Zeitanteil eines periodi-

Komparator angelegten Steuersigna en umzuschalten, leitend sind, der «^enJ^r _{d die elektrisch}en

daß eine Entladeschaltung für den T.ktze.tkonden»ior ^^^Äente in Abhängigkeit von der

ein zweites elektronisches Umschaltelemen umfaßt, da. ^"*^C"J"'^en ° nachteilig auf die Frequenz des

mit einem Anschluß an den Taktzeitkondensator _6o Tempera ur kaun^^ nachte j _die ^ ^

d Ahlß d Osz IU ors ^^rksam

^Jnacg

mit einem Anschluß an den Taktzeitkondensator _6o Tempera ur kaun^^ nac j _die ^ ^

gekoppelt ist und mit einem anderen Anschluß an der Osz IU ors ^^rksam' _{verbundenen aktive}n Elemente zweiten Spannungsversorgungsleitung hegt, wogegen Tate«Aondensatwj sättigungszustand, womit der Steueranschluß mit dem Ausgang des Comparators wahrend ^der ^^nt _{; Änderung} der charakteristi- und dem Steueranschluß des_ ersten elektronischen ^♦^^X^lbenfaHs auf ein Minimum

bd t und daß die Entlade- 6₅ sehen ^_nschaUe _{jh i}

und dem Steueranschluß des_ ersten elektronisc ^^^X^lbenfaHs auf ein Mini

Umschaltelementes verbunden ,st, und daß die Entlade- 6₅ sehen ^_nschaUe _{e sjch}

schaltung in Abhängigkeit vom Steuersignal den her abgedruckt w£ ^ _die V₀M_11nJ

l^S^Zti^^^^^ S^chaufgebautistundsehrleichtinmonohthisch

integrierter Schaltkreisform ausgeführt werden kann. Die Frequenz des Oszillatorausgangssignals kann mit Hilfe eines externen an den Taktzeitkondensator angelegten Stromes leicht eingestellt werden, wobei eine monolithische Phasenziehschleife bzw. Phasenblokkierschleife einschließlich eines Phasendetektors Verwendung findet, der bewirkt, daß der Oszillator eine bestimmte Gleichspannung am Ausgang des Phasendetektors auslöst.

Die Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich auch aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispieles in Verbindung mit den Ansprüchen und der Zeichnung. Es zeigt

Fig. 1 das Blockdiagramm einer monolithischen Schaltung des horizontalen Ablenksystems für einen Fernsehempfänger, bei dem ein Sägezahnoszillator gemäß der Erfindung Verwendung findet,

F i g. 2 das Schaltbild des Sägezahnoszillators,

Fig. 3 einen Zyklus der wiederkehrenden Sägezahnschwingung an der Ausgangsklemme des Oszillators gemäß Fig.2.

Das in F i g. 1 dargestellte horizontale Ablenksystem 10 für einen Fernsehempfänger umfaßt einen Phasendetektor 14. einen Oszillator 16 und eine Treibervorstufe 18, welche innerhalb eines gestrichelten Blockes 12 dargestellt sind und in monolithisch integrierter Schaltkreisform hergestellt sein können. Ein Tiefpaßfilter 20 ist zwischen den Ausgang 22 des Phasendetektors 12 und einen Steueranschluß 24 des Oszillators 16 geschaltet, der am Steueranschluß 24 ferner mit einem Taktgeber 26 verbunden ist. Das Tiefpaßfilter 20 und der Taktgeber 26 können aus diskreten Schaltkreiskomponenten aufgebaut sein, welche Werte annehmen, die für eine monolithisch integrierte Bauweise weniger geeignet sind, und da diese Schaltkreiskomponenten sich in Abhängigkeit von der Temperatur verhältnismäßig stabil verhalten. Eine Treiberstufe 28 und eine Ausgangsstufe 30 liegen zwischen dem Ausgang der Treibervorstufe 18 und einem Rücklauftransformator 32. Der Eingang 34 des Phasendetektors 14 wird mit den demodulierten horizontalen Synchronisationssignalen beaufschlagt Der Rücklauftransformator 32 ist ferner mit dem Eingang 36 des Phasendetektors 14 verbunden, so daß die Phase eines Teiles des Rücklaufimpuises mit der Phase des horizontalen Synchronisationssignals verglichen werden kann.

Im Betrieb ist der Takt des Sägezahnsignals am Ausgang des Sägezahnoszillators 16 über ein von dem Phasendetektor 14 erzeugtes Steuersignal mit den horizontalen Synchronisationsimpulsen phasengekoppelt Die von einer nicht dargestellten Trennschaltung aus dem Video-Signalgemisch abgeleiteten Synchronisationsimpulse werden, wie erwähnt dem Eingang 34 des Phasendetektors 14 zugeführt Ein Teil des Rücklaufimpuises wird einem zweiten Eingang 36 dieses Phasendetektors zugeführt, der ausgangsseitig ein entsprechendes Gleichstromsignal als Steuersignal in Abhängigkeit von der Phasendifferenz liefert wenn eine solche zwischen dem Synchronisationssignal und dem Rücklaufimpuls besteht Dieses Gleichstromsteuersignal wird über das Tiefpaßfilter 20 an den Steueranschluß 24 des Oszillators übertragen, um die Phase des periodischen Ausgangssignals des Oszillators abzustimmen. Die Konfiguration des Phasendetektors 14 macht es erforderlich, daß ein weiteres Gleichstromniveau mit einer vorgegebenen Amplitude am Ausgang 22 des Phasendetektors durch den Oszillator 16 erzeugt wird.

In F i g. 2 ist das Schaltbild des Oszillators 16 sowie des Tiefpaßfilters 20 und des Taktgebers 26 dargestellt. Eine Versorgungsleitung 40 wird mit einer positiven Versorgungsspanniing beaufschlagt und stellt ein Gleichstrompoteniial mit einer ersten positiven Amplitude zur Verfugung, wogegen ein negativeres Bezugspotential an der Leitung 42 vorzugsweise in Form von Massepotential zur Verfugung steht. Diese Leitungen 40 und 42 können als Metallisationsstreifen in bekannter Weise auf dem Halbleiterplättchen verlaufen. Der

ίο Oszillator 16 umfaßt zwei differenzgeschaltete umschaltbare Transistoren 44 und 46. Der als Stromquelle dienende Transistor 47 ist mit seinem Kollektor an die Emitter der Transistoren 44 und 46 angeschlossen, wogegen der Emitter dieses Transistors 47 über einen

i_S Widerstand 50 an der mit dem Bezugspotential beaufschlagten Leitung liegt. Der Kollektor des Transistors 46 ist direkt mit der positiven Versorgungsleitung 40 verbunden, wogegen der Kollektor des Transistors 44 über einen Widerstand 51 an der positiven Versorgungsleitung 40 liegt. Gleichzeitig ist mit dem Kollektor des Transistors 44 die Basis eines Umkehrtransistors 52 verbunden. Der Emitter des Transistors 52 liegt direkt an der Versorgungsleitung 40. Die Transistoren 44, 46, 47 und 52 arbeiten zusammen mit den Widerständen 50 und 51 als Komparator mit einem unsymmetrischen Ausgang am Kollektor des Transistors 52, wogegen der Eingang des Komparators von der Basis des Transistors 44 und der Basis des Transistors 46 gebildet wird.

Der Kollektor des Umkehrtransistors 52 ist mit der Basis eines Entladetransistors 54 für den Taktzeitkondensator einerseits und mit der Basis eines Schalttransistors 56 für die Schwellwertspannung andererseits verbunden. Der Kollektor des Entladetransistors 54 ist mit dem Steueranschluß 24 verbunden, wogegen sein Emitter an der negativen Versorgungsleitung 42 liegt. Ein Abschaltwiderstand 57 verbindet die Basis des Transistors 54 und den Kollektor des Transistors 52 mit der negativen Versorgungsleitung 42, wodurch eine Entladestrecke für die Grenzschichtkapazität geschaffen wird, welche ein rasches Umschalten dieser Transistoren wesentlich begünstigt. Zwischen den Koiiektor des Schalttransistors 56 und die Basis des Transistors 46 ist ein Widerstand 58 geschaltet. Die Widerstände 57 und 86 wirken mit dem Entladetransistor 54 zusammen und bilden einen Teil der Kondensatorentladeschaltung.

Zwischen der positiven Versorgungsleitung 40 und der negativen Versorgungsleitung 42 liegt ein Spannungsteiler aus einer Serienschaltung der Widerstände 60, 62, deren gemeinsamer Verbindungspunkt an der Basis des Transistors 46 liegt. Die Werte dei Widerstände 60 und 62 werden so ausgewählt daß eir vorgegebener Teil der gesamten Versorgungsspannunj an der Basis des Transistors 46 wirksam ist um eint höhere Schwellwertspannung Vm zu erzeugen, die auch die Maximalamplitude des ausgangsseitigen Sägezahn signals mitbestimmt Die Widerstände 58, 60 und 62 wirken mit dem Transistor 56 derart zusammen, daC eine Schaltung zur Festlegung des umschaltbarer Schwellwertes geschaffen wird.

Dioden 64 und 66 in Serie zu einer Zenerdiode 6f liegen zwischen der positiven Versorgungsleitung 4( und der negativen Versorgungsleitung 42, um die Amplitude der Versorgungsspannung zwischen der beiden Versorgungsleitungen 40 und 42 praktisch ir bekannter Weise konstant zu halten. Die Temperatur koeffizienten der Dioden 64 und 66 sind so ausgewählt

daß sie den Temperaturkoeffizicnten der Zenerdiode 68 ausgleichen, um damit eine im wesentlichen konstante und temperaturunabhängige Versorgungsspannung sicherzustellen. Zwischen der Basis des Transistors 47 und der Versorgungsleitung 40 liegt ein Widerstand 70, wogegen die Basis des Transistors 47 über eine Diode 72 und einen Widerstand 74 an der negativen Versorgungsleitung 42 liegt. Die Serienschaltung der Diode 72 mit dem Widerstand 74 bewirkt eine im wesentlichen konstante Basis-Emitterspannung für den Transistor 47, so daß entsprechend ein im wesentlich konstanter Strom über diesen Transistor von einem der beiden Transistoren 44 und 46 gezogen werden kann. Zwischen dem Anschluß für die positive Versorgungsspannung und der Versorgungsleitung 40 liegt ein Widerstand 75, der in Form eines diskreten Widerstandes ausgeführt sein kann und die Amplitude des Stromes begrenzt, welcher über die der Spannungsstabilisierung dienenden Dioden 64 und 66 sowie die Zenerdiode 68 fließt. Wenn die Basisspannung des Transistors 44 positiver ist als die uasisspannung des Transistors 46, wird der Transistor 44 leitend und der Transistor 46 nichtleitend, so daß der gesamte Strom von dem als Stromquelle wirksamen Transistor 47 über den Transistor 44 fließt.

Ein Widerstand 76 zur Einstellung der Taktzeit, welcher veränderlich sein kann, liegt mit seiner einen Seite an der positiven Versorgungsleitung 40 und mit seiner anderen Seite am Steueranschluß 24 sowie an der einen Seite des Taktzeitkondensators 78, der mit seiner anderen Seite auf dem Bezugspotential der negativen Versorgungsleitung liegt. Der Widerstand 76 liegt im Ladestromkreis des Taktzeitkondensators 78.

Im frei laufenden Betrieb des Oszillators 16 steuert dieser die Aufladung und die Entladung des Taktzeitkondensators 78, wodurch ein Signal mit einer wiederkehrenden Schwingungsform an dem Steueranschluß 24 zur Verfügung steht, das im vorliegenden Fall eine Sägezahnschwingung 80 gemäß F i g. 3 ist. Auf der Abszisse 82 ist die Zeit und auf der Ordinate 84 die Amplitude aufgetragen, welche sich am Taktzeitkondensator 78 während eines Funktionszyklus ausbildet. Zum Zeitpunkt TO beginnt sich der Kondensator 78 durch einen über den Widerstand 76 geführten Strom aufzuladen, wodurch der ansteigende Teil 85 der Schwingungsform 80 entsteht. Ebenfalls zum Zeitpunkt TO wird der Transistor 46 leitend und der Transistor 44 nichtleitend. Der Transistor 46 wird leitend gemacht auf Grund der hohen Schwellwertspannung Vth, die an der Basis über den Spannungsteiler aus den Widerständen 60 und 62 wirksam ist. Der Transistor 44 ist nichtleitend, da seine Basisspannung weniger positiv ist als die Spannung an der Basis des Transistors 46. Die Kollektorspannung des nichtleitenden Transistors 44 erreicht einen Amplitudenwert, der der positiven Versorgungsspannung auf der Versorgungsleitung 40 5s entspricht. Damit ist der Transistor 52 nichtleitend und führt keinen ausreichenden Basisstrom, um entweder den Entladetransistor 54 oder den Schalttransistor 56 leitend zu machen. Die negative Spannung am Kollektor des Transistors 52 stellt eine erste Steuerspannung dar, die dafür sorgt daß der Entladetransistor 54 in dem Zeitintervall TO bis Tl nichtleitend ist. Damit lädt die über die Versorgungsleitung 40 einwirkende positive Versorgungsspannung den Taktzeitkondensator 78 bis zum Erreichen des Zeitpunktes TI auf, in welchem die Spannung an dem Steueranschluß 24 und an der Basis des Transistors 44 geringfügig größer wird als die Schwellwertspannung Vth, welche an der Basis des Transistors 46 wirkt.

Zum Zeitpunkt Tl wird der Transistor 44 in Abhängigkeit von der Amplitude der am Taktzeitkondensator 78 wirksamen Spannung leitend, da diese Amplitude den Wert der Spannung an der Basis des Transistors 46 übersteigt. Daraus ergibt sich, daß während der Zeit Tl und T2 der Transistor 44 leitend wird und von dem Transistor 47, der als Stromquelle dient. Strom zieht, womit der Transistor 46 in den nichtleitenden Zustand umschaltet. Sobald der Transistor 44 leitend ist, fällt seine Kollektorspannung ab und macht den Transistor 52 nichtleitend. Der Kollektorstrom und die positive Kollektorspannung des Transistors 52 stellen ein zweites Steuersignal dar, das Basisstrom dem Entladetransistor 54 und dem Schalttransistor 56 zuführt, um diese leitend zu machen. Der leitende Schalttransistor 56 schaltet den Widerstand 58 parallel zum Widerstand 62. Infolge davon wird der Widerstand zwischen der Basis des Transistors 64 und der negativen Versorgungsleitung 42 kleiner, womit auch die den Schwellwert festlegende Spannung abgesenkt wird, die an der Basis des Transistors 46 wirksam ist, wobei diese Spannung den unteren in F i g. 3 dargestellten Wert Vtl annimmt.

Ebenfalls beginnend mit dem Zeitpunkt Tl und in Abhängigkeit von der zweiten Steuerspannung wird der über den Transistor 54 und den Widerstand 86 vom Taktzeitkondensator 78 nach Masse verlaufende Stromweg geschlossen. Da der Widerstand 68 einen kleineren Wert, z. B. 430 Ohm. als der Widerstand 76, z. B. 10 000 Ohm, hat, erfolgt die Entladung des Taktzeitkondensators 78 wesentlich schneller als die Aufladung. Diese Entladung verläuft exponentiell entsprechend dem Rückflankenabschnitt 87 der Schwingungsform 80 gemäß Fig.3. Die Amplitude der Spannung am Kondensator 78 fällt bis zum Zeitpunkt T2 ab, in welchem sie geringfügig unterhalb der unteren Schwellwertspannung Vtl ist, die sich an der Basis des Transistors 46 ausbildet. Infolgedessen wird zum Zeitpunkt T2 der Transistor 46 leitend gemacht und der Transistor 44 nichtleitend, womit ein neuer Zyklus der Schwingungsform 80 beginnt, wie er durch den Teil 88 in F i g. 3 angedeutet ist.

Da der Transistor 44 zum Zeitpunkt T2 wieder nichtleitend gemacht wird, liefert er wiederum das erste Steuersignal, welches die Transistoren 52, 54 und 56 nichtleitend macht. Infolge davon wirkt der Widerstand 58 nicht mehr parallel zum Widerstand 62, so daß die obere Schwellwertspannung Vth wieder an der Basis des Transistors 46 wirksam ist.

Die Frequenz des frei schwingenden Oszillators wire somit durch die Werte der diskreten /?C-Schaltung au« dem Kondensator 78 und dem Widerstand 7t eingestellt Durch entsprechende Auswahl der Größe des Widerstandes 76 und des Taktzeitkondensators 7i läßt sich der Oszillator 16 auf einen breiten Betriebsfre quenzbereich einstellen. Viele Wertkombinationen füi den Widerstand 76 und den Kondensator 78 ermögli chen eine Frequenzeinstellung 15,734 kHz bzw. eine entsprechenden Frequenz für den Horizontaloszillato eines Fernsehempfängers. Die Oszillatorfrequenz ist ii großem Umfang unabhängig von Änderungen de Versorgungsspannung, welche von den Dioden 64 um 66 sowie der Zenerdiode 68 nicht eliminiert werdei können, da der Ladestrom für den Kondensator sowi die Einstellung der unteren und oberen Schwellwert spannungen ebenfalls den Änderungen der Versoi gungsspannung folgen. Der Oszillator 16 benötigt nu

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eine Versorgungsspannung mit einem positiven und tors hängt damit direkt von der Lade- und Entladezeit einem negativen Potential, das vorzugsweise Massepo- konstante ab, wie sie durch die Werte der Widerstand« tential ist, an Stelle von drei verschiedenen Potentialien, 76 und 86 sowie des Kondensators 78 definiert werden wie sie bei bisher bekannten Oszillatorschaltungen Der diffundierte Widerstand 86 kann die Wirkung eine; erforderlich sind. Dieser Vorteil ergibt sich aus der 5 geringfügigen negativen Temperaturkoeffizienten ausVerwendung des Transistors 54 und des Transistors 56 lösen, welcher jedoch durch ein Verkürzen dei für die Umschaltung der Schwellwertspannung und das Entladezeit des Taktzeitkondensators, d. h. durch eir Anschließen dieser Transistoren an das Bezugsspan- Verkürzen der Zeitdauer zwischen der Zeil 71 und ΤΪ nungsniveau bzw. Masse an Stelle eines anderen gemäß Fi g. 3 auf ein Minimum verringert wird, postiven Spannungsniveaus. 10 Die Frequenz des Oszillators 16 wird durch einer

Es ist wichtig, daß der frei laufende Oszillator 16 seine Steuerstrom eingestellt, der vom Phasendetektor H Frequenz nicht in Abhängigkeit von der Temperatur des erzeugt wird und über das Tiefpaßfilter 20 deir Halbleiterplättchens ändert, auf welchem er ausgebildet Taktzeitkondensator entweder zugeführt bzw. vor ist. Daß sowohl Transistoren als auch durch Diffusion diesem abgeleitet wird. Wenn die Frequenz vergrößen hergestellte Widerstände temperaturabhängige elektri- _I5 werden muß, wird dem Taktzeitkondensator 78 Stroir sehe Eigenschaften haben, ist allgemein bekannt. So zugeführt, und wenn die Frequenz verringert werder tendiert z. B. die Basis-Emitterspannung, welche not- muß, wird von dem Taktzeitkondensator Strom durch wendig ist, um in einem bipolaren Transistor einen den Phasendetektor abgeleitet. Das Tiefpaßfilter 2C bestimmten Basis- oder Kollektorstrom auszulösen, mit umfaßt einen Widerstand 94, der zwischen derr ansteigender Temperatur abzunehmen. In der Zeitspan- 20 Ausgang 22 des Phasendetektors und dem Steueranne zwischen 70 und 71, welches etwa in der Schluß 24 liegt. Ferner sind ein Kondensator 96 und eir Größenordnung von 95% der Gesamtperiodendauer Widerstand 98 vorgesehen, die in Serie den Ausgang 22 der Sägezahnspannung gemäß Fig. 3 ist, sind alle mit der negativen Versorgungsleitung 42, d. h. mit derr Transistoren, die mit dem Taktzeitkondensator 78 Bezugspotential verbinden. Über den Widerstand 94 verbunden sind, nichtleitend. Damit haben Änderungen ₂₅ fließt der Steuerstrom zwischen dem Phasendetektor 14 der elektrischen Parameter dieser Transistoren in und dem Taktzeitkondensator 78 des Oszillators unc Abhängigkeit von der Temperatur keine wesentlichen bestimmt die Impedanz am Ausgang des Phasendeteknegativen Einflüsse auf die Ladung des Taktzeitkonden- tors. Ferner wird durch die Widerstände 94 und 98 sowie sators 78. Obwohl der Transistor 54 während der den Kondensator % das Oszillatorausgangssigna Entladezeit zwischen den Zeitpunkten 71 und 72 mit 30 integriert, so daß ein Gleichstromniveau an derr dem Taktzeitkondensator 78 verbunden ist, haben Ausgang 22 entsteht, das notwendig wird, um aktive Änderungen der Temperatur keinen wesentlichen Elemente des Phasendetektors 14 innerhalb ihre; Einfluß auf die Frequenz, da dieser Transistor 54 im aktiven Betriebsbereiches zu halten. Durch Vergrößerr Sättigungszustand betrieben wird. Das gleiche gilt für des Widerstandswertes des Widerstandes 94 ändert dei den Transistor 56, so daß auch keine unerwünschten 35 vom Steueranschluß 24 zum Phasendetektor fließende Einflüsse auf die Amplitude der unteren Schwellwert- Strom die Spannung am Ausgang des Phasendetektor! spannung auftreten. um einen Betrag, der ausreicht, um den Phasendetektoi

Ein anderer temperaturabhängiger Effekt bezieht in Sättigung zu treiben und damit den Frequenzbereich sich auf die Ladungsspeicherung in den gesättigten des Systems in den vorgesehenen Grenzen festzuhalten Transistoren 54 und 56. Wenn zum Zeitpunkt 72 die 40 Dies ist besonders bei der Verwendung des Sägezahnosabfallende Spannung den Wert Vtl erreicht, werden die zillators in Fernsehempfängern erforderlich, um zu Transistoren 52, 54 und 56 nicht augenblicklich verhindern, daß extreme Abweichungen in Frequenznichtleitend gemacht auf Grund dieser in der Grenz- werten ausgangsseitige Leistungsstufen beschädigen. Schichtkapazität gespeicherten Ladung. Damit tendiert Eine Oszil'atorschaltung, die erfolgreich erprobt und die abfallende Flanke noch für eine kurze Zeitdauer 45 in monolithisch integrierter Schaltkreisform hergestellt nach dem Zeitpunkt 72 weiter abzufallen. Diese wurde, ließ sich mit nachfolgenden Komponenter Zeitdauer hängt von der Temperatur ab, da die besonders vorteilhaft verwirklichen.

Speicherzeiten der Transistoren 54 und 56 in Abhängig- —

keit von der T emperatur anzusteigen tendieren und die Widerstände Widerstands-

Zeitkonstanten der Transistoren mit ansteigender 5° ^werte

Temperatur zunehmen. Durch die Abschaltung der . , _η „_ηηΛ,

Widerstände 51 und 57 wird dieser Effekt durch Bezugszeichen 50 ^S™

Ladungsableitung innerhalb der Transistoren zum Bezugsze.chen 51 3,3 K, oohm

Zeitpunkt 72 auf einen Minimalwert verringert S^SS™ « A £^! 1°°^

Damit tendiert die Wiederholungsfrequenz der vom 55 Bezugsze.chen 58 \₂ Ki oohm

Oszillator 16 erzeugten Sägezahnschwingung unabhän- Bezugsze.chen 62 3,6 K.loohm

gig von Temperaturschwankungen konstanter zu 1™*ΤΪ? Il T^ Γ κ

bleiben, als dies bei KC-Oszillatoren der Fall ist, bei Bezugsze.chen 70 3,8 Ki oohm

denen leitende Transistoren mit dem Taktzeitkondensa- Bezugsze.chen 60 2,4 K.loohm

tor während dem größten Anteil einer jeden Periode 60 Bezugsze.chen 86 430,0 Ohm

verbunden sind. Die Betriebsfrequenz des Oszillators 16 Als Taktzeitkondensator 78 wurde eine Kapazitäi

verändert sich mit dem Logarithmus des Verhältnisses von 0,01 mF und als Widerstand 76 ein Widerstand mii

der Widerstände 58, 60 und 62. Wenn daher die 10 Kiloohm verwendet Diese beiden Elemente wurder

Widerstände in einer Weise hergestellt werden, daß ihr als diskrete Schaltkreiselemente außerhalb der inte

Verhältnis zueinander in Abhängigkeit von der Tempe- 65 grierten Schaltung vorgesehen. Die angegebenen Wert«

ratur konstant bleibt, erzeugen sie praktisch auch für den Sägezahnoszillator gemäß der Erfindung diener

keinerlei Frequenzänderung in Abhängigkeit von lediglich der beispielsweisen Erläuterung und nicht de.

Temperaturschwankungen. Die Frequenz des Oszilla- Begrenzung des Erfindur.gsgegenstandes.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Oszillatorschaltung mit einem zwischen eine erste und zweite Spannungsversorgungsleitung i>i Serie zu einem Ladewiderstand geschalteten Taktzeitkondensator und einem Komparator, der mit einem ersten Steueranschluß am Taktzeitkondensator liegt und an seinem zweiten Steueranschluß mit einer Schwellwertspannung beaufschlagt wird, um ausgangsseitig ein Steuersignal in Abhängigkeit von der Spannung am Taktzeitkondensator beim Erreichen eines bestimmten Niveaus zu liefern, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung zur Festlegung eines umschaltbaren Schwellwertes ein erstes elektronisches Umschaltelement (56) umfaßt, das mit seinem Steueranschluß am Ausgang des !Comparators liegt und mit seinem Ausgang an den zweiten Steueranschluß des !Comparators «ngeschlossen ist, um die den Schwellwert bestimmende Spannung von einem hohen Wert auf einen niederen Wer« in Abhängigkeit von an den Komparator angelegten Steuersignalen umzuschalten, daß eine Entladeschaltung für den Taktzeitkondensator ein zweites elektronisches Umschaltelement (54) umfaßt, das mit einem Anschluß an den Taktzeitkondensator (78) gekoppelt ist und mit einem anderen Anschluß an der zweiten Spannungsversorgungsleitung (42) liegt, wogegen der Steueranschluß mit dem Ausgang des Komparators und dem Steueranschluß des ersten elektronischen Umschaltelementes (56) verbunden ist, und daß die Entladeschaltung in Abhängigkeit vom Steuersignal den Taktzeitkondensator entlädt.

2. Oszillatorschaltung n&ch Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite elektronische Umschaltelement aus einem Transistor besteht, der von dem Steuersignal in den Sättigungszustand gesteuert wird.

3. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zur Feststellung eines umschaltbaren Schwellwertes ferner einen ersten Widerstand (60) umfaßt, der zwischen der ersten Spannungsversorgungsleitung (40) und dem zweiten Steueranschluß des Komparators liegt, daß ein zweiter Widerstand (62) zwischen dem zweiten Steueranschluß des Komparators und der zweiten Spannungsversorgungsleitung (42) angeordnet ist, daß ein dritter Widerstand (58) in Serie zu dem ersten elektronischen Umschaltelement (56) liegt und zwischen dem zweiten Steueranschluß des Komparators und die zweite Spannungsversorgungsleitung geschaltet ist, wobei der Steueranschluß des ersten elektronischen Umschaitelementes am Ausgang des Komparators liegt.

4. Oszillatorschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der in Serie zu dem Taktzeitkondensator (78) geschaltete Ladewiderstand (76) veränderbar ist, und daß durch die Änderung des Ladewiderstandes die Frequenz der Oszillatorschaltung einstellbar ist.