DE1955507A1 - Geraet zur Umwandlung von Frequenzen in Gleichspannungssignale - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung "betrifft ein Gerät zur umwandlung von Frequenzen in Gleichspannungssignale und insbesondere ein Gerät, das ein Gleichspannungssignal erzeugt, das eine lineare und/oder nicht-lineare Funktion der Frequenz eines Eingangssignals ist.

Die im folgenden beschriebene Anlage wandelt ein periodisches Signal in ein Gleichspannungssignal um, das proportional und/oder eine vorgewählte, nicht-lineare Funktion der Frequenz des periodischen Signals ist. Die Eingangssignale werden in Signalpulse konstanter Amplitude und vorgegebener Zeitdauer umgewandelt. Diese Signalpulse

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Patentanwälte Dipl.-Ing. Martin Licht, Dipl.-Wirtsch.-Ing. Axel Hansmann, Dipl.-Phys. Sebastian Herrmann

8 MÖNCHEN 2, TH ERES I ENSTRASSE 33 · Telefon: 281202 · Telegramm-Adresse: Lipatli/Mönchen Bayer. Vereinsbank München, Zweigst. Oskor-von-Miltar-Ring, Kto.-Nr. 882495 · Postscheck-Konto: München Nr. T63397

ORIGINAL

werden einer Schaltung zur Mittelwertbildung, die eine Gleichspannungsausgabe proportional zur Frequenz liefert, und/oder einem Schaltkreis mit Sättigungsbereich eingespeist, der ein Gleichspannungsaignal liefert, das eine nicht-lineare Funktion der angelegten Frequenz ist. Außerdem ist ein Schaltkreis vorgesehen, der feststellt, ob die Periode der Eingangsfrequenz kürzer als die Dauer der Signalpulse ist.

Bei Geräten, die Frequenzen in Gleichspannungssignale umwandeln, indem die Eingangssignale durch Schaltkreise

P in Spannungspulse konstanter Amplitude und gegebener Dauer umgewandelt werden, ist die Genauigkeit im allgemeinen durch die Stabilität des Schaltkreises bestimmt. Deshalb muß die Stabilität des Schaltkreises konstant gehalten werden. Außerdem wird die Leistungsfähigkeit der Anlage bei niedrigen Frequenzen im allgemeinen durch den Arbeitszyklus des Schaltkreises bestimmt. Wenn der Arbeitszyklus des Schaltkreises sehr kurz im Vergleich zur Periode des Eingangssignals ist, ist eine Mittelwertbildung schwierig. Wenn der Arbeitszyklus dagegen so festgelegt wird, daß bei niedrigen Frequenzen ein guter Wirkungsgrad erzielt wird, ist der Frequenzbereich des Gerätes begrenzt. Solche Anlagen erfordern also sehr stabile und bequem einstellbare Schaltkreise, um den Frequenzbereich der Anlage bei einer gewünschten betrieblichen Leistungs-

fähigkeit variieren zu können und trotzdem eine hohe Genauigkeit zu erzielen. Außerdem muß eine Vorrichtung vorgesehen, sein, die nach Festlegen der Schaltperiode feststellt, ob

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die Periode der Eingangssignale größer als der Arbeitszyklus der Schaltsignale ist, und ein Fehlersignal liefert, wenn . das nicht der Pail ist.

Der Erfindung liegt folgende Aufgabenstellung zugrundet Es soll eine neuartige und verbesserte Anlage zur Umwandlung von Frequenzen in Gleichspannungssignale geschaffen werden.

Es soll weiterhin eine neuartige und verbesserte ^Änlage zur Umwandlung von Frequenzen in Gleichspannungssignale geschaffen werden, die so eingestellt werden kann, daß die betriebliche Leistungsfähigkeit über verschiedene Bereiche von EingangsSignalen erhöht werden kann.

Es soll weiterhin ein neuartiger und verbesserter, monostabiler Schaltkreis geschaffen werden, der einen hohen Arbeitszyklus und eine Periode hat, die über einen weiten Frequenzbereich bequem eingestellt werden kann und trotzdem hohe betriebliche Stabilität aufweist.

Es soll weiterhin ein neuartiger und verbesserter Schaltkreis geschaffen werden» der feststellt, ob die Frequtfts der an einer Wandleranlage anliegenden Eingangssignale ttfetrschritten nvird. *

Es soll weiterhia eine Schaltung geschaffen werden, die Spannungspulse konstanter Amplitude und vorgegebener Dauer in eine vorgewählte, nicht-lineare Funktion der Pulsfrequenz umwandelt.

Ein erfindungsgeaiäßer Wandler enthält einen mono-

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stabilen Schaltkreis, der für jede Periode des empfangenen Eingangssignals ein Schaltsignal konstanter Amplitude und vorgegebener Dauer erzeugt. Das Schaltsignal wird gemittelt, um eine Gleichspannungsausgabe zu erhalten, die eine Punktion der Eingangsfrequenz ist. Eine Detektorschaltung für Frequenz-Überschreitung ist vorgesehen, die feststellt, ob die Periode des Eingangssignals kleiner als die Zeitdauer der Schaltsignale ist. Die ^etaktorschaltung vergleicht den Arbeitszyklus des Schaltvorgangs mit der Periode der Eingangspulse. Wenn ™ die Periode der Eingangspulse kleiner als der Arbeitszyklus iat, wird ein Fehlersignal erzeugt.

Ein weiteres Merkmal der Erfindung betrifft einen Schaltkreis zur Mittelwertbildung, der ein Gleichspannungssignal erzeugt, das proportional und/oder eine nicht-lineare Funktion der Eingangsfrequenz ist. Die nicht-lineare Funktion kann beispielsweise eine logarithmische Funktion sein.

Weiterhin ist ein sehr stabiler, einstellbarer, monostabiler Schaltkreis für den Wandler vorgesehen, so daß die vorgewählte Zeitdauer des monostabilen Schaltkreises eingestellt werden kann, um Eingangsfrequenzen innerhalb des gewünschten Freauenzbereichs umwandeln zu können.

Figur 1 ist ein Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen Anlage zur Umwandlung von Frequenzen in Gleichspannungssignale, die proportional und/oder eine vorgewählte, nicht-lineare Funktion der Frequenz sind. - ,

Figur 2 ist ein erweitertes Blockdiagramm des monostabilen Präzisionsmult!vibrators aus Figur 1. ·

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Figur 3 ist ein Schaltdiagramm des Präzisionsmulti— vibrators aus Figur 1 und 2.

Figur 4A und 4B sind Schaltdiagramme des nichtlinearen Wandlers und der Schaltung zur linearen Mittelwertbildung aus Figur 1 sowie der zugehörigen Antriebsschaltung.

Figur 5 ist eine graphische Darstellung der Signale der Anlage aus Figur 1, 2 und 3 und dient zur Erläuterung der Anlage.

Figur 6 ist eine graphische Darstellung der Signale der Anlage aus Figur 1, 2 und 3 bei der doppelten Frequenz von Figur 5.

Figur 7 ist ein Blockdiagramm der in Figur 1 gezeigten Detektorschaltung für Frequenzüberschreitung.

Figur 8 ist eine graphische Darstellung der Arbeitsweise der Detektorschaltung aus Figur 7·

In Figur 1 werden die periodischen Signale, die in Gleichspannungssignale umgewandelt werden sollen, der Eingangsklemine 10 eines quadratischen Verstärkers 12 eingespeist. Der quadratische Verstärker 12 wandelt die Eingangssignale in Signale konstanter Amplitude um. Wenn beispielsweise die Eingangssignale ctie Sinuswellen 13 und 15 sind (Figur 5 und6), werden diese Eingangssignale in Rechteckwellen 17 und 19 (Figur 5 und 6) umgewandelt, die die gleiche Frequenz oder Periode wie die Eingangssignale haben. Wenn die Eingangssignale Rechteckwellen sind, kann der quadratische Verstärker fortgelassen werden.

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Die Hechteckwellen vom quadratischen Verstärker 12 werden über eine Zeitverzögerungsschaltung 14 einem einstellbaren, monostabilen Präzisionsmultivibrator 16 eingespeist. i>er Präzisionsmultivibrator 16 liefert für jede Periode eines der Anlage eingespeisten Signals einen Spannungspuls vorgegebener Dauer und konstanter Amplitude. Die einstellbare Periodendauer des Präzisionsmultivibrators wird so eingestellt, daß sie der Periode der höchsten Frequenz der umzuwandelnden Signale nahe kommt. Ein Überfrequenzdetektor 18 liegt zwischen dem Präzisionsmultivibrator 16 und der Zeitverzögerungsschaltung 14- und stellt fest, ob die Frequenz der an Klemme 10 anliegenden Eingangssignale größer als die höchste Frequenz ist, für die der Präzisionsmultivibrator 16 eingestellt ist. Wenn der Arbeitszyklus des Präzisionsmultivibrators 16 so eingestellt wird, daß er nahezu 100$ der zum Abtasten oder Umwandeln erwarteten höchsten Frequenz erreicht, ist die Arbeitsweise der Anlage über den erwarteten Eingangsfrequenzbereich optimiert.
} Der Ausgang des Präzisionsmultivibrators 16 wird

einem Kreis 20 zur linearen Mittelwertbildung, der ein Gleichspannungssignal liefert, dessen Größe proportional der Frequenz des Eingangssignals ist, und außerdem über eine nichtlineare Kaskodenschaltung mit Sättigungsbereich 22 einem Summierkreis 24 eingespeist, der ein Gleichspannungssignal liefert, dessen Größe eine nicht—lineare oder logarithmische Funktion der Frequenz der Eingangssignale ist. Der lineare

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Mittelwertbildungskreis 20 und der Summierkreis 24 sind an ein Gleichspannungsausgangsgerät gekoppelt, dessen Skalen- . ablesung proportional der Frequenz und/oder eine nicht-lineare (logarithm!ache) Punktion der frequenz der an Klemme 10 anliegenden Eingangssignale ist. Es soll hier erwähnt werden, daß die Zeitverzögerungsschaltung 14 für die Arbeitsweise dee Frequenzwandlers nicht erforderlich ist, jedoch im Überfrequenzdetektor verwendet wird.

Die Arbeitsweise des Präzisionsmultivibrators 16 soll im Zusammenhang mit Figur 2, 3, 5 und 6 erläutert werden. Die verzögerten Signale der Verzögerungsschaltung 14 (Pulse 27 und 29» Figur 5 und 6) werden von einem Differentiator 30 (Figur 2) differenziert, so daß die Spannungsspitzen 32 und 34 (Figur 5 und 6) entstehen, die das bistabile Flipflop 36 setzen. Es soll erwähnt werden, daß für jede Periode des Efngangssignals ein negativer, differenzierter Puls erzeugt wird. Wenn das R-S-Flipflop 36 gesetzt wird, wird ein Gleichstromtreiberkreis 38 leitend und lädt einen Speicherkondensator 40 auf. Das im Kondensator 40 gespeicherte Potential wird in einem Komparator 44 mit einem Bezugspotential 42 verglichen« D&r Komparator 44 ist so geschaltet, daß er das Flipflop 36 rücksetzt, wenn der Kondensator 40 auf einen vorgegebenen tert 50 aufgeladen wird (Wellenform 46 und 48, Figur 5 und 6). Der Sleichatromtreiberkreis 38 lädt den Kondensator alt konstanter Geschwindigkeit auf, so daß Säge- «aimwellenformen 46 und 48 entstehen. Wenn das Flipflop 36

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rückgesetzt ist, wird der Treiberkreis 38 abgeschaltet und ein Entladekreis 54 freigegeben, der den Kondensator 40 rasch entlädt. Der Ausgangskreis des Präzisionsmultivibrators (Leitung 62) liefert die Ausgangspulse 58 und 60 (Figur 5 und 6), die eine konstante Amplitude und vorgegebene Zeitdauer aufweisen. Pur jede Periode des Eingangssignals wird ein Kechteckpuls erzeugt.

In dem Schaltdiagramm aus Figur 3 enthält der Differentiator den Kondensator 80, die Diode 82 und die Widerstände 84, 86 und 87. Das Flipflop 36 besteht aus den "NAND"-G-attern 88 und 89. Die NAND-Gatter 90 und 91 sind Ausgangspuffer. Einer der Eingangskreise des NAND-Gatters 88 empfängt die differenzierten Signale, während der Ausgangskreis des Gatters mit einem der Eingangskreise der anderen NAND-Gatter 89, 90 und 91 verbunden ist. Der andere Eingang des NAND-Gatters 88 ist mit dem Ausgang des NAND-Gatters 89 und mit einer Ausgangsklemme 92 verbunden.

Das NAND-Gatter 90 ist mit dem Gleichstromtreiberkreis 38 verbunden. Der Treib.erkreis 38 enthält die Transistoren 94, 96 und 98, 100, die zwei direkt gekoppelte Differentialverstärker darstellen, sowie einen Transistor 101, der als Steuergatter geschaltet ist. Das NAND-Gatter 90 ist über zwei Dioden 102 und 104 mit dem Transistor 101 verbunden und liegt mit diesem im Emitterkreis der Transistoren 94 und 96. Eine Zenerdiode 108 ist mit einem Widerstand 110 und einer Versorgungskleinme 112 in Serie geschaltet und liefert

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eine konstante Vorspannung für den Tranaistor 98. Der Transr istor 94 treibt einen Transistor 114, der seinerseits mit einem Wählschalter 116 zur Auswahl eines der Kondensatoren 118-120 und über ein Potentiometer 117 mit der Versorgungsklemme 112 verbunden ist. ¹W Differentialverstärker liefert ein Ausgangssignal konstanter Amplitude, das durch die Zenerdiode 108 amplitudengeregelt ist.

Der Gleichstromtreiberkreis liefert eine einstellbare Stromquelle, die einen durch den, Schalter 116 ausgewählten Kondensator der Kondensatoren 118-120 mit konstanter Geschwindigkeit auflädt. Wenn der differenzierte Puls vom NAND-Gatter 88 empfangen wird, schaltet das NAND-Gatter 90 den Transistor 101 in den leitenden Zustand. Hierdurch leiten auch die Transistoren 94 und 96 und schalten den Transistor 114 in den leitenden Zustand, so daß der ausgewählte Kondensator aufgeladen werden kann.

Ein Differentialverstärker 122 mit hohem Verstärkungsfaktor ist mit dem Schalter 116 und einer Bezugsspannungsquelle 124 verbunden und vergleicht die in dem ausgewählten Kondensator 118-120 gespeicherte Ladung mit dem Bezugspotential, Wenn der ausgewählte Kondensator auf einen vorgegebenen Wert aufgeladen ist, wird der Differentialverstärker 122 geschaltet und liefert ein Signal an' das NAND-Gatter 89, um das Flipflöp 36 rückzusetzen.

■^; Das NAND-Gatter 91 ist über die Dioden 126 und 128 mit einem Transistor 130 verbunden und schaltet diesen Trans-

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istor 130 in den nicht-leitenden Zustand, wenn das Flipflop rückgesetzt ist. Der Transistor 13Ο ist über die Dioden und 134· mit dem Transistor 136 verbunden, um diesen in den leitenden Zustand zu schalten, so daß der angeschlossene Kondensator 118-120 auf Erdpotential entladen wird.

Die Schaltung aus Figur 3 liefert an die Klemme eine Hechteckwelle mit im wesentlichen konstanter Amplitude und sehr stabiler, einstellbarer Zeitdauer. Die Zeitdauer oder der Arbeitszyklus der Schaltung wird durch die Einstellung

P des Potentiometers 117 und des Schalters 116 bestimmt, Das Potentiometer 117 liefert in Verbindung mit dem Schalter eine sehr stabile Vorrichtung zur variablen Auswahl der Periode des Präzisionsmultivibrators über einen relativ weiten Frequenzbereich. Andererseits kann das Potentiometer 117 auch aus mehreren Potentiometern bestehen und der Wählschalter einen zweiten gekuppelten Abschnitt enthalten, der jeweils eines dieser Potentiometer gemäß der gewünschten Periode in den Emitterkreis des Transistors 114 einschaltet. Auf diese Weise dienen die Potentiometer zum Eichen der vom Multivibrator gelieferten Periode.

In Figur 4A wird der vom Präzisionsmultivibrator erzeugte Rechteckpuls über Klemme 92 und Widerstand 150 an die Basis eines Steuertransistors 152 angelegt. Der Transistor 152 liegt im Emitterkreis eines Differentialverstärkers, der die Transistoren 154 und 156 enthält. Die Transistoren 154 und 156 schalten einen zweiten ^Uleichstrom-Differential-

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verstärker, der die Transistoren 158 und 160 enthält. Die Transistoren 152-160 stellen einen geregelten Treiberkreis dar. Eine Zenerdiode 162 liegt mit einem Serienwiderstand 164

zwischen einer Versorgungsklemme 166 und Erdpotential und liefert über ein Potentiometer 168 eine einstellbare Vorspannung für den Transistor 158. Der Kollektor des Transistors 154 ist mit dem linearen und logarithm!sehen Wandler 20 und .22 verbunden· .

Der logarithmische Wandler (Figur 4A und 4B) enthält zwölf Schaltkreispaare aus den in Kaskadenschaltung verbundenen Traneistoren 180-203. Die Transistorpaare sind mit den Widerständen 210-221 in Serie geschaltet, um die Kondensatoren 230-241 aufzuladen. Die Basiselektroden der Transistoren 180-191 sind direkt mit dem Kollektor des Transistors 154 aus dem Treiberkreis verbunden. Die Diode 243 und der Widerstand 244 liefern eine Torspannung für die Transistoren 180-19t, damit die Kaskodenkreise bei Fehlen eines Steuersignals vom Transistor 154 abgeschaltet sind. Die Basiselektroden der Transistoren 192-203 sind mit einer Versorgungsklemme 242 verbunden, die ein konstantes Vorspannungspotential liefert, 4*a als Begrenzerspannung bezeichnet wird. Die am Widerstand 210 erzeugte Spannung wird der Basis des Treibertransistors 160 zugeführt und dient als temperaturkompensierende Rückkopplung, um Temperaturstabilität der Anlage zu gewährleisten.

Die an den Kondensatoren 230-241 auftretende Spannung liegt über die Lastwiderstände 250-261 am Eingang eines

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Gleichstrom-Summierverstärkers 270 an. Zwei im Gegentakt geschaltete Dioden 272 und 274 liegen zwischen dem Verstärkereingangskreis und Erdpotential und bilden einen Schutz gegen eine Übersteuerung des Verstärkers 270. Der Verstärkungsfaktor des Verstärkers wird durch das Rückkopplungspotentiometer bestimmt. Ein Potentiometer 278, das zwischen der Versorgungsklemme 280 und Erdpotential liegt, liefert über einen Serienwiderstand 282 zur Strombegrenzung eine Vorspannung oder ein Eichpotential für den Verstärker 270.

_k Die Komponentenwerte der logarithmischen Schaltung

aus Figur 4 sind primär für eine logarithmische Basis von 10 gewählt, jedoch kann die Schaltung auch für andere nicht-lineare Umwendlungsfunktionen abgeändert werden. Im allgemeinen kann die V/an dl er schaltung aus Figur 4 die Eingangssignalfre-Ciuenz in eine beliebige, nicht-lineare Ausgangsfunktion umwandeln, jedoch gilt die Einschränkung, daß die Flankensteilheit der Ausgangsspannung maximal bei der niedrigsten Frequenz ist una mit steigender Frequenz abnimmt und außerdem positiv bleiben muß. Außerdem ist ersichtlich, aaß anstelle der hier

\ gezeigten 12 Kaskodenkreise oder Segmente je nach der geforderten Genauigkeit -jede beliebige Anzahl von Kaskodenkreisen verwendet werden kann. '

Der lorarithmische Wandler aus Figur 4 addiert die an der. Kondensatoren 23C-241 erzeugten Spannungen. Die an den einzelnen Kondensatoren erzeugten Signale haben gegenüber der Charakteristik oder Flankensteilheit der Eingangsfrequenz

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verschiedene Ausgangsspannungen und auch verschiedene Sättigungspunkte gegenüber der Eingangsfrequenz. Normalerweise» wenn kein Eingangssignal vorhanden ist, werden sämtliche Transistoren 180-203 im nicht-leitenden Zustand gehalten. Wenn der Präzisionsmultivibrator geschaltet ist, liefert der Treiberkreis (Transistoren 152-160) die Basissteuerung für die Transistoren 180-191. Die Transistoren 180-191 haben vorzugsweise eine relativ niedrige Basis-Emitter-Spannung gegenüber der Kollektorstromcharakteristik, so daß nur einer der Emitter-Basis-Zweige in den Rückkopplungskreis eingeschaltet zu werden braucht (wie dargestellt ist), um eine Temperaturkompensation für sämtliche Transistoren zu schaffen.

Die Arbeitsweise des logarithmischen V/andlers soll anhand eines Segmentes oder Kaskodenkreises erläutert werden, der beispielsweise die Transistoren 181 und 195» die Widerstände 211 und 251 und den Kondensator 231 enthält. Die an der Basis des Transistors 181 anliegende Wellenform ist eine Eechteckwelle, deren Dauer durch den Präzisionsmultivibrator 16 und deren Amplitude durch die Amplitude des vom Transistor 154 erzeugten Signals bestimmt wird, wobei die Folgefrequenz durch die Eingangsfrequenz festgelegt ist. Der Transistor 181 in Emitterschaltung liefert einen Ausgangsstrom, der umgekehrt proportional zum Wert des.Widerstands 211 ist. Dieser Strom treibt den Transistor 193f der in Basisschaltung geschaltet ist. Der Strom durch die Transistoren 181 und 193 wird im Speicherkreis, der den Kondensator 231 und den Widerstand 251 enthält,

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gemittelt, um über den Widerstand 251 einen mittleren Ausgangs—, strom, der eine Punktion der Frequenz iet, an den Summier— verstärker 220 anzulegen.

Wenn der Schaltstrom in dem Abschnitt hoch ist (was durch den Wert des Widerstands 211 festgelegt ist), ist die Steilheit der gegen die Frequenz aufgetragenen Kurve des gemittelten Stroms groß, und umgekehrt. Der Kondensator 231 lädt sich entsprechend der Steilheit der Kurve so lange auf, bis die Spannung am Kondensator (die durch den mittleren Strom durch den Widerstand 251 und den Lastwiderstand 211 festgelegt ist) die an der Klemme 242 herrschende Abschaltspannung erreicht. Wenn die -^b sch alt spannung erreicht ist, wird durch eine weitere Erhöhung der Folgefrequenz die Spannung am Kondensator nicht weiter erhöht. Es soll erwähnt werden, daß durch ein Begrenzen oder eine Sättigung in dem einen Segment die Arbeitsweise der anderen Segmente nicht beeinflußt wird. In der Tat sind die einzelnen Segmente voneinander isoliert, so daß jedes Segment unabhängig in den Sättxgungsbereich gelangen kann. Daher ist nur eine einzige Treiberstufe notwendig, um eine große Anzahl von Kaskodenkreisen zu steuern.

Bei der Bestimmung oder Annäherung der Genauigkeit, mit der der logar'ithmische Wandler arbeiten soll, tritt der größte Fehler für jeweils eines der Segmente zwischen den

Eckpunkten auf, deren Abstand voneinander in konstanten Dezibelschritten oder Inkrementen (db) ausgedrückt wird. Ein Inkrement von 1 db ergibt einen maximalen einseitigen Fehler von

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-0,,QJ48- db, ein Increment von 3 db ergibt einen Fehler von -0,0575 db» so daß das Inkrement aus einem angenommenen, zulässigen Fehler berechnet werden kann. Wenn das Inkrement gewählt ist, liegen die. Frequenzeckpunkte der Segmente fest. Die Gesamtsteilheit sämtlicher Segmente ergibt sich als; q+o-nfce-i+ log CFrequdO J - log [Frequ(H-1) 1 _m öteiJ.heit_n - "^ ^ ;

mit η ■·■= Anzahl der Segmente.

Da sämtliche Segmente aufsummiert werden, hat des letzte Segment (N) die richtige Steilheit. Die Steilheit des zweitletzten Segments (N-1) ist: Steilheit (ZI-I) - Steilheit (U)., Die Steilheiten werden in log-Werten pro Periode des EingarieS-signals angegeben. Diese Steilheiten können normiert werden, indem sämtliche errechneten Steilheiten durch Steilheit (1) dividiert werden, ao daß Steilheit (N1) den Wert 1, Steilheit (KZ) den nächstkleineren *'ert etc., und Steilheit (ITK) den kleinsten aller "erte aufweist. -

Da zweckmäßigerweise eine geradzahlige Anzahl von Segmenten verwendet wird, wird für den db-Bereich die nächsthöhere Zahl über dem gewünschten db-Bereieh ausgesucht, die ein ganzzahli'ges Vielfaches des Segment increments ist. Bei βißem Bereich von 60 db und einem Inkrement von 1,3 db wäre also der tatsächliche Bereich 61,1 db, und die Schaltung hätte 47 Segmente. Um die dehnung zu vereinfachen, kann eingenommen werden, daß die Anfangsfrequenz 1 Hz sei, mit einem db-Wert von Null und einem log-Wert von 1. Die Maxinial-

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frequenz wäre in diesem Fall log_1Q~ (61,1/20). Die Periode des Präzisionsmultivibrators errechnet sich als ein Multiplikator, der kleiner als 1 χ Periode der Maximalfrequenz ist. bei einem maximalen Arbeitszyklus von 90% für den Multivibrator ergibt sich ein sinnvoller Wert von 0,9 » der sich mit der Anlage leicht erreichen läßt.

Da bei der niedrigsten Frequenz die Steilheit am größten ist, folgt logischerweise, daß das Segment, das den niedrigsten Eckpunkt erzeugt, den größten Strom schalten muß. Es werden deshalb eine Schaltspannung und ein erster Emitterwiderstand 21C so gewählt, daß sich im ersten Segment ein maximaler Wert für den Schaltstrom ergibt. Dann wird ein Wert für den Lastwiderstand 250 für das Segment festgelegt, aus dem sich die Begrenzerspannung errechnen läßt. Die Steilheit des Segments ergibt sich aus den folgenden Gleichungen:

I - ^Esv'^v (2)

^xsv,· ~ E ^K '

^Zc ^{= 1}SW H ^P0S ^PSAT ⁽⁵⁾

mit: I = Ercitterschaltstrom
E= liegrenzerspannung
^Eswv ⁼ Schaltspannung
E-j- = lastwiderstand _t

Ρ_ΓΟ = Periode des monostabilen Llultivibrators Fg, n- = Frequenz am Eckpunkt

Die Steilheit eines Segments errechnet sich zu:

E_n / E_TC

Steilheit = -A, ±i- (4)

* SAT

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Wenn der Steilheitswert des ersten Segments dann mit allen . normierten Segmenten multipliziert wird, wie zuvor angegeben, kann eine Tabelle in Ampere/Periode zur Berechnung der Emitterwiderstände und Lastwiderstände sämtlicher folgender Stufen verwendet werden. Für die Berechnung wird angenommen, daß die Kondensatorwerte jeder Stufe groß genug sind, um den Schaltstrom ohne wesentlichen Fehler in einen mittleren Stromausgang umzuwandeln. Der genaue Wert des Kondensators ist also unwesentlich, solange er groß genug ist. Wenn die Tabelle der Steilheiten in Ampere/Periode zusammenaddiert wird (wobei die Anfangsfrequenz 1 Hz war), ist die Summe der Verschiebungsstrom, der bei der Anfangsfrequenz vom Netzwerk erzeugt wird. Da sämtliche Segmente bei der Maximalfrequenz gesättigt sind, errechnet sich der Ausgangsstrom bei der Maximalfrequenz zu:

N E (JJ)
I = Y -4- - (5)

N= 1

Bei den in Figur 4 gezeigten 12 Segmenten wurde ein Inkrement von 5 db gewählt. Die Ivlaximalfrequenz ist 1000 Hz oder ein Bereich von 60 db. Der Schaltstrom für das erste Segment wurde auf 0,05 A festgelegt.

Im Falle der linearen Umwandlung wird der Kollektor des Transistors 154 mit einem Transistor 129 verbunden, der eineii zur Mittelwertbildung dienenden Kondensator 292 auflädt. Die Pulse der Treiberkreise werden vom Kondensator 292 gemittelt, so daß eine Spannung erzeugt wird, die proportional der Frequenz des Eingangssignals ist. Die am Kondensator 292

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erzeugte Spannung wird durch einen Gleichstromverstärker 294 verstärkt und erscheint an-einer Ausgangsklemme 296.

Ein wesentlicher Vorteil dieser speziellen, logarithmischen Schaltung ist, daß sich eine Skaleneinteilung bequem durchführen läßt, Da der Wandler zeitabhängig, aber nicht frequenzabhängig ist, kann eine Skaleneinteilung von 1-1000 bequem so umgeändert werden, daß sie einen Bereich von 60 db mit einer Maximalfrequenz für die gezeigten Schaltkreise von 600 kHz oder einen Bereich von 600 Hz - 600 kHz

' .überdeckt, indem ganz einfach die Periode des LIuIt !vibrators geändert wird.

Wenn allein ein Ausgangssignal gewünscht wird, das linear proportional zur Frequenz des Eingangssignals ist, können der logarithmische Abschnitt der Anlage und der Treiberkreis aus Figur 4 fortgelassen v/erden. Der Transistor 290 der linearen Ilittelwertbildungs-Schaltung kann direkt von der Klemme 115 des Präzisionsmultivibrators 16 (Figur 3) gesteuert werden.

- Der Überfrequenzdetektor aus Figur 7 stellt fest, ob das Eingangssignal für den quadratischen Verstärker 12 eine Periode hat, die kurzer als der Arbeitszyklus des Präzision smultivibrators 16 ist. Das Eingangssignal des quadratischen Verstärkers 12 wird über drei monostabile Hultivi-

I bratorkreise 300, 302 und 304 an den Präzisionsmultivibrator 16 angelegt. Die Multivibrator-Flipflops 300-304 liefern drei aufeinanderfolgende Verzögerungen in der Größenordnung von

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je J/2 Liikr ο Sekunde. Der Betrieb des Präzisionsmultivibrators 16 wird durch alle drei Flipflops verzögert. Wie schon erwähnt wurde, sind diese Verzögerungen für die Arbeitsweise des Frequenzwandlers der Anlage nicht erforderlich; sie werden jedoch im Überfrequenzdetektor verwendet»

Der Ausgang E_m^ oder E^₂ des Flipflops 300 (in Figur 8 als Wellenform 301 und 303 dargestellt) wird einem C-Eingang eines bistabilen Flipflops 306 und dem J-Eingang eines bistabilen Flipflops 308 eingespeist. Der Ausgang E₀" des Präzisionsmultivibrators 16 (in Figur 8 als Wellenform 309 dargestellt) ist Über Leitung 299 direkt mit.dem K-Eingang des Flipflops 306 und mit einem Inverter 310 gekoppelt. Der Ausgang E^" (Wellenform 311* Figur 8) vos Inverter 310 wird dem J-Eingang des Flipflops 306 und dem C-Eingang aes Flipflops 308 eingespeist. Die Eingänge eines IJAKD-Gatters 312 empfangen das AuBgangssignal E~ vom Präzisionsinultivibrator 16 und das Ausgangssignal Et, (Wellenform 313, Figux* t) des Q-Ausgangs des Flipflops 306. Der Ausgang des liAlTD-Satters 312 ist über einen Inverter 314 mit dem K.-Eingeng des Flipflops 308 gekoppelt. Der "5-Kreis des Flipflops 308 liefert ein Fehlersignal E« (Wellenform 315» Figur 8) an ein tJberfrequenz-Anzeigegerät 316i das beispielsweise eine Lampe oder ein Summer sein kann, der anzeigt, daß die Periode des Eingängssignals kleiner als di« Periode des Präzisionsmultivibrators ist. Wenn das der Fall ist, ist ^ede Anzeige des Ausgangsgeräts 26 (Figur 1) falsch.

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Die Flipflops 306 und 308 sind Bauelemente, die nur durch gleichzeitig an ihrer C- und J-Eingangsklemme auftretende Pulse gesetzt und durch gleichzeitig an den C- und K-Klemmen auftretende Pulse rückgesetzt werden. Zur Erläuterung sei angenommen, daß zum Setzen und Rücksetzen des Flipflops positive Pulse erforderlich sind und daß eine positive Spannung an der Q-Klemme erzeugt wird, wenn die Flipflops rückgesetzt sind. Es ist jeaoch ernichtlich, daß auch andere Möglichkeiten gewählt und die Schaltung dementsprechend abgewandelt werden

P kann.

Lie von dem monostabilen Flipflop 300 erzeugte Wellenform 301 (Em-j) entspricht einem normalen Eingangssignal, dessen Periode größer als die Periode des Präzisionsmultivibrators ist. Im Lormalzus-tand treten diese Pulse nur während der Zeit auf, in der die Wellenform iC9 (E_Q) Null ist. Die Wellenform 3C3 (l_ro) stellt ein Beispiel für einen Fehlerzusttna dar, bei aem die Periode der ^ingangsfrequenz kleiner als die Periode des Präzisionsmultivibrators 16 ist. Die Wellenform JCJ er.thält normale Pulse 32C-324 (die dann auftreten, wenn die Wellenform E₀ Null ist) und abnormale Pulse 325-327 (die- dann auftreten, wenn die Wellenform E positiv ist)

3ei:r, Eor^alen Betrieb (Wellenform 301) sind die Flipflops 306 und 305 rückgesetzt and bleiben in diesem Zustand. Wenn die Eingangsfreiuenz zu hoch ist, werden abnormale Pulse (Pulse 325-327) vom monostabilen Flipflop 300 erzeugt, während der Präzisionsmultivibrator gesetzt ist (Wellenform

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309 positiv). Zu dieser Zeit sind die Potentiale an der J- und C-Klemme der Flipflops 306 und 308 positiv,und beide Flipflops sind gesetzt. Wenn das Flipflop 308 gesetzt ist, wird das Überfrequenzanzeigegerät 316 betätigt und liefert eine Überfrequenzanzeige.

Das Flipflop 306 wird während des nächsten normalen Pulses rückgesetzt und während des nächsten abnormalen Pulses gesetzt. Im Überfrequenz-Zustand oder im Zustand der Frequenzüberschreitung wird also das Flipflop 306 durch abwechselnde abnormale und normale Pulse gesetzt und rückgesetzt, und zwar so lange, bis dieser Überfrequenz-Zustand aufhört.

Das Flipflop 308 bleibt im Überfrequenz-Zustand dauernd gesetzt. Der Grund liegt darin, daß das NAND-Gatter 312 nicht freigegeben werden kann, während das Flipflop 306 gesetzt ist (Signal an "5 des Flipflops 306 ist Null). Dieser Zustand dauert so lange an, bis die Eingangsfrequenz reduziert wird, so daß vom monostabilen Flipflop 300 keine weiteren abnormalen Pulse auftreten, während die Wellenform 309 (E_Q) positiv ist."Das Flipflop 306 wird durch den letzten normalen Puls in den rückgesetzten Zustand geschaltet, in dem das NAND-Gatter durch einen positiven (Ü-Ausgang vom Flipflop 306 und durch das nächste E~" Signal (Wellenform 311) freigegeben wird, um das Flipflop 308 rückzusetzen. Hierdurch wird das Überfrequenzanzeigegerät 316 abgeschaltet, und es herrscht wieder normaler Betrieb.

Beide Flipflops 306 und 308 bleiben also im Rücksetz-

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zustand, wenn die Periode des Eingangaaignals kleiner als die des Präzisionsmultivibratore 16 ist. Wenn die Periode des Eingangssignals kleiner als die des Präzisionsmultivibrators ist, werden abnormale Pulse von dem monostabilen Flipflop 300 erzeugt, während der Präzisionsmultivibrator gesetzt ist, wogegen normale Pulse im Eiickstellzustand des Präzisionsmultivibrators erzeugt werden. Beide Flipflops 306 und 308 werden durch den ersten abnormalen Puls gesetzt. Das Flipflop 308 bleibt im gesetzten Zustand, während das Flipflop 306 durch nachfolgende normale und abnormale Pulse abwechselnd ruckgesetzt und gesetzt wird. Dieser Zustand hält so lange an, bis die Periode des Eingangssignals wieder größer als die des Präzisionsmultivibrators ist, so daß dann keine weiteren abnormalen Pulse erzeugt werden. Das Flipflop 306 bleibt nun in seinem durch den letzten normalen Puls erzeugten Rückstellzustand, so daß das Flipflop 308 durch den nächsten positiven E~~ Puls rückgesetzt wird.

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BAD ORIGINAL

Claims (1)

1. Patentanmeldung» Gerät zur Umwandlung von Frequenzen

   in Gleichspannungssignele.

   ■PATENTANSPRÜCHE

   1. Gerät 2ur ünwendlunr periodischer Signale in Sleich spannungssignale, gekennzeichnet durch Einrangsschaltun^en (10) zum Empfang der periodischen Signale; eine monostabile Schaltungsvorrichtung (16), die mit der Eingangsschaltung verbunden ist und durch die periodischen Signale geschaltet wird und die einen Arbeitszyklus hat, der Schaltsignale konstanter Amplitude und vorgegebener Zeitdauer erzeugt; erste Schaltungsvorriehtungen (38; 116, 117), ü£ der, Arbeitszyklus der Schaltungsvorrichtung (16) so einzustellen, aa£ er der Periode der höchsten, umzuwandelnden Signalfrequenz nahe kommt, wodurch ein Bereich definiert wird, der die umzuwandelnden periodischen Signale umfaßt; zweite- Schaltungsvorrich

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   Patentanwälte Dipl.-Ing. Martin Licht, Dipl.-WJrtsaY-lng. Axel Hansmann, Dipl.-Phys. Sebastian Herrmann _;,C;-,JjMqNCHE₁N J, THERESIENSTRASSE 33 · Telefon:281202 · Telegramm-Adresse: Upertli/München Bayer. Vereinsbonit München, Zweigst. Osfcar-voe-Mtller-Ring, Kto.-Nr. 882 4?5 - Postscheck-Konto: München Nr. 1633 97

   tungen (18), die mit der Eingangsschaltung und der Schaltungsvorrichtung (16) verbunden sind, um festzustellen, ob der Bereich der periodischen Signale überschritten wird; und dritte Schaltungsvorrichtungen (20, 22), die mit der monostabilen Schaltungsvorrichtung (16) gekoppelt sind, um die Schalt signale in Gleich Spannungssignale, umzuwandeln, deren Größe eine Punktion der Freqt^.enz des an der Eingangsschaltung anliegenden periodischen Siguals ist.

   W 2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungsvorrichtung (38) den Arbeitszyklus der Schaltungsvorrichtung (16) so einstellt, daß er angenähert 9Ο96 der Periode der höchsten zu messenden Frequenz beträgt.

   3. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Schaltungsvorrichtung (20) ein Gleichspannungssignal erzeugt, dessen Größe proportional zur Frequenz des periodischen Signals ist.

   4. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

   die dritte Schaltungsvorrichtung (22) ein Gleichspannungssignal erzeugt, dessen Größe eine logarithmische Funktion der Frequenz des periodischen Signals ist.

   5. Gerät zur Umwandlung periodischer Signale ic Gleich- ■ spanmuigssignale, gekennzeichnet durch eine Eingangsschaltung

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   (10) zum Empfang der periodischen Signale; eine Schaltungs-" vorrichtung (36),-die zwei stabile Betriebszustände aufweist und mit der Eingangsschaltung gekoppelt ist, um durch die periodischen Signale in einen der Zustände geschaltet zu werden; kapazitive "Vorrichtungen (40; 118-120); erste Schaltungsvorrichtungen (38; 101, 94, 96 114), die die Schaltungsvorrichtung (36) mit der kapazitiven Vorrichtung (40) koppeln, um die kapazitive Vorrichtung mit im wesentlichen konstanter Geschwindigkeit aufzuladen, wenn die Schaltungsvorrichtung (36) in den einen Zustand geschaltet ist; zweite Schaltungsvorrichtungen (42, 44; 124, 122), die zwischen der kapazitiven Vorrichtung und der Schaltungsvorrichtung (36) liegen, um die Schaltungsvorrichtung in den anderen Zustand zu schalten, wenn das Signal in der kapazitiven Vorrichtung einen bestimmten Wert erreicht; dritte Schaltungsvorrichtungen (54; 126-136), die zwischen der kapazitiven Vorrichtung und der Schaltungsvorrichtung (36) liegen, um die kapazitive Vorrichtung zu entladen, wenn die Schaltungavorrichtung in dem anderen Zustand ist; und vierte Schaltungsvorrichtungen (20, 22), die mit der Schaltungsvorrichtung (36) verbunden sind, um ein Gleichspannungssignal zu erzeugen, das eine Punktion der periodischen Geschwindigkeit der periodischen Signale ist.

   6. Gerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet! daß die Schaltungsvorrichtung (36) eine bistabile llipflopschaltung (88-91) enthält und daß die zweite Schaltungsvorriohtung

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   (38) einen Konstantstroni-Treiberkreie enthält, um die kapazitive Vorrichtung aufzuladen.·

   7. Gerät nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltungsvorrichtung (38) einstellbar ist, um die Geschv/indigkeit zu steuern, mit der die kapazitive Vorrichtung aufgeladen wird.

   8. Gerät zur Umwandlung periodischer Signale in Gleich-ί Spannungssignale, gekennzeichnet durch Eingangsschaltungen (10) zum Empfang periodischer Signale} eine monostabile Schaltungsvorrichtung (16), die durch pulsförmige Signale geschaltet wird und einen Arbeitszyklus enthält, der Schaltsignale mit konstanter Amplitude und vorgegebener Zeitdauer mit der Folgefrequenz erzeugt, mit der die pulsförmigen Signale empfangen werden; Schaltungsvorrichtungen (30, 14), die zv/ischen der Eingangsschaltung und der monostabilen Schalturigsvorrichtung liegen und dazu dienen, die periodischen Signale in pulsförmige Signale umzuwandeln, deren Dauer wesentlich kürzer als eier. Arbeitszyklus ist und deren Folgefrequenz gleich der Frequenz der periodischen Signale ist j Schaltungsvorrichtungen (20, 22), die mit der monostabilen Schaltungsvorrichtung verbunden sind und dazu dienen, die Schaltsignale in

   ι Gleichspannungssignale umzuwandeln, deren Größe eine Funktion der Frequenz der periodischen Signale ist? und Schaltungsvorrichtungen (18), die zwischen der Eingangsschaltung und

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   ORIGINAL

   der Schaltungsvorriehtung (16) liegen, um festzustellen, ob die Periode der periodischen Signale kleiner als der Arbeitszyklus ist.

   9· Schaltung zur Umwandlung periodischer Signale konstanter Amplitude und vorgegebener Zeitdauer, deren Frequenz variiert, in ein Gleichspannungssignal, das eine logaritimische Funktion der Frequenz ist, gekennzeichnet durch eine Anzahl von Verstärkervorrichtungen (180-191, 192-203), die jeweils erste und zweite Elektroden enthalten, die einen regelbaren Stromfluß ermöglichen; eine Anzahl kapazitiver Vorrichtungen (250-241); erste Schaltungsvorrichtungen für einen Anschluß au eine GIeichspannungsquelle (164, 166); zweite Schaltungsvorrichtungen, um die ersten und zweiten Elektroden der Verstärkerpaare zwischen der ersten Schaltungsvorrichtung wa& Beparaten kapazitiven Vorrichtungen in Serie zu achalten; separate Impedanzvorrichtungen (210-221), die in dem Serienkrels liegen und die Geschwindigkeit steuern, mit der die kapazitiven Vorrichtungen durch die Serienkreise aufgeladen Werdtn, wobei der Wert der Impedanzvorrichtungen bei den •Ixtsielnen Serienkreisen verschieden ist, so daß die einzelnen kapasitiven Vorrichtungen mit verschiedener Geschwindigkeit aufgeladen werden; dritte Schaltungsvorrichtungen (242), die MiM konstantes Vorspannungspotential an eine der Steuerelektroden jedes Verstärkerpaars liefern; vierte Schaltungsvorrichtxwagen (152-160), um die periodischen Signale an die andere

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   Steuerelektrode jedes "Verstärkerpaars anzulegen, um die Serienkreise in den leitenden Zustand zu schelten und die angeschlossenen kapazitiven Torrichtungen aufzuladen; und Summiervorrichtungen (270), die mit den kapazitiven Vorrichtungen verbunden sind, um ein -Gleichspannungssignal zu erzeugen, das eine logarithmisch Punktion der Frequenz des periodischen Signals ist.

   10. Schal tun-j nach 'Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, f daß die I^pedanzvorriehtungen 7/id erstand ^elemente (210-221) sind, wobei die Widerstsndselemente zwischen den Verstärker-Vorrichtungen (180-191)» die die periodischen Signale empfangen, tind der ernten Schaltungsvorrichtunr liegen, und wobei die Verstärkervorrichtungen (192-203), an denen das konstante Vorc-poteijtial (242) anliest, zwischen den VerstarkeruKgei: (IcO-191 )» die die periodisch en Signale empfangen, ur.d den kapazitiven Vorrichtungen (230-241) liegen.

   11* Sehe: -tun«? nach Anorruch 9» aaourch gekennzeichnet, daß die Verstärkervcrrichtungen Transistoren sind; wobei die Transistoren (16C-H¹I), die die periodischen Signale empfangen, mit ihrer, Emitterelektroden über die Y/i der st an ds elemente an der ersten Schaltungsvorrichtung anliegen; und wobei die . Transistorer: (192-203), an denen das konstante Vorspannungspctential anlieft, reit ihren Emitterelektroden an den Eollektorelektroden der anderen Serientransistorem (180-191)

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   SAD ORf&NÄL

   und mit ihren Kollektorelektroden an den kapazitiven Vorrichtungen anliegen.

   12. Schaltung zur Umwandlung periodischer Signale konstanter Amplitude, vorgegebener Zeitdauer und variabler Polgefrequenz in ein Gleichspannungssignal, das eine nicht-lineare Punktion der Polgefrequenz ist, gekennzeichnet durch eine Anzahl Kaskodenverstärker-Schaltungen (1 SO—191 j 192-203), die jede eine andere kapazitive Vorrichtung (230-241) aufladen und jeweils eine Serienimpedanz (210-221) zur Steuerung der Geschwindigkeit enthalten, mit der die Kaskodenverstärkerschaltung die zugehörige kapazitive Vorrichtung auflädt, wobei der vVert der I^pedanzelemente der verschiedenen Kaskodenkreise so gewählt int, da!i die angeschlossenen kapazitiven Vorrichtungen mit verschiedenen Geschwindigkeiten aufgeladen werden, wodurch eine nicht-lineare Punktion definiert wird; Schaltungsvorrichtungen (152-160), um die periodischen Signale an die verschiedenen Kaskodenkreise anzulegen, um die Kaskodenkreise mit der Polgefre'menz der periodischen Signale in den leitenden Zustand zu schalten; und Summiervorrichtungen (270), die mit den kapazitiven Vorrichtungen verbunden sind, um ein Gleichspannungssignal 2U erzeugen, das die Summe der in den kapazitiven VorricLtungen respeicherten Potentiale ist.

   13· Schaltung nach Anspruch 12, dadurch fekennzeichnet, auL aie !.lipedanzüleuiente Widerstände sind und daß die Wider-

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   stände und die zugehörigen kapazitiven Vorrichtun£en solche '-Werte haben, daß die Kaskodenkreise bei verschiedenen Polgefrequenzen der periodischen Signale in den Sättigungsbereich gelangen.

   14. Schaltung nach Anspruch 13» dadurch gekennzeichnet, daß die Werte der Y/iderstandsele:üente und der kapazitiven Vorrichtungen so gewählt sind, daß die Summe der in den Kapazitiven Vorrichtungen gespeicherten Potentiale einer logarithmischen Punktion der Folgefrequenz des periodischen Signals nahekommt.

   15. Schaltung zum Empfang periodischer Pulse konstanter Amplitude und bestimmter Zeitdauer und zur umwandlung der Pulse in ein Gleichspannungssignal, das eine vorgewählte, nichtlineare Punktion der Folgefrecuenz der Pulse ist, gekennzeichnet durch eine Anzahl Kaskodenkreise mit Sättigungsbereich (150-191» 1S2-203), äie geder zr/ei Serienverstärker enthalten, die eine kapazitive Vorrichtung (230-241) von einer Spannungsquelle her (164, 166) über einen Serienv/iderstsnd (210-221) aufladen, wobei das V/iderstandselement und die Kapazitive Vorrichtung so gewählt sind, daß die Kaskodenkreise bei verschiedenen Polgefrequenzen der periodischen Pulse in den Sättigungsbereich gelangen, wodurch die nicht-lineare Punktion definiert ist; Schaltungsvorrichtungen (152—160), um die periodischen Pulse an eine der Verstärkervorrichtunken jedes der Kaskodenkreise anzulegen und um dadurch den Kaskodenkreis

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   mit der Folgefre-^uenz der Pulse in den leitenden Zustanü zu schalten} und Schaltungsvorrichtungen (270), um die an den kapazitiven Vorrichtungen herrschenden Potentiale zu addieren und ein Gleichspannungssignal zu schaffen, das die erwähnte nicht-lineare Funktion der Folgefremenz der periodischen Pulse ist.

   16. Schaltung zur Umwandlung periodischer Pulse konstanter Amplitude und vorgegebener Zeitdauer in ein Gleiehspannungssignal, das eine bestimmte, ηicht-1im.are Punktion der Folgefrequenz der Pulse ist, gekennzeichnet äurch er^te Schaltunfrvorrichtungen zur Verbindung mit einer Gleich spannungr-;.. aelle; eine Anzahl Schaltkreise mil Sättirung-sbereich, die mit der ersten Schaltungr-vorrichtung verbunden sind und die jeder eine kapazitive Vorrichtung, eir.en Widerstand und eine in den Sättigungsbereich schaltbare Vorrichtung enthalten, die über den Widerstand :uit der Spannung::; .uelle verbunden ist, uxc die kapazitive Vorrichtung aufzuladen, wobei der iVert der 'widerstände und der kapazitiven Vorrichtungen so gewählt ist, da£ die Schaltkreise bei verschiedenen Folgefrequenzen in den Sättigungsbereich gelangen, wodurch die nicht-lineare Funktion definiert wird; zweite SchaltungsvorriehtungeE, die mit der in den Sättigungsbereich schaltbaren Vorrichtung in federn Schaltkreis verbunden sind, um die periodischen Pulse anzulegen iind die Schaltungsvorrichtungen in den leitenden Zustand zu schalten} und Sumniiervorrichtunken, die mit den kapazitiven

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   _i ■ - 2 3. Juni 1970

   Schluß Anspruch Ib 19^

   Vorrichtungen verbunden sind, um die Ladungen der kapazitiven vorrichtungen zu addieren und ein tiieichspannungssignal zu schaffen, das die nicht-lineare Funktion der Folgefrequenz der periodischen Pulse 1st.

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