DE3005764A1

DE3005764A1 - Spannungsgesteuerter oszillator

Info

Publication number: DE3005764A1
Application number: DE19803005764
Authority: DE
Inventors: Alvin Reuben Balaban; Steven Alan Steckler
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1979-02-16
Filing date: 1980-02-15
Publication date: 1980-08-21
Also published as: JPS6217883B2; IT1141163B; FR2449361A1; MY8500722A; JPS55112007A; US4243953A; DE3005764C2; GB2043378B; GB2043378A; FR2449361B1; IT8019713A0

Description

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RCA 72,621/Sch/Vu

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Spannungsgesteuerter Oszillator Zusammenfassung

Beschrieben wird eine in der Frequenz veränderbare Oszillatorschaltung mit einem Oszillatorteil, der an einen Phasenschieber und an ein in seiner Verstärkung steuerbares Element zur Beeinflussung der Größe des dem Oszillator wieder zugeführten phasenverschobenen Signals gekoppelt ist. Der Oszillator enthält einen ersten und einen zweiten Transistor, die mit ihren Emittern an eine Stromquelle angeschlossen sind. Die Emitter eines dritten und eines vierten Transistors sind mit der Basis des ersten bzw. zweiten Transistors verbunden. Die Basis des dritten Transistors ist an eine Spannungsquelle und die Basis des vierten Transistors an den Kollektor des ersten Transistors zur Bildung einer schwingungsfähigen Rückkopplungsschleife angeschlossen. Zwischen dem Kollektor des ersten Transistors und der Spannungsquelle befindet sich ein Parallelresonanzkreis, welcher die frequenzempfindliche Phasencharakteristik der Schleife bestimmt, durch welche die Ruhefrequenz festgelegt wird. Der Phasenschieber ist an einem Punkt der Rückkopplungsschleife angeschlossen. Das in seiner Verstärkung steuerbare Element ist mit dem Ausgang des Phasenschiebers verbunden und koppelt das phasenverschobene Signal mit ver-

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änderbarer Amplitude zur Bestimmung der Oszillatorfrequenz an einen zweiten Punkt in die Schleife ein.

Beschreibung

Die Erfindung betrifft spannungsgesteuerte Oszillator, die sich als Horizontaloszillator für Fernsehanwendungen eignen.

Bei Fernsehempfängern wird die sich wiederholende Horizontal- und Vertikalablenkung eines Elektronenstrahls zur Bildung eines Rasters mit Horizontal- und Vertikalsynchronimpulsen synchronisiert, die in zeitlicher Relation zur wiederzugebenden Information auftreten. Damit man eine kontinuierliche Ablenkung auch bei fehlender Signalzuführung erhält, wird die Horizontalablenkung durch einen Oszillator gesteuert, der mit den im Videosignalgemisch enthaltenen Synchronimpulsen synchronisiert ist und bei Fehlen von Synchronimpulsen frei schwingt. Bei früheren Fernsehempfängern wurden die Oszillatoren direkt durch das Synchronsignal synchronisiert, etwa durch Injektionssynchronisation. Damit dies in zuverlässiger Weise vor sich ging, mußte die Freilauffrequenz des Oszillators dicht bei der Horizontalablenkfrequenz liegen. Wegen mit direkter Synchronisation verbundenen Störungsproblemen hat sich die indirekte Synchronisation in der Praxis eingeführt. Hierbei wird ein Oszillator mit einem Phasendetektor und einem Filter in einer Gegenkopplungsphasenverriegelungsschleife zusammengeschaltet, in welcher das Oszillatorausgangssignal mit dem zeitlichen Mittel der Synchronisierimpulse synchronisiert wird. Die Phasenverriegelungsschleife läßt einen endlichen Phasenfehler zwischen dem Oszillatorsignal und dem gemittelten Synchronsignal zu, der mit abnehmender Schleifenverstärkung der Phasenverriegelungsschleife zunimmt. Zur Verringerung des Phasenfehlers ist es wünschenswert, die Freilauffrequenz des Oszillators so nah wie möglich an die Ablenkfrequenz (bei NTSC-Empfängern näherungsweise 15,734 kHz) zu legen. Es ist im allgemeinen erwünscht, die Notwendigkeit von Justierungen des Horizontalhaltebereichs (Oszil-

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latorfrequenz) zu vermeiden, und damit eine solche Halteeinstellung überflüssig wird, müssen die automatischen Frequenz- und Phasenregelschaltungen (AFPC), zu denen die Phasenregelschleife gehört, unter allen Temperatur- und auch extremen Toleranzbedingungen, mit denen zu rechnen ist, zuverlässig und reproduzierbar arbeiten. Der spannungsgesteuerte Oszillator in einer solchen Regelschleife muß stabil sein und muß einen bestimmten Änderungsbereich und -grad haben.

RC- oder Sägezahnoszillatoren sind im Vergleich zu LC-Oszillatoren weder temperatur- noch zeitstabil. Kristalloszillatoren, wie sie im US-Patent 4 020 500 vom 26. April 1977 (Erfinder L.A. Harwood) und in der US-PS 3 054 967 vom 18. September 1962 (Erfinder Gindi) beschrieben sind, sind zwar stabil, aber sie lassen sich nur schwierig genügend weit in der Frequenz ziehen, wie es zur Synchronisierung mit nicht normgerechten Synchronisiersignalen erforderlich ist, wie sie von Heimvideokameras oder Videobandgeräten geliefert werden. Unter den verschiedenen LC-Oszillatoren haben diejenigen mit Reihenresonanzkreisen eher eine niedrigere Qualität (was die Güte Q anbetrifft) und sie sind daher stärker verlustbehaftet und weniger stabil als äquivalente Parallelresonanzschaltungen. Ein Reihenresonanzoszillator ist in der US-PS 4 055 817 vom 25. Oktober 1977 (Erfinder Watanabe) beschrieben.

Von den Parallelresonanz-LC-Schaltungen sind diejenigen, welche eine reaktive Impedanztransformation zur Erzielung einer hohen Güte Q erhalten, also etwa solche, die mit kapazitiven Spannungsteilern gemäß der US-PS 3 553 459 vom 5. Januar 1971 (Erfinder Siedband) arbeiten, unzweckmäßig, weil sie kompliziert sind und eine große Anzahl von Bauelementen benötigen.

Eine größere Zuverlässigkeit bei komplexen Schaltungen, wie etwa AFPC-Schleifen, erhält man, wenn man den größeren Teil der Schaltung in Form einer integrierten Schaltung ausbildet. Oszillatoren mit Parallelresonanztankkreisen, die zwischen den Kollektoren eines Differenzverstärkertransistorpaares geschaltet sind, eignen

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sich normalerweise nicht für integrierte Schaltungen, weil sie eine große Anzahl von Schaltungsanschlüssen oder Verbindungspunkten zwischen dem IC und dem externen Tankkreis erfordern. Bei denjenigen integrierten Schaltungen, bei welchen die Anzahl benötigter Anschlußflächen verringert ist durch Anschließen eines Endes des Tankkreises an ein Bezugspotential, das auch noch andererseits für den Betrieb der integrierten Schaltung benötigt wird, kann die Zusammenschaltung der Eingangsimpedanz des Oszillators und der externen Last so niedrig werden, daß die Güte Q des Tankkreises beeinträchtigt wird.

Die Transistoren des Oszillators sollen möglichst nicht im nichtlinearen oder Sättigungsbetrieb arbeiten, damit man eine maximale Stabilität und minimale Kurvenformverzerrungen erhält. Eine Schaltung, welche dies durch Anwendung einer automatischen Verstärkungsregelschaltung (AGC) erreicht, ist in der US-PS 3 649 929 vom 14. März 1972 (Erfinder James Thompson) beschrieben. Die Verstärkungsregelschaltung korrigiert die Toleranzen oder temperatur- und zeitabhängige Änderungen der Werte der verschiedenen Bauelemente, welche den Arbeitspunkt des Oszillators soweit zu verschieben suchen, daß Nichtlinearitäten auftreten. Eine Verstärkungsregelschaltung erfordert jedoch zusätzliche Schaltungsteile einschließlich Integrationskondensatoren. Solche Kondensatoren eignen sich aber nicht für integrierte Schaltungen. Es besteht daher ein Bedürfnis nach einem frequenzveränderbaren Oszillator, der mit ungesättigten Transistoren arbeitet und keine automatische Verstärkungsregelschaltung benötigt. Ferner soll diese Oszillatorschaltung einen Parallelresonanz-Tankkreis verwenden, bei dem die auf den Tankkreis einwirkende Impedanz so hoch ist, daß sich die Güte Q durch externe LC-Komponenten und einen externen Widerstand beeinflussen läßt, und bei der der Tankkreis die Schaltung nicht belastet. Ferner soll die Schaltung bei der Mittenfrequenz des Tankkreises schwingen, wenn die Frequenzregelschaltung Null ist, damit die Frequenzregelkennlinie symmetrisch wird und die Mittenfrequenzdrift möglichst klein ist.

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Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung enthält ein frequenzveränderbarer Oszillator, der sich mit einer Steuerspannung regeln läßt, einen ersten und einen zweiten Transistor mit je Basis-, Emitter- und Kollektorelektroden. Die Emitter des ersten und zweiten Transistors sind zusammengeschaltet und mit einer Stromquelle verbunden. Der dritte und der vierte Transistor, die ebenfalls je Basis- und Emitterelektroden aufweisen, sind mit ihren Emitterelektroden an die Basen des ersten bzw. zweiten Transistors angeschlossen. Die Basis des dritten Transistors ist an eine Betriebsspannungsquelle angeschlossen, die Basis des vierten Transistors ist zur Bildung einer schwingungsfähigen Mitkopplungsschleife an den Kollektor des ersten Transistors angekoppelt. Ein Parallelresonanzkreis liegt zwischen dem Kollektor des ersten Transistors und der Spannungsquelle zur Bildung einer frequenzempfindlichen Phasencharakteristik in der Schleife. Ein einstellbares Phasenverschiebungsglied ist mit einem Eingang an einen ersten Punkt der Mitkopplungsschleife und mit einem Ausgang an einen zweiten Punkt der Mitkopplungsschleife angeschlossen und entnimmt aus dieser am ersten Punkt ein Oszillatorsignal, das nach Phasenverschiebung unter Steuerung durch die RegelSpannungsquelle zur Stabilisierung der Oszillatorfrequenz am zweiten Punkt wieder in die Mitkopplungsschleife eingeführt wird.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen die

Fig. 1a bis 1c die Schaltung einer Phasenverriegelungsschleife zur Verwendung in einem Fernsehempfänger gemäß der Erfindung und die

Fig. 2 und 3 alternative Ausführungsformen der Anordnung gemäß Fig. 1.

Fig. 1a zeigt allgemein einen Oszillator 10, der bei einer Nominalfrequenz arbeitet, welche durch einen Tankkreis 40 bestimmt wird. Ein Ausgangssignal des Oszillators wird über eine Phasenschieberschaltung 50 einer Multiplizierschaltung 60 zugeführt, die als Verstärker mit veränderbarer Verstärkung zur Bestimmung

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der Amplitude und Richtung der Phasenverschiebung des dem Oszillator wieder zugeführten Signals dient. Ein anderes Ausgangssignal des Oszillators wird einem Phasendetektor 100 zugeführt, der es mit einem Synchronisiersignal, wie etwa den von der Synchronsignaltrennschaltung eines Fernsehempfängers gelieferten Horizontalsynchronsignalen, vergleicht. Das Ausgangssignal des Phasendetektors wird gefiltert und als Regelspannung der Multiplizierschaltung 60 zur Frequenz- und Phasenregelung des Oszillators zugeführt.

Der Oszillator 10 enthält einen ersten und einen zweiten NPN-Transistor 11 und 12, welche miteinander emittergekoppelt sind. Den zusammengeschalteten Emittern wird ein Strom von einer Stromquelle zugeführt, welche aus einem zwischen die Emitter und Masse geschalteten Widerstand 16 besteht. Ein dritter und ein vierter NPN-Transistor 13 und 14 sind mit ihren Emittern an die Basen der Transistoren 11 bzw. 12 angeschlossen. Die Basis des als Diode geschalteten Transistors 13 ist an einen Zwischenanschluß 18 zwischen der Schaltung, wenn diese als integrierte Schaltung ausgeführt ist, und einer äußeren Spannungsquelle B+ angeschlossen. Die Basis des Transistors 14 liegt am Kollektor des Transistors 11, und diese beiden sind mit einem Zwischenanschluß 20 verbunden. Es wird eine Mitkopplungsschleife gebildet durch einen Strompfad, der vom Kollektor des Transistors 11 über die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren 14 und 12 und zurück über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 11 verläuft, und diese Mitkopplungsschleife kann schwingen.

Der Kollektor des Transistors 12 ist so geschaltet, daß er den Eingangsstrom eines als Diode geschalteten PNP-Transistors 22 führt, der zusammen mit einem weiteren PNP-Transistor 24 als Stromspiegel geschaltet ist. Der Ausgangsstrom des Stromspiegels wird vom Kollektor des Transistors 24 an einen als Block dargestellten Phasendetektor 100 geliefert. Die Transistoren 13 und 14 arbeiten im linearen Teil ihrer Kennlinie und werden durch Widerstände 26 bzw. 28 vorgespannt, welche ihre Emitter mit Masse

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verbinden. Die Betriebsfrequenz der Mitkopplungsschleife wird durch einen zwischen die Anschlüsse 18 und 20 geschalteten Tankkreis 40 bestimmt. Dieser Tankkreis enthält eine Induktivität 42, welche parallel zu einer Kapazität 44 liegt. Die Güte Q des Kreises kann durch einen über die Induktivität 4 2 geschalteten externen Widerstand 46 herabgesetzt werden.

An einem niederohmigen Punkt, nämlich am Emitter des Transistors 14, wird der Mitkopplungsschleife des Oszillators 10 ein Ausgangssignal entnommen, das über einen Kondensator 42 der Phasenschieberschaltung 50 dem Eingang einer Multiplizierschaltung 60, nämlich der Basis eines NPN-Transistors 62, zugeführt wird. Die Eingangsimpedanz der Multiplizierschaltung 60 trägt in Verbindung mit ihren Vorspannungswiderständen zur Bestimmung der Phasenverschiebung der Phasenschieberschaltung 50 bei. Der Kollektor des Transistors 62 ist an die Spannungsquelle B+ angeschlossen, sein Emitter liegt an der Basis des NPN-Transistors 6 6 und außerdem über einen Widerstand 64 an Masse. Der Transistor 66 bildet mit einem NPN-Transistor 68 ein emittergekoppeltes Paar, dessen zusammengeschalteten Emittern Strom von einem Widerstand 70 zugeführt wird, der zwischen diesen Emittern und Masse liegt. Ein Spannungsteiler 72 mit Widerständen 74 und 76 liegt zwischen dem Anschluß 18 und Masse, und die an seinem Abgriff entstehende Spannung wird über einen Widerstand 78 der Basis des Transistors 62 als Vorspannung zugeführt. Eine ähnliche Vorspannung wird der Basis des NPN-Transistors 80 über einen Widerstand 82 zugeführt. Der Kollektor des Transistors 80 liegt an der Spannung B+ und sein Emitter ist an die Basis des Transistors 68 und über einen Widerstand 8 4 an Masse geführt. Die Schaltung mit den Widerständen 62 bis 80 dient als Paraphasenverstärker, der ein erdunsymmetrisches phasenverschobenes Eingangssignal in zwei gegenphasige Signale an den Kollektoren der Transistoren 66 und 68 zur Gegentaktansteuerung des restlichen Teils der Multiplizierschaltung 60 umwandelt.

Der Kollektor des Transistors 66 liegt an den zusammengeschalte-

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ten Emittern der NPN-Transistoren 86 und 88, und der Kollektor des Transistors 68 liegt an den zusammengeschalteten Emittern der NPN-Transistoren 90 und 92. Die Basen der Transistoren 88 und 9 2 sind zur Bildung einer Hälfte des Differenzsteuereingangs des Dämpfungsveränderungsabschnittes der Multiplizierschaltung 60 zusammengeschaltet und die Basen der Transistoren 86 und 90 sind zur Bildung der anderen Hälfte des Differenzeingangs zusammengeschaltet. Der Differenzsteuereingang für die Transistoren 86 bis 92 ist an den Ausgang eines als Block dargestellten Filterkreises 110 angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren 46 und 92 sind zur Bildung des Ausgangs der Multiplizierschaltung 60 zusammengeschaltet und am Kollektor des Transistors 11 mit der Mitkopplungsschleife des Oszillators 10 gekoppelt. Die Kollektoren der Transistoren 88 und 90 sind zusammengeschaltet und liegen am Anschluß 18.

Die Phasenverriegelungsschleife wird vervollständigt durch den Anschluß des Ausgangs des Phasendetektors 100 an den Eingang der Filterschaltung 110. Ein zweiter Eingang des Phasendetektors 100 ist an eine nicht dargestellte Synchronsignalschaltung angeschlossen, so daß für ein Nachlaufen der Frequenz und Phase des Oszillators 10 nach den Synchronsignalen gesorgt ist. Die Betriebsweise einer Phasenverriegelungsschleife ist im Stande der Technik bekannt und braucht hier nicht im einzelnen erläutert zu werden. Ebenso sind Multiplizierschaltungen wie die Schaltung 60 bekannt, wofür als Beispiel auf die bereits erwähnte US-PS 4 020 500 verwiesen sei. Die Betriebsweise des Oszillators 10 wird unter Zuhilfenahme der Fig. 1b und 1c verständlich. Fig. 1b zeigt in etwa funktionsmäßig das Wechselstromersatzschaltbild des Oszillators 10. Die niederohmigen Quellen sind als Masse angesetzt worden und die Vorspannungsverhältnisse sind vernachlässigt. Die Anordnung gemäß Fig. 1b zeigt sich als Oszillator in Basisgrundschaltung mit einem Durchlaßstromweg vom Kollektor zum Emitter des Transistors 11, und der Rückkopplungsweg enthält die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren 12 und 14 und die Widerstände 16 und 28. Der Widerstand 28 und der Transistor 14 bilden einen

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Emitterfolger ebenso wie der Widerstand 16 mit dem Transistor 12. Die hxntereinandergeschalteten Emitterfolger bilden eine Transistorschaltung, deren effektive Basis an der Basis des Transistors 14 und deren effektiver Emitter am Emitter des Transistors 12 liegt und die die effektive Impedanz am Emitter des Transistors 11 heraufsetzt und dadurch die Belastung des Tankkreises 14 verkleinert, so daß seine Güte Q durch die LC-Komponenten und/oder den Widerstand 46 bestimmt ist.

Fig. 1c zeigt die Vorspannungsschaltung für den Oszillator 10, wobei die Wechselstrompfade nicht gezeigt sind. Wie man sieht, erfolgt die Vorspannung im wesentlichen symmetrisch. Die Ruhespannung am Kollektor des Transistors 11 ist B+, seine Basisspannung liegt um 1 V, und seine Emitterspannung um 2 V, unterhalb von B+. Auf diese Weise kann die Spannung am Kollektor des Transistors 11 sich über fast 4 V, verändern, ohne daß der Transistor 11 gesättigt wird. Dadurch werden Veränderungen der Güte Q des Tankkreises, temperatur- und/oder zeitabhängige Änderungen in der Sättigungsspannung des Transistors 11 oder im Wert des Widerstandes 16 im Vergleich zur gewünschten Signalamplitude verringert. Da diese unerwünschten Schwankungen der Schaltungsparameter sich bei der erfindungsgemäßen Schaltung nicht kritisch auswirken, besteht keine Notwendigkeit für eine Verstärkungsregelschaltung zur Einhaltung eines genauen Ausgangspegels.

Bei Ausbildung in integrierter Schaltung hat die Anordnung gemäß Fig. 1a auch den Vorteil der Einsparung von Fläche auf dem Schaltungsplättchen. Da die Kollektoren der Transistoren 11, 86 und 9 2 zusammengeschaltet sind, kann man eine einzige Isolationsinsel verwenden, welche in das monolithische Halbleiterplättchen diffundiert ist, um die Kollektoren vom Substrat zu trennen. Die praktische Symmetrie der Schaltung und die geringe Belastung des Tankkreises erlauben einen Betrieb des Oszillators bei der Mittenfrequenz des Tankkreises, wenn die Regelspannung für die Multiplizierschaltung den Wert Null hat. Dies trägt dazu bei, die Frequenzänderungscharakteristik des spannungsgesteuerten Oszillators symmetrisch zu machen, und dies ist für Fernsehanwendungen

0 2 C 0 3 U } 0 "ζ 3 ;

-12-besonders vorteilhaft.

Die Bestimmung der Güte Q des Kreises über die Wahl des parallel zum Tankkreis 40 wirksamen Widerstandes ermöglicht eine externe Bestimmung der Verstärkung des Oszillators.

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, bei welcher die Vorspannungsschaltung anders ausgebildet ist, um die Möglichkeit eines Temperaturausgleiches zu bieten. Die Bezeichnungen der Schaltungselemente entsprechen denjenigen der Fig. 1, jedoch mit einer vorgestellten 2. Die Kollektoren der Transistoren 212, 213 und 214 in der Schaltung gemäß Fig. 2 sind ebenso wie in Fig. 1 an B+ angeschlossen, jedoch sind der Tankkreis, der Kollektor des Transistors 211 und die Basen der Transistoren 213 und 214 an eine Vorspannungsquelle 200 angeschlossen, die als Batterie dargestellt ist und eine niedrigere Spannung als B+ hat. Die Spannung am Emitterwiderstand 216 wird bei 2 V, unterhalb des Potentials der Vorspannungsquelle 200 gehalten. Der Temperaturgang des Oszillators kann über die Einstellung der Spannung der Vorspannungsquelle 200 bestimmt werden. Beispielsweise führt eine Erhöhung der Vorspannung zu einem Anstieg der Spannung am Widerstand 216 und zu einem Ansteigen der mittleren Kollektorströme der Transistoren 211 und 212. Der ansteigende Kollektorstrom des Transistors 211 fließt über den Resonanzkreis 240 und erhöht die Wechselspannung an diesem. Damit läßt sich die Wechselspannung am Kollektor des Transistors 212 zur Verhinderung einer Sättigung steuern.

Die in Fig. 3 dargestellte Oszillatorschaltung ist ähnlich wie diejenige der Fig. 2, jedoch ist der Tankkreis noch weiter von Kopplungen isoliert, welche die Güte Q verschlechtern. Die Schaltelemente sind entsprechend Fig. 1 bezeichnet, jedoch mit vorgestellter 3. Das Ausgangssignal der als Block darstellten Verstärkungsregelschaltung 360, welche der Multiplizierschaltung 60 in Fig. 1 entspricht, wird den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 311 und 312 anstatt dem Tankkreis, wie in den Fig.1 und 2, zugeführt. Diese Injektion erfolgt an einem Punkt der Mit-

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kopplungsschleife, welche die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 311 und die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren 312 und 314 enthält. Die Impedanz der Verstärkungsregelschaltung beeinflußt jedoch nicht den Tankkreis 314, wie dies bei der Schaltung gemäß Fig. 1 der Fall sein kann, weil die Signaleinspeisung an einem niederohmigen Punkt der Mitkopplungsschleife erfolgt. Bei der Schaltung gemäß Fig. 3 wird der Tankkreis 340 nur durch den Kollektor des Transistors 311 und die Basis des Transistors 314 belastet, während der Tankkreis 40 gemäß Fig. 1 von den Kollektoren der Transistoren 11, 86 und 92 und der Basis des Transistors 14 belastet wird. Damit läßt sich die Impedanz des Tankkreises 340 und die Oszillatorschleifenverstärkung bei der Schaltung gemäß Fig. 3 in weiterem Ausmaß bestimmen.

Es versteht sich für den Fachmann, daß man eine höhere Stabilität erreichen kann durch Vergrößerung der Anzahl der hintereinandergeschalteten Emitterfolger in der Mitkopplungsschleife. So können drei oder mehr Emitterfolger in Kaskade geschaltet werden, nach Art der Fig. 1b und 1c, im Sinne einer höheren Stabilität, solange wie zusätzliche Basis-Emitter-Strecken mit der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 12 in Kaskade geschaltet werden, um die Vorspannungssymmetrie zu erhalten. Auch kann der Eingang des Stromspiegels 22, 24 gemäß Fig. 1 in den Kollektorkreis des Transistors 14 anstatt des Transistors 12 eingefügt werden.

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Claims

DR. DIETER V. BEZOLD DIPL. ING. PETER SCHÜTZ DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER MARIA-THERES1A-STRASSE 22 POSTFACH 86 06 68 D-8OOO MUENCHEN 86 TELEFON 089/47 69 06 4768 19 AB SEPT. 1980: 4706006 TELEX S22 638 TELEGRAMM SOMBEZ RCA 72,621 Sch/Vu U.S. Ser. No. 012,811 vom 16. Februar 1979 RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.) Patentansprüche

1) Durch eine Steuerspannung in seiner Frequenz veränderbarer Oszillator, gekennzeichnet durch einen ersten und einen zweiten Transistor (11;211;311 bzw. 12;212;312), deren Emitter zusammengeschaltet und an eine Stromquelle (16;216;316) angeschlossen sind, durch einen dritten und einen vierten Transistor (13;213;313 bzw. 14;214; 314), deren Emitter entsprechend an die Basis des ersten bzw. zweiten Transistors angeschlossen sind, während die Basis des dritten Transistors an eine Betriebsspannungsquelle (B+;200;300) und die Basis des vierten Transistors an den Kollektor des ersten Transistors zur Bildung einer schwingungsfähigen Mitkopplungsschleife angeschlossen sind, durch einen Parallelresonanzkreis (40;24O;34O), der zwischen den Kollektor des ersten Transistors und die Betriebsspannungsquelle zur- Bestimmung der frequenzempfindlichen Phasencharakteristik in der Schleife gekoppelt ist, durch eine veränderbare Phasenschieberschaltung (50),

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ZUGELASSEN BEIM EUROPÄISCHEN PATENTAMT · PROFESSIONAL REPRESENTATIVES BEFORE THE EUROPEAN PATENT OFFICE

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die mit einem Eingang an einen ersten Punkt der Mitkopplungsschleife und mit einem Ausgang an einen zweiten Punkt der Mitkopplungsschleife angeschlossen ist, um der Mitkopplungsschleife am ersten Punkt ein Oszillatorsignai zu entnehmen und es nach Phasenverschiebung unter Steuerung durch die Regelspannung zur Bestimmung der Schwingungsfrequenz an einem zweiten Punkt in die Schleife wieder einzukoppeln.

2) Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektoren des zweiten, dritten und vierten Transistors (12, 13,14) an die Betriebsspannungsquelle (B+) angeschlossen sind.

3) Oszillator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle einen Widerstand (16) umfaßt.

4) Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Punkt der Emitter des vierten Transistors (14) ist.

5) Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Punkt der Kollektor des ersten Transistors (11) ist.

6) Oszillator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Punkt der Zusammenschaltungspunkt der Emitter des ersten und zweiten Transistors (311,312) ist.

7) Oszillator nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter des dritten und vierten Transistors über einen ersten bzw. zweiten Widerstand (26;226;326 bzw. 28;228;328) zur Vorspannung des dritten und vierten Transistors für linearen Betrieb mit einem Bezugspotential (Masse) verbunden sind.

8) Oszillator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Stromspiegel (22;24;222;224;322;3 24), dessen Eingang in Reihe mit einem der Kollektoren des zweiten bzw. vierten Transistors geschaltet ist.

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