DE3221267C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zum Abstimmen
eines Empfängers auf einen aus einer Vielzahl von in einem
vorbestimmten Frequenzbereich liegenden Kanälen ausgewählten
Kanal mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen
Merkmalen.
Für Fernsehempfänger sind Abstimmsysteme mit phasensynchronisierter
Schleife z. B. aus der DE 25 57 284 B2, der
DE 31 33 547 A1 oder der US 41 27 820 bekannt. Sie können
leicht digital geregelt werden und Überlagerungssignale mit
äußerster Genauigkeit liefern. Solche PLL-Abstimmsysteme
enthalten eine Bezugsfrequenzquelle, die typischerweise einen
Kristalloszillator aufweist, einen festen Frequenzteiler, der
als Voruntersetzer bezeichnet wird und der die Frequenz eines
das Überlagerungssignal für den Mischer liefernden Über
lagerungsoszillators herunterteilt, einen programmierbaren
Frequenzteiler zum weiten Herunterteilen der Frequenz des
frequenzgeteilten Signals durch einen durch die Kanalwahl
bestimmten programmierbaren Divisor sowie einen Phasenver
gleicher zur Erzeugung eines Fehlersignals als Maß für die
Phasen- und Frequenzabweichung zwischen dem weiter herunter
geteilten Oszillatorsignal und dem Bezugsfrequenzsignal. Dieses
Fehlersignal, das aus Impulsen besteht, deren Breite den
Betrag der Abweichung und deren Amplitude die Richtung der
Abweichung repräsentieren, wird gefiltert, um eine Abstimm
spannung für den Überlagerungsoszillator zu erzeugen. Der
feste Divisor des Voruntersetzers ist so gewählt, daß das
frequenzgeteilte Signal eine Frequenz hat, die sich durch
digitale Schaltungen, welche den übrigen Teil des PLL-Ab
stimmsystems bilden, verarbeiten läßt. Der programmierbare
Divisor, im folgenden mit dem Buchstaben N bezeichnet, wird
entsprechend der Nummer des gewählten Kanals eingestellt.
Wenn die Abweichung zwischen dem weiter heruntergeteilten
Signal und dem Bezugsfrequenzsignal einen vorbestimmten kleinen
Wert hat, dann spricht man vom "synchronisierten" Zustand
der PLL-Schleife. Bei diesem Punkt ist die Frequenz des
Überlagerungssignals direkt proportional zur Frequenz des
Bezugsfrequenzsignals, und zwar mit dem programmierbaren
Divisor N als Proportionalitätsfaktor.
Aus der bereits erwähnten DE 31 33 547 A1 ist es bekannt,
den Superband-Tuner über einen auf die Mittenfrequenz des
Superband-Frequenzbereiches abgestimmten Reihenresonanzkreis
an einen durch 4 teilenden Vorteiler des Voruntersetzers an
zuschließen, um Signale im UHF-Frequenzbereich von diesem
Vorteiler fernzuhalten.
Der in solchen PLL-Abstimmsystemen verwendete Voruntersetzer
enthält typischerweise einen Eingangsverstärker hoher Ver
stärkung, um die Empfindlichkeit des Voruntersetzers zu ver
bessern. Ein solcher Verstärker neigt zum Schwingen mit
irgendeiner Eigenschwingungsfrequenz, die bei oder nahe der
Frequenz des frequentgeteilten Signals liegen kann, welches
vom Voruntersetzer für einen ausgewählten Kanal aus dem Über
lagerungssignal gebildet wird.
Wenn ein neuer Kanal gewählt wird, kann der Überlagerungs
oszillator vorübergehend zu schwingen aufhören oder ein Aus
gangssignal sehr niedriger Amplitude erzeugen. Es kann dann
vorkommen, daß die Frequenzteilerstufen des Voruntersetzers
auf das von der Eingangsverstärkeranordnung erzeugte Eigen
schwingungssignal ansprechen anstatt auf das Überlagerungs
signal. Wenn die Frequenz der Eigenschwingung bei oder nahe
der Frequenz des Überlagerungssignals für den gewählten Kanal
liegt, dann "merkt" der Phasenvergleicher keinen Fehler,
obwohl der Überlagerungsoszillator nicht mit der richtigen
Frequenz schwingt. Die Abstimmspannung wird dann nicht zur
Korrektur der Frequenz des Überlagerungssignals geregelt.
Die Folge ist, daß sich das Abstimmsystem auf einen Betrieb
synchronisiert, bei welchem die Überlagerungsfrequenz falsch
ist. Um dies zu vermeiden, ist es aus der US 41 10 693 be
kannt, den Oszillator zwischenzeitlich auf einer Frequenz
schwingen zu lassen, bei der seine Schwingungsamplitude noch
groß genug ist, um Eigenschwingungen des Voruntersetzers zu
verhindern.
Weiterhin ist es aus der US 42 45 350 bekannt, Amplituden
änderungen des Oszillatorsignals während Kanalumschaltungen
auf einen vorbestimmten Amplitudenbereich zu begrenzen, welchen
der Voruntersetzer zuverlässig verarbeiten kann.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Fehlabstimmungen
eines PLL-Abstimmsystems infolge von Eigenschwingungen des
Voruntersetzers mit anderen Maßnahmen zu verhindern. Diese
Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1
angegebenen Merkmale gelöst.
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen
gekennzeichnet.
Gemäß der Erfindung ist in einem digitalen, einen Vorunter
setzer enthaltenden Abstimmsystem eine Schaltungsanordnung
vorgesehen, die mit dem Voruntersetzer gekoppelt ist und
ihn so beeinflußt, daß er mit einer Eigenfrequenz schwingt,
die nicht mit einer Frequenz für irgendeinen gültigen Kanal
übereinstimmt.
Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel
anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Fernsehempfängers, der
ein erfindungsgemäß ausgebildetes Abstimmsystem mit
phasensynchronisierter Schleife enthält;
Fig. 2 zeigt das Schaltbild eines die Erfindung verkörpernden
Teils des in Fig. 1 dargestellten Abstimmsystems.
Der Fernsehempfänger nach Fig. 1 enthält drei Tuner 1, 2 und
3, um aus für Rundfunk- und Kabelübertragung verwendeten HF-
Trägern durch Überlagerung ein ZF-Signal zu erzeugen. Das
ZF-Signal wird in einem ZF-Teil 4 verarbeitet, um Bild- und Ton
komponenten zu liefern. Ein Signalverarbeitungsteil 5 spricht
auf die Bild- und Tonkomponenten an, um entsprechend den
Bildkomponenten eine Bildröhre 6 zur Bildwiedergabe und
entsprechend den Tonkomponenten einen Lautsprecher 7 zur
Tonwiedergabe anzusteuern.
In der nachstehenden Tabelle I sind als Beispiel die in den
USA gebräuchlichen Frequenzbänder für die in den Tunern 1,
2 und 3 überlagerten HF-Träger angegeben.
Der Tuner 1 überlagert die HF-Träger in den VHF-Bändern für
Rundfunk und im mittleren Band für Kabel. Der Tuner 2 über
lagert die HF-Träger im Super-Band für Kabel. Der Tuner 3
überlagert die HF-Träger im UHF-Rundfunkband.
An einen Eingang 8, der mit den Tunern 1 und 2 verbunden
ist, kann wahlweise ein VHF-Antennennetzwerk (nicht darge
stellt) oder eine Kabelanlage (nicht dargestellt) angekoppelt
werden. An einen Eingang 9, der mit dem Tuner 3 verbunden ist,
kann ein UHF-Antennennetzwerk (nicht dargestellt) angeschlos
sen werden.
Jeder der Tuner 1, 2 und 3 enthält folgende Teile:
einen HF-Teil "a" zur Auswahl eines bestimmten HF-Trägers, der einem gewählten Kanal zugeordnet ist; einen Überlage rungsoszillator (Ü) "b" zur Erzeugung eines Überlagerer signals, welches die passende Frequenz zur Überlagerung des gewählten HF-Trägers hat, und einen Mischer "c" zum Kombinieren des gewählten HF-Trägers und des Überlagerer signals für die Erzeugung eines ZF-Signals. Jeder HF-Teil und Überlagerungsoszillator in jedem Tuner enthält eine spannungsgesteuerte Resonanzschaltung, deren Frequenzgang abhängig vom Betrag einer Abstimmspannung (TV) steuerbar ist, die durch ein mit phasensynchronisierter Schleife ar beitendes Abstimmsystem (PLL-Abstimmsystem) 10 erzeugt wird.
einen HF-Teil "a" zur Auswahl eines bestimmten HF-Trägers, der einem gewählten Kanal zugeordnet ist; einen Überlage rungsoszillator (Ü) "b" zur Erzeugung eines Überlagerer signals, welches die passende Frequenz zur Überlagerung des gewählten HF-Trägers hat, und einen Mischer "c" zum Kombinieren des gewählten HF-Trägers und des Überlagerer signals für die Erzeugung eines ZF-Signals. Jeder HF-Teil und Überlagerungsoszillator in jedem Tuner enthält eine spannungsgesteuerte Resonanzschaltung, deren Frequenzgang abhängig vom Betrag einer Abstimmspannung (TV) steuerbar ist, die durch ein mit phasensynchronisierter Schleife ar beitendes Abstimmsystem (PLL-Abstimmsystem) 10 erzeugt wird.
Die einzelnen Kanäle werden durch einen Kanalwähler 11 ge
wählt, der eine Tastatur (nicht dargestellt) ähnlich einem
Rechner mit jeweils einer Taste für jede Dezimalziffer 0 bis
9 aufweist und eine Eingangslogik (nicht dargestellt) ent
hält, um eine erste und eine zweite Gruppe binärcodierter
Dezimalsignale (BCD-Signale) zu erzeugen, welche die Zehner
und Einer einer dem gewählten Kanal entsprechenden Kanal
nummer darstellen, wie sie durch aufeinanderfolgendes Drücken
der jeweiligen Tasten eingegeben wurde. Aus der obigen Tabelle
ist zu entnehmen, daß die Kabel-Kanäle sowohl durch Buch
staben als auch durch Zahlen identifiziert sind. Ein Um
schalter 12 schafft die Möglichkeit, die Tastatur des Kanal
wählers 11 sowohl zur Wahl von Kabelkanälen als auch zur Wahl
von Rundfunkkanälen zu verwenden. Wenn der Umschalter 12 in
der Stellung "Rundfunk" ist, bewirkt die aufeinanderfolgende
Betätigung von Tasten des Kanalwählers 11 entsprechend den
Zehnern und Einern einer Rundfunkkanal-Nummer, daß die Ab
stimmung auf einen zugehörigen Rundfunkkanal erfolgt. Wenn
der Umschalter 12 in der Position "Kabel" ist, dann bewirkt
die aufeinanderfolgende Betätigung von Tasten des Kanalwäh
lers 11 entsprechend den Zehnern und Einern einer Rundfunk
kanal-Nummer, daß die Abstimmung auf jeweils denjenigen Ka
belträger erfolgt, der gemäß einer gemeinsam mit dem Empfänger
gelieferten Tabelle der betreffenden Rundfunkkanal-
Nummer zugeordnet ist.
Die vom Kanalwähler 11 erzeugten BCD-Signale werden einer
Kanalnummern-Anzeigeeinrichtung 13, einem Bandwähler 14 und
einer Frequenzteiler-Steuereinheit 15 des PLL-Abstimmsystems
10 angelegt. Der Bandwähler 14, der auch auf die jeweilige
Position des Umschalters 12 anspricht, erzeugt Bandwählsignale,
die repräsentativ für das Band des jeweils gewählten Ka
nals sind. Bandwählsignale V1, V2 und V3 setzen den Tuner 1
in Betriebsbereitschaft. Der Grund dafür, daß drei Bandwähl
signale für den Tuner 1 verwendet werden, wird weiter unten
in Verbindung mit Fig. 2 erläutert. Ein Bandwählsignal S setzt
den Tuner 2 und ein Bandwählsignal U den Tuner 3 in Betriebs
bereitschaft. Der Bandwähler 14 erzeugt außerdem ein Signal
U/S, wenn der gewählte Kanal in einem der Bänder U und S
liegt (d. h. im Super-Band für Kabel oder im UHF-Band für
Rundfunk). Der Grund für die Erzeugung eines solchen Signals
wird weiter unten beschrieben. Die Verbindungen zwischen dem
Bandwähler 14 und den Tunern 1, 2 und 3 sind in der Zeich
nung aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht dargestellt.
Das PLL-Abstimmsystem 10 enthält einen Voruntersetzer 16
zum Teilen der Frequenz eines Überlagerersignals, das ihm
von einem Überlagerungsoszillator aus einem der Tuner 1,
2 und 3 zugeführt wird, durch einen Divisor K.
Dieser Divisor K ist so bemessen, daß die Frequenz des re
sultierenden Signals innerhalb des Betriebsbereichs eines
nachgeschalteten digital programmierbaren Zählers liegt, der
als programmierbarer Frequenzteiler 17 verwendet wird. Der
programmierbare Teiler 17 teilt die Frequenz des Ausgangs
signals des Voruntersetzers 16 durch einen Divisor N, der
durch die Steuereinheit 15 entsprechend der Nummer und dem
Band des gewählten Kanals bestimmt wird. Ein Phasenverglei
cher 18 vergleicht die Phase und damit die Frequenz des
Ausgangssignals des programmierbaren Teilers 17 mit einem
Bezugsfrequenzsignal. Die Bezugsfrequenz wird von einem
1 : 2-Frequenzteiler 19 abgeleitet, der die Frequenz des Aus
gangssignals eines Kristall-Bezugsoszillators 20 teilt. Der
Phasenvergleicher 18 erzeugt ein Fehlersignal in Form von
Impulsen, deren Breite in Beziehung zum Betrag und deren
Übergangsrichtung in Beziehung zur Richtung der Abweichung
zwischen den Ausgangsfrequenzen des programmierbaren Teilers
17 und des Bezugsfrequenzteilers 19 steht. Ein Integrator 21
filtert das Fehlersignal, um die Abstimmspannung (TV) für die
Tuner 1, 2 und 3 zu liefern.
Nachdem ein Kanal gewählt worden ist, wird unter normalen Be
triebsbedingungen der Betrag der Abstimmspannung entsprechend
den Fehlerimpulsen geregelt, bis die Frequenzabweichung zwi
schen den beiden Eingangssignalen des Phasenvergleichers 18
vernachlässigbar klein ist. An diesem Punkt besteht zwischen
der Frequenz fü des vom jeweils eingeschalteten Tuner 1, 2
oder 3 kommenden Überlagerersignals und der Frequenz fx des
Bezugsoszillators 20 eine Beziehung gemäß folgender Gleichung:
Wenn fx = 1 MHz gewählt ist, dann ist N gleich dem in MHz
ausgedrückten Wert der Frequenz des Überlagerersignals. Der
Frequenzbereich des Überlagerersignals in jedem Band ist in
der obigen Tabelle I angegeben.
Da die Überlagererfrequenzen für das UHF-Band und das Super-
Kabelband (SB) ungefähr viermal so hoch wie die Überlagerer
frequenzen für das VHF-Band und das mittlere Kabelband (MB)
sind, ist der Voruntersetzer 16 so ausgelegt, daß er die
Frequenz der UFH- und der SB-Überlagerersignale durch einen
Divisor teilt, der viermal so hoch wie der für die Frequenz
teilung des VHF- und des MB-Überlagerersignals verwendete
Divisor ist. Zu diesem Zweck enthält der Voruntersetzer 16
eine Eingangsanordnung, in welcher eine V/M-Eingangsklemme
22 zum Empfang der VHF- und MB-Überlagerersignale direkt mit
einem ersten Eingang eines Umschalters 23 verbunden ist, und
worin eine U/S-Eingangsklemme 24 zum Empfang der UHF- und SB-
Überlagerersignale über einen 1 : 4-Frequenzteiler 25 mit einem
zweiten Eingang des Umschalters 23 gekoppelt ist. Der
Ausgang des Umschalters 23 ist mit dem Eingang eines gemein
samen Frequenzteilers 26 gekoppelt, der die Frequenz des ihm
zugeführten Signals durch einen gemeinsamen Divisor, z. B.
durch 64, teilt. Der Ausgang des Frequenzteilers 26 ist über
eine Ausgangsklemme 27 mit dem Eingang des 1 : N-Frequenztei
lers 17 verbunden. Wenn ein UHF- oder ein S-Kanal gewählt
ist, erzeugt der Bandwähler 14 das Bandwählsignal U/S, welches
einem Bandsteuereingang 28 angelegt wird und den Umschal
ter 23 veranlaßt, den Ausgang des 1 : 4-Frequenzteilers 25 mit
dem Eingang des 1 : 64-Frequenzteilers 26 zu koppeln. Ansonsten
koppelt der Schalter 23 das an der V/M-Eingangsklemme 22 zu
geführte Überlagerersignal auf den 1 : 64-Frequenzteiler 26.
Ein in integrierter Schaltung ausgelegter Hochfrequenzzähler,
der sich zur Verwendung als Voruntersetzer 16 eignet, ist
von der RCA Solid State Division, Somerville, N. J. unter den
Typenbezeichnungen CA 3136 und CA 3179 erhältlich. Ein solcher
Voruntersetzer ist auch in der US-Patentschrift 41 27 820 be
schrieben, auf die hiermit verwiesen wird. Dieser Typ des
Voruntersetzers hat nur einen VHF-Eingang und einen UHF-Ein
gang. Hinsichtlich der Zuführung der UHF- und MB-Überlagerer
signale ist dies kein Problem, da diese Signale von einem ein
zigen Überlagereroszillator kommen. Da aber die UHF- und SB-
Überlagerersignale von zwei verschiedenen Überlagerungsoszillatoren
geliefert werden, ist ein U/S-Eingangswähler 29 vorge
sehen, der auf ein Bandwählsignal U hin das vom UHF-Tuner 3
erzeugte UHF-Überlagerersignal auf die U/S-Eingangsklemme 24
gibt und der auf ein Bandwählsignal S hin das vom SB-Tuner 2
erzeugte SB-Überlagerersignal auf die U/S-Eingangsklemme 24
koppelt. Ein geeigneter Eingangswähler ist in der US-Patent
anmeldung Nr. 1 80 580 beschrieben, die den Titel "Input
Selection Arrangement for Applying Different Local Oscillator
Signals to a Prescaler of a Phase-Lock Loop Tuning System"
trägt und am 25. August 1980 unter dem Namen Lehmann einge
reicht wurde und auf die gleiche Anmelderin wie hier über
schrieben ist.
Um die Empfindlichkeit des Voruntersetzers 16 gegenüber
den Überlagerersignalen zu erhöhen, enthält der Bandum
schalter 23 einen Verstärker mit hohem Verstärkungsfaktor.
Leider können solche hochverstärkenden Verstärker schwingen
und tun es häufig auch. Das resultierende Eigenschwingungs
signal kann irgendeine Frequenz haben, einschließlich der
Frequenz eines für einen gewählten Kanal geltenden Überla
gerersignals. Wenn ein neuer Kanal gewählt wird, kann die
Abstimmspannung vorübergehend auf einen Wert getrieben werden,
bei welchem der jeweils eingeschaltete Überlagerungs
oszillator nicht schwingt oder, falls er schwingt, ein Über
lagerersignal sehr kleiner Amplitude erzeugt. Unter diesen
Bedingungen kann es vorkommen, daß der Voruntersetzer 16
nicht auf das Überlagerersignal sondern stattdessen auf
das Eigenschwingungssignal anspricht. Falls die Frequenz
des Eigenschwingungssignals gleich oder nahe der dem ge
wählten Kanal entsprechenden Frequenz ist, hat das resul
tierende frequenzgeteilte Signal am Ausgang des Vorunter
setzers 16 im wesentlichen die gleiche Frequenz, wie wenn
der Überlagerungsoszillator mit der richtigen Frequenz
schwingen würde. Obwohl also die Frequenz des Überlagerer
signals falsch sein kann, wird die Abstimmspannung nicht
zur Korrektur dieser Frequenz geregelt, und das Abstimm
system bleibt auf der falschen Frequenz synchronisiert,
bis ein neuer Kanal gewählt wird.
Bei dem hier beschriebenen Abstimmsystem ist ein die Schwin
gung des Voruntersetzers beeinflussendes Netzwerk 30 vorge
sehen, das über die V/M-Eingangsklemme 22 mit dem verstärkenden
Bandwahlumschalter 23 gekoppelt ist, um diesen Umschalter
so zu konditionieren, daß er seine Eigenschwingung mit einer
Frequenz vollführt, die nicht irgendeinem gültigen Kanal ent
spricht, d. h. die nicht in irgendeinem der Bänder liegt. Wenn
also der eingeschaltete Überlagerungsoszillator ein Überlage
rersignal mit einer unter der Ansprechschwelle des Vorunter
setzers 16 liegenden Amplitude erzeugt, dann wird das resul
tierende frequenzgeteilte Signal am Ausgang des Vorunterset
zers 10 mit Sicherheit eine falsche Frequenz haben, und das
PLL-Abstimmsystem 10 wird zur Korrektur wirksam werden.
Der Betrag der Abstimmspannung steht in direkter Beziehung
zur Überlagererfrequenz, und der Betrag, bei welchem der
Überlagerungsoszillator nicht schwingt oder ein Ausgangs
signal mit einer Amplitude unterhalb der Ansprechschwelle
des Voruntersetzers 16 liefert, ist niedrig, z. B. ungefähr
nahe 0 Volt. Somit ist es wünschenswert, daß das die Eigen
schwingung des Voruntersetzers beeinflussende Netzwerk 30
den Voruntersetzer 16 so konditioniert, daß er mit einer
Frequenz unterhalb der für den niedrigsten gültigen Kanal
geltenden Überlagererfrequenz schwingt, d. h. unterhalb der
dem Kanal 2 entsprechenden Überlagererfrequenz von 101 MHz.
In diesem Fall zeigt das Fehlersignal an, daß die Frequenz
des Überlagerungsoszillators zu niedrig ist, und die Ab
stimmspannung wird erhöht, um die Frequenz des Überlagerer
signals entsprechend zu erhöhen. Dies veranlaßt auch den
Überlagerungsoszillator, mit dem Schwingen zu beginnen oder
ein Ausgangssignal höherer Amplitude zu erzeugen. Infolge
dessen steigt die Amplitude des Überlagerersignals und
überschreitet schließlich die Ansprechschwelle des Vorunter
setzers 16. Der Voruntersetzer 16 spricht also auf das
Überlagerersignal an, und das PLL-Abstimmsystem 10 arbeitet
in der normalen Weise, um die Frequenz des Überlagerersignals
zu regeln.
Eine Ausführungsform des die Schwingung des Voruntersetzers
beeinflussenden Netzwerks 30 ist in Fig. 2 dargestellt, und
zwar in Verbindung mit speziellen Ausführungsformen der
Schaltungen für den Überlagerungsoszillator und den Vorunter
setzer. In der Fig. 2 sind diejenigen Elemente, die auch
in Fig. 1 zu finden sind, mit den gleichen Bezugszahlen wie
dort bezeichnet.
Der Überlagerungsoszillator 1b des Tuners 1 zur Erzeugung
der VHF- und MB-Überlagerersignale besteht aus einem modi
fizierten Collpitts-Oszillator, der abhängig von den Band
wählsignalen V1, V2 und V3 wahlweise in drei verschiedenen
Bändern betrieben werden kann, da sich der Frequenzbereich
des Überlagerungsoszillators 1b von einem Wert unterhalb
101 MHz bis zu einem Wert oberhalb 257 MHz erstreckt. Die
drei besagten Bänder sind gemäß der nachfolgenden Tabelle II
spezifiziert:
Im einzelnen enthält der Überlagerungsoszillator 1b einen
npn-Transistor 31, der in Basisschaltung angeordnet ist.
Die Basis des Transistors 31 wird durch ein Bandwählnetz
werk 32 vorgespannt, das aus einem ohmschen Spannungsteiler
besteht, der selektiv positive Spannungen entsprechend den
Bandwählsignalen V1, V2 und V3 empfängt. Die Elemente in
diesem Vorspannungsnetzwerk 32 sind so ausgesucht, daß der
Transistor 31 beim Anlegen des Bandwählsignals V3 eine höhere
Verstärkung hat als beim Anlegen der Bandwählsignale V1
und V2.
Mit dem Kollektor des Transistors 31 ist eine Resonanzschal
tung 33 verbunden. Die Resonanzschaltung 33 ist ein Parallel
schwingkreis, der kapazitive und induktive Reaktanzzweige
enthält. Der kapazitive Zweig enthält eine zwischen den Kollek
tor des Transistors 31 und Masse gekoppelte Reihenschaltung
aus einem festen Kondensator 34 und einer Kapazitätsdiode
(Varactor) 35, die so gepolt ist, daß sie durch Anlegen einer
positiven Abstimmspannung (TV) an ihre Anode in Sperrichtung
gespannt wird. Der induktive Zweig enthält eine zwischen den
Kollektor des Transistors 31 und Masse angeordnete Reihen
schaltung aus Induktivitäten 36, 37 und 38 und einem Ableit
kondensator 39. Der Ableitkondensator 39 ist so bemessen,
daß er eine vernachlässigbare Impedanz in den VHF- und MB-
Bändern hat. Mit dem Anlegen des Bandwählsignals V1, das
über eine HF-Drossel 40 auf den Verbindungspunkt zwischen
der Induktivität 38 und dem Kondensator 39 gekoppelt wird,
empfängt der Kollektor des Transistors 31 Betriebsspannung
über die Reihenschaltung aller drei Induktivitäten 36, 37
und 38. Somit sind bei Empfang des Bandwählsignals V1 alle
drei Induktivitäten 36, 37 und 38 wirksam im Resonanzkreis
33 eingefügt. Mit dem Anlegen des Bandwählsignals V2, das
über eine HF-Drossel 41 zugeführt wird, die zur Bildung einer
sehr hohen Impedanz in den VHF- und MB-Bändern bemessen
ist, gelangt ebenfalls Betriebsspannung an den Kollektor des
Transistors 31. Außerdem wird eine Schaltdiode 42 in Durch
laßrichtung gespannt und damit leitend, so daß ein Ableit
kondensator 43 zwischen den Verbindungspunkt der Induktivi
täten 37 und 38 einerseits und Masse andererseits geschaltet
wird. Somit sind beim Anlegen des Bandwählsignals V2 nur
die Induktivitäten 36 und 37 im Resonanzkreis 33 wirksam.
Eine ähnliche Anordnung wie die Drossel 41, die Diode 42 und
der Kondensator 43 bilden auch eine Drossel 44, eine Schalt
diode 45 und ein Ableitkondensator 46 im Resonanzkreis 33,
so daß beim Anlegen des Bandwählsignals V3 nur die Indukti
vität 36 im Resonanzkreis 33 wirksam ist.
Zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 31
ist ein Rückkopplungskondensator 47 eingefügt. Zwischen den
Emitter des Transistors 31 und Masse ist ein vorspannender
Zweig in Form einer Reihenschaltung eines Widerstandes 48
und einer HF-Drossel 49 geschaltet.
Um das untere Ende des Frequenzbereichs des Überlagerungs
oszillators 1b zu verlängern, ist zwischen den Emitter des
Transistors 31 und Masse ein kapazitives Netzwerk geschaltet,
bestehend aus einem festen Kondensator 50 und einer
Kapazitätsdiode 51, die so gepolt ist, daß sie durch die
Abstimmspannung in Sperrichtung gespannt wird. Diese Art
eines den Frequenzbereich erweiternden Netzwerks ist aus
führlich in der US-Patentanmeldung Nr. 1 19 991 beschrieben,
die den Titel "Controlled Local Oscillator with Apparatus
for Extending its Frequency Range" trägt und am 8. Februar
1980 unter dem Namen Carter eingereicht wurde und auf die
gleiche Anmelderin wie hier überschrieben ist.
Wie bereits oben erwähnt, eignen sich für den Voruntersetzer
16 die von der RCA Corporation auf den Markt gebrachten inte
grierten Schaltungen der Typenbezeichnung CA 3136 und CA 3179.
Diese Typen integrierter Schaltungen enthalten Anordnungen,
welche differentiell bzw. im Gegentakt (d. h. durch zwei gegen
phasige Eingangssignale) ansteuerbar sind, da solche Anord
nungen empfindlicher und rauschärmer als Eintakt-Anordnungen
sind (d. h. als Anordnungen, die ein auf ein Bezugspotential
wie z. B. Masse bezogenes Eintaktsignal empfangen). Obwohl
also der Voruntersetzer 16 in der Fig. 1 mit jeweils nur
einem Eingang für einerseits die VHF- und MB-Überlagerer
signale und andererseits die UHF- und SB-Überlagerersignale
dargestellt ist, enthält der Voruntersetzer 16 in Wirklich
keit zwei Eingangsklemmen 22a und 22b für die VHF- und MB-
Überlagerersignale und zwei Eingangsklemmen 24a und 24b für
die UHF- und SB-Überlagerersignale. Jedes Eingangsklemmenpaar
dient für Überlagerersignale im Gegentakt. Obwohl der
Voruntersetzer 16 zur Gegentakt-Ansteuerung ausgelegt ist,
wird er mit einem einzigen Eintakt-Eingangssignal angesteuert,
denn es hat sich gezeigt, daß man hiermit zufriedenstellende
Ergebnisse erzielen kann, ohne zwei gegenphasige Überlagerer
signale erzeugen und anlegen zu müssen.
Der Verstärker/Umschalter 23 enthält im einzelnen ein erstes
Paar von npn-Transistoren 53 und 54, die zu einem ersten
Differenzverstärker 55 zusammengeschaltet sind, und ein zwei
tes Paar von npn-Transistoren 56 und 57, die als zweiter
Differenzverstärker 58 zusammengeschaltet sind. Die Kollek
toren der Transistoren 53 und 56 sind an einem ersten Aus
gangspunkt an einen gemeinsamen Lastwiderstand 59 angeschlos
sen, und die Kollektoren der Transistoren 54 und 57 sind
an einem zweiten Ausgangspunkt an einen gemeinsamen Last
widerstand 60 angeschlossen. Ein erstes Ausgangssignal des
Überlagerungsoszillators 1b vom Emitter des Transistors 31
wird über einen gleichstromblockierenden Koppelkondensator
61, der im Frequenzbereich des Überlagerungsoszillators 1b
eine vernachlässigbare Impedanz hat, auf die Eingangsklemme
22a und damit auf die Basis des Transistors 53 gegeben.
(Ein zweites Ausgangssignal des Überlagerungsoszillators 1b
vom Kollektor des Transistors 31 wird über einen gleichstrom
blockierenden Koppelkondensator 62 auf einen Eingang des Mi
schers 1c gekoppelt.) Die Basis des Transistors 54 ist über
die Eingangsklemme 22b und einen Ableitkondensator 63 mit
Masse verbunden; diese Anordnung bewirkt, daß der Differenz
verstärker 55 als Eintaktverstärker arbeitet.
Der Frequenzteiler 25 enthält zwei in Kaskade geschaltete
und in emittergekoppelter Logik betriebene Flipflops 25a und
25b, von denen eines das führende und das andere ein geführtes
ist (sogenanntes Master/Slave-Anordnung) und deren jedes
zur Ansteuerung durch zwei gegenphasige Eingangstaktsignale
ausgelegt ist. Jedoch ist nur die Eingangsklemme 24a mit
dem Ausgang des Eingangswählers 29 verbunden, während die
Eingangsklemme 24b über einen Ableitkondensator 64 an Masse
angeschlossen ist, so daß das Flipflop 25a ein Eintakt-Ein
gangssignal empfängt, um eine Eintakt-Eingangsanordnung zu
bilden. Die gegenphasigen Ausgangssignale des Flipflops 25a
werden auf zugehörige Eingänge des Flipflops 25b gegeben.
Die gegenphasigen Ausgangssignale des Flipflops 25b werden
getrennt an die Basiselektroden der beiden Transistoren 56
und 57 gelegt.
Ein stromlenkendes Netzwerk 65, das npn-Transistoren 66 und
67 in Differenzverstärkerschaltung aufweist, liefert Be
triebsstrom an den einen oder den anderen der Differenzver
stärker 55 und 58. Wenn der Strom zum Differenzverstärker
55 fließt und vom Differenzverstärker 58 abgekoppelt ist,
werden die an der Klemme 22a zugeführten VHF- und MB-Über
lagerersignale vom Differenzverstärker 55 verstärkt, und an
den Kollektoren der Transistoren 53 und 54 erscheinen diffe
rentielle Ausgangssignale. Die differentiellen Ausgangssignale
werden auf den Frequenzteiler 26 gekoppelt, der ebenfalls
kaskadengeschaltete und in emittergekoppelter Logik betrie
bene Master/Slave-Flipflops enthält. Wenn der Strom zum
Differenzverstärker 58 geliefert wird, dann werden die UHF-
und SB-Überlagerersignale nach Frequenzteilung im Frequenz
teiler 25 vom Differenzverstärker 58 verstärkt, und die re
sultierenden differentiellen Ausgangssignale werden auf den
Frequenzteiler 26 gegeben.
Um die vorstehend beschriebene Stromlenkung zu steuern, ist
eine Bandsteuereinrichtung 68 vorgesehen. Diese Einrichtung
legt bei Empfang des Bandwählsignals U/S an die Basis des
Transistors 66 eine Spannung, die kleiner ist als eine an
die Basis des Transistors 67 gelegte Bezugsspannung VREF;
ansonsten legt die Einrichtung 68 eine höhere Spannung als
VREF an die Basis des Transistors 66. Wenn also das Band
wählsignal U/S vorhanden ist, ist der Transistor 67 leitend
und der Transistor 66 nicht-leitend, und wenn das Bandwähl
signal U/S fehlt, dann ist der Transistor 66 leitend und
der Transistor 67 nicht-leitend. Um eine Störung durch un
gewollte Signale möglichst gering zu halten, sorgt die Band
steuereinrichtung 68 außerdem dafür, daß eine Vorspannungs
quelle 69 nur dann Vorspannung an den Frequenzteiler 25 lie
fert, wenn das Bandwählsignal U/S vorhanden ist.
Wie oben erwähnt, besteht die Gefahr, daß der Verstärker 55
schwingt, und zwar auf Grund seiner hohen Verstärkung und des
Vorhandenseins parasitärer Rückkopplungskomponenten. Es wurde
gefunden, daß der Differenzverstärker 55 mit einer Fre
quenz schwingen kann, die ungefähr der Überlagererfrequenz
für den Kanal 13 entspricht (d. h. 256 MHz), und daß bei
steigender Betriebstemperatur die Eigenschwingfrequenz ab
nimmt und irgendwann der Überlagererfrequenz für den Kanal
12, 11 oder 10 entsprechen kann. Infolgedessen kann das
oben beschriebene Problem des Festhängens der Synchronisierung
auftreten, wenn diese Kanäle gewählt werden.
Zur Überwindung dieses Problems wurde gefunden, daß das
Einfügen einer Induktivität 70 hohen Induktivitätswerts
(z. B. in der Größenordnung von 0,7 Mikrohenry) im Neben
schluß zur Eingangsklemme 22a eine Abstimmung der Eigen
schwingfrequenz des Differenzverstärkers 55 bewirkt. Wie
weiter oben angedeutet, sollte die Induktivität 70 zweck
mäßigerweise so gewählt werden, daß die Eigenschwingfre
quenz niedriger ist als die niedrigste legitime Überlagerer
frequenz, d. h. niedriger als die dem Kanal 2 entsprechende
Überlagererfrequenz. Ein gleichstromblockierender Kondensator
71, der im Frequenzbereich des Überlagerungsoszillators
1b eine vernachlässigbare Impedanz hat, ist in Reihe mit
der Induktivität 70 geschaltet, um zu verhindern, daß die
Induktivität 70 die Gleichstrom-Betriebsbedingungen an der
Basis des Transistors 53 beeinträchtigt. Während eine In
duktivität hohen Induktivitätswerts die Eigenschwingfrequenz
des Differenzverstärkers 55 abstimmt, wirkt sie als HF-
Drossel für die vom Überlagerungsoszillator 1b erzeugten
Überlagerersignale und beeinträchtigt daher den Betrieb
des Oszillators 1b nicht wesentlich.
Zum Abstimmen der Eigenschwingungen von Voruntersetzern
mit anderen Eingangskonfigurationen können andere reaktive
Bauelemente verwendet werden. Für die in der Fig. 2 darge
stellte Ausführung des Voruntersetzers, bei welcher eine ka
pazitive Reaktanz an den Eingangsklemmen 22a und 22b fühlbar
ist, hat sich jedenfalls erwiesen, daß zum Abstimmen der Eigen
schwingfrequenz eine Induktivität zweckmäßiger ist als
ohmsche oder kapazitive Elemente. Ein Kondensator hat sich
als relativ unwirksam zum Abstimmen der Eigenschwingfrequenz
des Verstärkers 55 herausgestellt, und er dämpfte das auf die
Klemme 22a gekoppelte Überlagerersignal in nachteiliger Weise.
Auch ein Widerstand war unwirksam zum Abstimmen der Eigen
schwingfrequenz und beeinträchtigte die Amplitude des Über
lagerersignals nachteilig.
Wie erwähnt, wird das Problem der Eigenschwingung des Vor
untersetzers 16 dann akut, wenn der eingeschaltete Überla
gerungsoszillator nicht schwingt oder mit einem Ausgangs
signal niedriger Amplitude schwingt. Dies kommt dann vor,
wenn die Abstimmspannung bei der Wahl eines neuen Kanals
auf einen niedrigeren Wert gesteuert wird, insbesondere wenn
der neu gewählte Kanal in einem neuen Band liegt. Es ist zwar
möglich, den Oszillator 1b so auszulegen, daß er bei Abstimm
spannungen relativ niedrigen Betrags z. B. nahe 0 Volt weiter
schwingt und dabei ein Ausgangssignal genügend hoher Amplitude
erzeugt. Eine solche Lösung ist jedoch unerwünscht,
weil die Kapazitätsdioden bei relativ niedrigen Abstimmspan
nungen zu übermäßigen Verlusten neigen, was sich mathematisch
durch einen niedrigen Wert der Gütezahl Q äußert. Dieses Pro
blem kann zwar durch Schaltungskonstruktion ausgeglichen werden,
jedoch ist es wegen der gegenseitigen Beziehungen ver
schiedener Komponenten schwierig, entsprechende Maßnahmen
in einem Überlagerungsoszillator zu treffen, der wie der
Oszillator 1b zum Schwingen in drei Bändern ausgelegt ist,
die sich über einen relativ großen Frequenzbereich erstrecken.
Daher ist bei einer Anordnung, die einen Mehrband-Überlage
rungsoszillator wie den Oszillator 1b verwenden, ein die Vor
untersetzer-Schwingung in ihrer Frequenz beeinflussendes
Steuernetzwerk 30 besonders zweckmäßig, welches den Vor
untersetzer 16 zum Schwingen bei einer außerhalb der Bänder
liegenden Frequenz bringt.
Während die Erfindung besonders nützlich ist im Zusammenhang
mit Eigenschwingungen, die bei oder nahe den Überlagererfre
quenzen für die VHF- und mittleren Kabel-Bänder liegen, kann
eine ähnliche Anordnung auch im Zusammenhang mit dem UHF-
Band und dem Kabel-Superband verwendet werden. Es hat sich
jedoch gezeigt, daß die inkontrollierten Eigenschwingungen
des Voruntersetzers 16 weniger bei Frequenzen auftreten,
die den UHF- und SB-Überlagererfrequenzen entsprechen. Daher
wird eine Struktur ähnlich dem Netzwerk 30 an der U/S-
Eingangsklemme 24a kaum notwendig sein. Trotzdem sei erwähnt,
daß bei Kopplung eines die Voruntersetzer-Eigenschwingung be
einflussenden Steuernetzwerks 30 an den Eingang des Verstär
ker/Schalters 23 und durch Abstimmung der kontrollierten
Schwingung des Voruntersetzers auf eine Frequenz unterhalb
des Kanals 2 der Voruntersetzer 16 beim Auftreten der Eigen
schwingung ein Ausgangssignal liefert, das nicht in irgendeinem
der interessierenden Bänder liegt.
Die nachfolgende Tabelle III gibt ein Beispiel für eine mög
liche Dimensionierung bestimmter Bauelemente in den Schaltungen
nach Fig. 2:
V1, V2 und V3 | |
+18 Volt | |
Kondensator 34 | 240 pF |
Kapazitätsdiode 35 | BB329 der Fa. ITT |
Induktivität 36 | ca. 58 nH |
Induktivität 37 | ca. 70 nH |
Induktivität 38 | ca. 96 nH |
Kondensator 39 | 68 pF |
Induktivität 40 | 10 mH |
Induktivität 41 | 10 mH |
Kondensator 43 | 5,6 pF |
Induktivität 44 | 10 mH |
Kondensator 46 | 3,3 pF |
Kondensator 47 | 4,7 pF |
Widerstand 48 | 1000 Ohm |
Induktivität 49 | 10 mH |
Kondensator 50 | 6,8 pF |
Kapazitätsdiode 51 | BB329 |
Widerstand 59 | 600 Ohm |
Widerstand 60 | 600 Ohm |
Kondensator 61 | 0,82 pF |
Kondensator 62 | 3,3 pF |
Kondensator 63 | 1 pF |
Kondensator 64 | 470 pF |
Induktivität 70 | 0,7 mH |
Kondensator 71 | 1000 pF |
Zusätzlich können an denjenigen Stellen der Schaltung, die
in der Fig. 2 durch kleine schwarze Rechtecke markiert sind,
gewisse Ferritperlen eingefügt werden, die Verluste verursachen
und unerwünschte Resonanzen verhindern.
Wie aus der Tabelle III entnehmbar, hat der eingangsseitige
Ableitkondensator 63 einen viel kleineren Kapazitätswert als
der Ableitkondensator 64, um sicherzustellen, daß der Ver
stärker 55 mit der durch die Induktivität 70 kontrollierten
Frequenz schwingt. Es hat sich gezeigt, daß bei einem zu
großen Wert des eingangsseitigen Ableitkondensators 63 (z. B.
gleich dem Wert des Ableitkondensators 64) die gewünschte
Eigenschwingfrequenz nicht erzielt wird.
In Verbindung mit der Erzielung des Eintaktbetriebs ist vor
stehend nur die Verwendung eines einzigen Eingangssignals
beschrieben worden. Es sei jedoch erwähnt, daß die Ableit
kondensatoren 63 und 64 auch erwünscht sind, um die Gleich
taktunterdrückung in den Gegentakt-Eingangsanordnungen des
Voruntersetzers 16 zu verbessern. Der Ableitkondensator 63
kann bei Verwendung des Netzwerks 30 aber auch gewünschten
falls zur Kostenersparnis fortgelassen werden, ohne die Qualität
wesentlich zu beeinträchtigen.
Da die Frequenz der aus der Kabelanlage gelieferten HF-
Träger ungenau sein kann, ist es vorteilhaft, dem PLL-Ab
stimmsystem eine Anordnung zum Justieren des Überlagerungs
oszillators hinzuzufügen. Hierzu eignet sich die in der US-
Patentschrift 40 31 549 beschriebene Anordnung, die an den
eingeschalteten Überlagerungsoszillator nach Erreichen des
Synchronzustandes des PLL-Abstimmsystems wahlweise ein Signal
zur automatischen Feinabstimmung (AFA-Signal) legt, das von
einem herkömmlichen AFA-Diskriminator im ZF-Teil 4 abge
leitet wird.
Während das die Eigenschwingung des Voruntersetzers beein
flussende Netzwerk 30 im dargestellten Fall über die Ein
gangsklemme 22a mit einem Eingangsdifferenzverstärker 55
verbunden ist, kann es stattdessen auch anstelle des Ab
leitkondensators 63 über die Eingangsklemme 22b mit dem an
deren Eingang des Differenzverstärkers 55 gekoppelt sein.
Dies würde dazu beitragen, den Überlagerungsoszillator 1b
von einer eventuellen Belastung durch das Netzwerk 30 zu
entkoppeln. Solche und andere Modifikationen sind innerhalb
des Erfindungsgedankens möglich.
Claims (9)
1. Anordnung zum Abstimmen eines Empfängers auf einen
aus einer Vielzahl von in einem vorbestimmten Frequenzbereich
liegenden Kanälen ausgewählten Kanal,
mit einer Überlagerungsoszillatorschaltung zur Erzeugung eines Überlagerungssignals, dessen Frequenz abhängig von der Größe eines Abstimmsignals steuerbar ist,
mit einem Voruntersetzer zur Frequenzteilung des Überlagerungs signals durch einen vorbestimmten Divisor,
und mit einer Steuerschaltung, die das Abstimmsignal erzeugt und in Abhängigkeit von dem frequenzgeteilten Signal auf eine solche Größe einstellt, daß das frequenzgeteilte Signal eine dem ausgewählten Kanal entsprechende vorbestimmte Frequenz hat, dadurch gekennzeichnet, daß der bei unterhalb einer vorbestimmten Schwelle liegenden Amplitude des Überlagerungssignals zu Eigenschwingungen und dadurch zur Erzeugung eines frequenzgeteilten Signals mit einer einem der Kanäle entsprechenden Frequenz neigende Vor untersetzer (16) mit einem derart bemessenen frequenzbestimmenden Glied (70, 71) gekoppelt ist, daß seine Eigenschwin gungen eine vorbestimmte Frequenz aufweisen, bei welcher die Frequenz des sich aus den Eigenschwingungen ergebenden fre quenzgeteilten Signals keiner derjenigen Frequenzen ent spricht, die das Überlagerungssignal für irgendeinen der in den Frequenzbereich liegenden Kanäle annimmt.
mit einer Überlagerungsoszillatorschaltung zur Erzeugung eines Überlagerungssignals, dessen Frequenz abhängig von der Größe eines Abstimmsignals steuerbar ist,
mit einem Voruntersetzer zur Frequenzteilung des Überlagerungs signals durch einen vorbestimmten Divisor,
und mit einer Steuerschaltung, die das Abstimmsignal erzeugt und in Abhängigkeit von dem frequenzgeteilten Signal auf eine solche Größe einstellt, daß das frequenzgeteilte Signal eine dem ausgewählten Kanal entsprechende vorbestimmte Frequenz hat, dadurch gekennzeichnet, daß der bei unterhalb einer vorbestimmten Schwelle liegenden Amplitude des Überlagerungssignals zu Eigenschwingungen und dadurch zur Erzeugung eines frequenzgeteilten Signals mit einer einem der Kanäle entsprechenden Frequenz neigende Vor untersetzer (16) mit einem derart bemessenen frequenzbestimmenden Glied (70, 71) gekoppelt ist, daß seine Eigenschwin gungen eine vorbestimmte Frequenz aufweisen, bei welcher die Frequenz des sich aus den Eigenschwingungen ergebenden fre quenzgeteilten Signals keiner derjenigen Frequenzen ent spricht, die das Überlagerungssignal für irgendeinen der in den Frequenzbereich liegenden Kanäle annimmt.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Überlagerungsoszillatorschaltung (b) die Frequenz
des Überlagerungssignals in direkter Beziehung zum Betrag
des Abstimmsignals steuert, wobei auch die Amplitude des
Überlagerungssignals in einer direkten Beziehung zum Betrag
des Abstimmsignals steht, und daß das frequenzselektive
Glied (70, 71) die Eigenschwingfrequenz so abstimmt, daß die
Frequenz des auf Grund der Eigenschwingungen erzeugten fre
quenzgeteilten Signals einer Frequenz entspricht, wie sie
auf Grund eines Signals erzeugt würde, dessen Frequenz unter
halb derjenigen des Überlagerungssignals für den niedrigsten
Kanal in dem Frequenzbereich liegt.
3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Überlagerungsoszillatorschaltung (1b; 2b; 3b) einen
ersten Überlagerungsoszillator (1b; 2b; 3b) enthält, um ein
erstes Überlagerungssignal für eine erste Gruppe von Kanälen
in einem ersten Band des Frequenzbereichs zu erzeugen und
dessen Frequenz abhängig von der Größe des Abstimmsignals
zu bestimmen, und einen zweiten Überlagerungsoszillator (1b;
2b; 3b), um ein zweites Überlagerungssignal für eine zweite
Gruppe von Kanälen in einem zweiten Band des Frequenzbereichs
zu erzeugen und dessen Frequenz abhängig von der Größe des
Abstimmsignals zu steuern;
daß der Voruntersetzer (16) folgendes enthält:
einen zur Eigenschwingung mit einer einem Kanal im ersten oder zweiten Band entsprechenden Frequenz neigenden Verstärker (55; 58) mit einem ersten Eingang (22a; 22b) für das erste Überlagerungssignal; einen ersten Frequenzteiler (26), dessen Eingang mit dem Ausgang des Verstärkers gekoppelt ist und der das frequenzgeteilte Signal liefert, einen zweiten Frequenzteiler (25), der bei Zuführung des zweiten Über lagerungssignals ein zweites frequenzgeteiltes Signal liefert, das auf einen zweiten Eingang des Verstärkers gekoppelt wird;
einen mit dem Verstärker gekoppelten Umschalter (65; 68), der unter Steuerung durch ein erstes bzw. zweites Bandwählsignal den Verstärker das erste bzw. zweite Überlagerungssignal verstärken läßt;
daß die Steuerschaltung (15, 17, 18, 21) einen Bandwähler (14) enthält, der das erste bzw. zweite Bandwählsignal erzeugt, wenn der gewählte Kanal im ersten bzw. zweiten Band liegt;
daß das frequenzselektive Glied (70, 71) mit dem Verstärker (55; 58) derart gekoppelt ist, um seine Eigenschwingungs frequenz so zu bestimmen, daß die vom ersten Frequenzteiler aus den Eigenschwingungen erzeugte Frequenz des frequenzge teilten Signals nicht einer Frequenz entspricht, wie sie auf Grund des Überlagerungssignals irgendeines Kanals im ersten oder zweiten Band erzeugt wird.
daß der Voruntersetzer (16) folgendes enthält:
einen zur Eigenschwingung mit einer einem Kanal im ersten oder zweiten Band entsprechenden Frequenz neigenden Verstärker (55; 58) mit einem ersten Eingang (22a; 22b) für das erste Überlagerungssignal; einen ersten Frequenzteiler (26), dessen Eingang mit dem Ausgang des Verstärkers gekoppelt ist und der das frequenzgeteilte Signal liefert, einen zweiten Frequenzteiler (25), der bei Zuführung des zweiten Über lagerungssignals ein zweites frequenzgeteiltes Signal liefert, das auf einen zweiten Eingang des Verstärkers gekoppelt wird;
einen mit dem Verstärker gekoppelten Umschalter (65; 68), der unter Steuerung durch ein erstes bzw. zweites Bandwählsignal den Verstärker das erste bzw. zweite Überlagerungssignal verstärken läßt;
daß die Steuerschaltung (15, 17, 18, 21) einen Bandwähler (14) enthält, der das erste bzw. zweite Bandwählsignal erzeugt, wenn der gewählte Kanal im ersten bzw. zweiten Band liegt;
daß das frequenzselektive Glied (70, 71) mit dem Verstärker (55; 58) derart gekoppelt ist, um seine Eigenschwingungs frequenz so zu bestimmen, daß die vom ersten Frequenzteiler aus den Eigenschwingungen erzeugte Frequenz des frequenzge teilten Signals nicht einer Frequenz entspricht, wie sie auf Grund des Überlagerungssignals irgendeines Kanals im ersten oder zweiten Band erzeugt wird.
4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß der Voruntersetzer (16) in einer integrierten Schaltung
ausgebildet ist, die eine dem ersten Eingang (22a; 22b) des
Verstärkers (55; 58) verbundene Eingangsklemme (22a; 22b) auf
weist, und daß an diese Eingangsklemme das frequenzselektive
Glied (70, 71) angeschlossen ist.
5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß der Verstärker (55; 58) ein Differenzverstärker ist und
daß das frequenzselektive Glied (70, 71) eine Induktivität
(70) enthält, die zwischen die Eingangsklemme (22a; 22b) und
einen Schaltungspunkt (Masse) geschaltet ist, an dem ein
Bezugspotential für Signale liegt.
6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die Induktivität (70) in Reihe mit einem Kondensator
(71) geschaltet ist.
7. Anordnung nach Anspruch 3 oder 6, dadurch gekenn
zeichnet, daß jeder der beiden Überlagerungsoszillatoren
(1b; 2b; 3b) die Frequenz des von ihm erzeugten Überlagerungs
signals in direkter Beziehung zur Größe des Abstimmsignals
bestimmt und daß auch die Amplitude des jeweils betreffenden
Überlagerungssignals in einer direkten Beziehung zur Größe
des Abstimmsignals steht, und daß das frequenzselektive
Glied (70, 71) die Eigenschwingung auf eine Frequenz abstimmt,
die niedriger ist als die Frequenz des Überlagerungssignals
für den niedrigsten Kanal im ersten Band.
8. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Voruntersetzer (16) als integrierte Schaltung mit
einer ersten und einer zweiten Eingangsklemme (22a; 22b) und
einer Ausgangsklemme (27) ausgebildet ist und einen Diffe
renzverstärker (55; 58) enthält, der einen mit der ersten
Eingangsklemme verbundenen ersten Eingang und einen mit der
zweiten Eingangsklemme verbundenen zweiten Eingang hat, und
daß einer der beiden Eingangsklemmen (22a; 22b) das Über
lagerungssignal zugeführt wird, und daß der Voruntersetzer
ferner einen Frequenzteiler (26) enthält, dessen Eingang
das am Ausgang des Differenzverstärkers entstehende Signal
zugeführt wird und der an seinem mit der Ausgangsklemme (27)
verbundenen Ausgang das frequenzgeteilte Signal liefert,
und daß das frequenzselektive Glied (70, 71) mit einer der
beiden Eingangsklemmen (22a; 22b) der integrierten Schaltung
verbunden ist.
9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß das frequenzselektive Glied (70, 71) eine Induktivität
(70) enthält, die in Reihe mit einem Kondensator (71) zwi
schen der einen Eingangsklemme und einem Schaltungspunkt
(Masse), an dem ein Bezugspotential für Signale liegt, an
geordnet ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/271,742 US4368540A (en) | 1981-06-05 | 1981-06-05 | Phase locked loop tuning system including a prescaler conditioned to oscillate at an out-of-band frequency |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3221267A1 DE3221267A1 (de) | 1982-12-23 |
DE3221267C2 true DE3221267C2 (de) | 1991-05-23 |
Family
ID=23036881
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19823221267 Granted DE3221267A1 (de) | 1981-06-05 | 1982-06-04 | Anordnung zum abstimmen eines empfaengers |
Country Status (12)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4368540A (de) |
JP (1) | JPS57211820A (de) |
KR (1) | KR900005463B1 (de) |
AT (1) | AT394649B (de) |
AU (1) | AU553024B2 (de) |
CA (1) | CA1175491A (de) |
DE (1) | DE3221267A1 (de) |
ES (1) | ES512620A0 (de) |
FR (1) | FR2507410B1 (de) |
GB (1) | GB2100536B (de) |
HK (1) | HK53789A (de) |
IT (1) | IT1151280B (de) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4408348A (en) * | 1981-08-19 | 1983-10-04 | Rca Corporation | Multiband tuning system for a television receiver |
US4509210A (en) * | 1981-11-30 | 1985-04-02 | Rca Corporation | Television receiver adaptable for descrambler module |
ES525161A0 (es) * | 1982-09-01 | 1984-06-16 | Rca Corp | "perfeccionamientos introducidos en un aparato de control de sintonizacion para un sistema de television" |
US4476583A (en) * | 1983-02-28 | 1984-10-09 | Rca Corporation | Electronic tracking for tuners |
GB2179774B (en) * | 1985-08-28 | 1989-08-09 | Plessey Co Plc | Improvements in or relating to prescalers |
FR2685583B1 (fr) * | 1991-12-23 | 1997-01-03 | Applic Gles Electr Meca | Synthetiseur de frequences multibande. |
US5939911A (en) * | 1998-03-05 | 1999-08-17 | Motorola, Inc. | Frequency prescaler method and apparatus responsive to low input drive levels |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2557284B2 (de) * | 1975-12-19 | 1980-05-14 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Elektronisches Kanalwahlsystem, insbesondere für Fernsehgeräte |
US4110693A (en) * | 1977-01-24 | 1978-08-29 | Rca Corporation | Lockup inhibiting arrangement for a phase locked loop tuning system |
US4127820A (en) * | 1977-03-28 | 1978-11-28 | Rca Corporation | Electrical circuit for multiplexing and dividing different bands or frequencies |
US4218657A (en) * | 1978-05-11 | 1980-08-19 | Rca Corporation | Hangup corrector useful in locked loop tuning system |
JPS55663A (en) * | 1978-06-19 | 1980-01-07 | Toshiba Corp | Frequency synthesizer |
US4245350A (en) * | 1979-06-22 | 1981-01-13 | Zenith Radio Corporation | Automatic gain control system for direct-access television receiver |
US4379271A (en) * | 1980-08-25 | 1983-04-05 | Rca Corporation | Input selection arrangement for applying different local oscillator signals to a prescaler of a phase-lock loop tuning system |
-
1981
- 1981-06-05 US US06/271,742 patent/US4368540A/en not_active Expired - Lifetime
-
1982
- 1982-05-28 GB GB8215721A patent/GB2100536B/en not_active Expired
- 1982-05-28 ES ES512620A patent/ES512620A0/es active Granted
- 1982-05-31 AU AU84342/82A patent/AU553024B2/en not_active Ceased
- 1982-05-31 CA CA000404100A patent/CA1175491A/en not_active Expired
- 1982-06-04 AT AT0218082A patent/AT394649B/de not_active IP Right Cessation
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- 1982-06-04 JP JP57096864A patent/JPS57211820A/ja active Granted
-
1989
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Publication number | Publication date |
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GB2100536B (en) | 1984-11-14 |
ES512620A0 (es) | 1983-03-01 |
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