DE3752195T2

DE3752195T2 - Abstimmbarer Oszillator mit Dual-Gate-FET

Info

Publication number: DE3752195T2
Application number: DE3752195T
Authority: DE
Inventors: Max Ward Muterspaugh
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1986-11-26
Filing date: 1987-11-25
Publication date: 1998-10-08
Anticipated expiration: 2007-11-26
Also published as: KR880006844A; KR960003664B1; JPS63141401A; JP2608430B2; US4703286A; CA1295696C; SG75771A1; EP0269427A3; EP0269427A2; DE3752195D1; EP0269427B1

Description

Die Erfindung der vorliegenden Anmeldung liegt auf dem Gebiet der abstimmbaren Oszillatoren, die z.B. als ärtlicher Oszillator in einem Abstimmsystem Anwendung finden. Die Anmeldung EP-A-0 270 298, veröffentlicht am 08.06.88, mit dem Titel "Wide Range Oscillator" und die Anmeldung EP-A-0 269 488, veröffentlicht am 01.06.88, mit dem Titel "FET Tuner", angemeldet auf den Namen derselben Anmelder, sind dieses Gebiet betreffende Anmeldungen.
Abstimmsysteme für Hörrundfunk- und Fernsehempfänger enthalten im allgemeinen eine abstimmbare HF-Stufe zur Auswahl des HF-Signals für eine bestimmte Sendestation oder einen Kanal aus einer Vielzahl von empfangenen HF-Signalen, einen abstimmbaren Empfängerosziallator zum Erzeugen eines Empfänger-Oszillatorsignals entsprechend der gewünschten Sendestation oder dem gewünschten Kanal sowie einen Mischer zur Überlagerung des ausgewählten HF-Signals mit dem Signal des Empfängeroszillators zum Erzeugen eines dem HF-Signal entsprechenden ZF-Signals.
Der Empfängeroszillator sollte in der Lage sein, ein Empfängeroszillatorsignal mit einer für eine zuverlässige Ansteuerung des Mischers ausreichenden Amplitude zu erzeugen und eine Ausgangsimpedanz darzustellen, die für eine wirksame Leistungsübertragung an die Eingangsimpedanz des Mischers angepaßt ist. Zusätzlich sollte der Empfängeroszillator so ausgebildet sein, daß der Mischer den Betrieb des Empfängeroszillators nicht nennenswert stört. Wenngleich es möglich ist, in Verbindung mit dem Empfängeroszillator einen getrennten Trennverstärker einzusetzen, um diese gewünschten Eigenschaften zu erreichen, so ist es nicht wirtschaftlich, dieses zu tun.
Die US-A-3 723 905 zeigt einen abstimmbaren Oszillator mit einem Dual-Gate-MOS- FET in einer Kaskodenordnung als Hartley-Oszillator, wobei die Schwingfrequenz durch die Parallelschaltung einer Spule und eines veränderbaren Kondensators bestimmt ist. Die Ausgangsspannung des Oszillators wird von dem ersten Gate abgenommen, das den Sourceschaltungsteil des Verstärkers bildet. Der Kaskodenverstärker liefert optimale Transkonduktanz für Verstärkung und Aussteuerbereich, ohne die Steuerwirkung der Vorspannungsbedingungen zu verringern, und bewirkt eine verbesserte Trennung zwischen der Spannungsquelle und dem schwingenden Teil.
Diese Schrift befaßt sich nicht mit dem Problem der voliegenden Erfindung, nämlich der zuverlässigen Ansteuerung eines Mischers und der Bildung einer Ausgangsimpedanz, die an die Eingangsimpedanz des Mischers angepaßt ist, wobei der Mischer und der Betrieb des Empfängeroszillators einander nicht nennenswert stören.
Die EP-A-0 124 940 zeigt eine Dual-Gate-FET-Anordnung, enthaltend einen Oszialltor mit einem Mischer. Insbesondere zeigt sie die Anwendung von Mitteln, die mit der Drainelektrode verbunden sind, um ein Ausgangssignal bei der Oszillatorfrequenz zu empfangen, und mit Frequenzbestimmungsmitteln mit einer kapazitätsdiode mit einer Kapazität, die sich in Abhängigkeit von Änderungen in der Größe der Abstimmspannung ändert.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein abstimmbarer Oszillator vorgesehen, der folgendes enthält:
einen Dual-Gate-Feldeffekttransistor (FET) mit einer ersten (G1) und einer zweiten (G2) Gateelektrode, einer Sourceelektrode (S) und einer Drainelektrode (D) und mit einem Übertragungskanal zwischen der Sourceelektrode und der Drainelektrode; Impedanzmittel zum Verbinden der Sourceelektrode (S) mit einem Punkt einer Referenzspannung; eine Schwingung bewirkende Mittel zwischen der ersten Gateelektrode (G1) und der Sourceelektrode (S), die bewirken, daß der FET in einem vorbestimmten Frequenzbereich schwingt; frequenzbestimmende Mittel mit einem Induktivitätselement und einem veränderbaren Kapazitätselement, die mit der ersten Gateelektrode (G1) verbunden sind und die Schwingfrequenz bestimmen, auf der der FET schwingt; Mittel zum Verbinden der zweiten Gateelektrode (G2) mit dem Punkt der Referenzspannung, wobei die erste Gateelektrode (G1), die Sourceelektrode (S) und ein unterer Teil des Übertragungskanals, der der ersten Gateelektrode (G1) und der Sourceelektrode (S) zugeordnet ist, einen Schwingungsteil bilden und der Verstärker als Verstärker in Sourceschaltung ausgebildet ist und wobei die zweite Gateelektrode (G2) über die Verbindungsmittel mit dem Punkt der Referenzspannung verbunden sind, so daß die zweite Gateelektrode (G2) wechselspannungsmäßig im wesentlichen geerdet ist, gekennzeichnet durch
Verwertungsmittel, die mit der Drainelektrode verbunden sind und ein Ausgangssignal bei der Schwingfrequenz empfangen, wobei die zweite Gateelektrode (G2), die Drainelektrode (D) und ein oberer Teil des Übertragungskanals, der der zweiten Gateelektrode (G2) und der Drainelektrode (D) zugeordnet ist, einen Verstärker in Gateschaltung bilden, der mit dem Verstärker in Sourceschaltung in einer Kaskodenanordnung liegt, um dadurch den Verstärker in Sourceschaltung von den Verwertungsmitteln weitgehend zu trennen.
In der beigefügten Zeichnung bedeuten:
Fig.1 ein Schaltbild eines die vorliegende Erfindung beinhaltenden Fernsehempfängers;
Fig.1a ein Ersatzschaltbild zum besseren Verständnis eines Aspekts des in Fig.1 dargestellten Empfängeroszillators;
Fig.1b ein Schaltbild einer Abänderung des in Fig.1 dargestellten Empfängeroszillators;
Fig.1c ein Ersatzschaltbild zum besseren Verständnis der in Fig.1b dargestellten Abwandlung; und
Fig.2 ein Schaltbild, das im Detail die HF-Stufe des in Fig.1 in Blockform dargestellten Tuners zeigt.
In den Figuren sind verschiedene Werte von Bauteilen in Klammern angegeben. Sofern nicht anders angegeben, sind die Widerstandswerte in Ohm, die Kapazitätswerte in Picofarad und die Induktivitätswerte in Nanohenry. Weiterhin gilt für die beispielhaften Werte: K bedeutet 1000, M bedeutet 1.000.000, und u (micro) bedeutet 0,000001.
Fig.1 zeigt den VHF-Bereich eines Tuners eines Fernsehempfängers für die Abstimmung von VHF-Rundfunk und VHF-Kabelkanälen. HF-Signale von einer (nicht dargestellten) Quelle wie einer Antenne oder einem Kabelverteilnetzwerk werden über einen HF-Eingang 1 einer abstimmbaren HF-Stufe 3 zugeführt. Die HF-Stufe 3 wählt das einem gewünschten Kanal entsprechende HF-Signal entsprechend der Größe einer Abstimmspannung (TV). Das gewählte HF-Signal wird einem Mischer 5 zugeführt, wo es mit einem Empfängeroszillatorsignal überlagert wird, das durch einen Empfängeroszillator 7 erzeugt wird, dessen Schwingfrequenz entsprechend der Größe der Abstimmspannung gesteuert wird. Auf diese Weise wird ein dem gewählten HF-Signal entsprechendes ZF-Signal erzeugt.
Eine Abstimmsteuereinheit 9 erzeugt die Abstimmsteuerspannung. Die Abstimmsteuereinheit 9 erzeugt außerdem Bandumschaltspannungen (BS1 und BS2) zur Auswahl von Spulen, die in den frequenzselektiven abgestimmten Schaltungen der HF-Stufe 3 und des Empfängeroszillators 7 enthalten sind, entsprechend dem Abstimmband des gewünschten Kanals. Beispielsweise kann die Abstimmsteuereinheit 9 einen Frequenzsynthesizer mit einer phasenverkoppelten Schleife (PLL) zum Umsetzen der binär kodierten Bezeichnungen der Kanalnummer des gewünschten Kanals auf eine Abstimmspannung mit der geeigneten Größe und ein Logik-Netzwerk zum Erzeugen der geeigneten Band-Umschaltspannung entsprechend der binär kodierten Bezeichnungen der Kanalnummer enthalten.
Die Bandumschaltspannungen BS1 und BS2 können entweder einen niedrigen Wert, z.B. -12 Volt, oder einen hohen Wert, z.B. +12 Volt, aufweisen. Die Abstimmbänder und die zugehörigen Werte der Bandumschaltspannungen BS1 und BS2 sind in der folgenden Tabelle dargestellt.
Der Empfängeroszillator 7 enthält einen Verstärker 100 mit einem Dual-Gate-N- Kanal-Metalloxyd-Halbleiter (MOS) Feldeffektransistor (FET) 101 mit einer ersten Gateelektrode (G1), einer zweiten Gateelektrode (G2), einem N-Type-Übertragungskanal, der an einem Ende mit einer Sourceelektrode (S) und an dem anderen Ende mit einer Drainelektrode (D) verbunden ist. Die Spannungen an den Gateelektroden bestimmen das Übertragungsmaß des Übertragungskanals. Eine Quelle einer positiven Betriebsspannung (B+), z.B. +12 Volt, wird von der Abstimmsteuereinheit 9 geliefert, wenn ein VHF-Kanal ausgewählt wird. Die positive Betriebsspannung wird mit einem Tiefpaßfilter mit einem Widerstand 103 und einem Kondensator 105 gesiebt. Die andere Klemme der Betriebsspannung ist mit Betriebserde verbunden. Ein Spannungsteilernetzwerk mit Widerständen 107, 109, 111 und 113, das an die Gateelektroden angeschlossen ist, liefert an den FET 101 derartige Vorspannungen, daß dieser als linearer Verstärker arbeitet. Der Widerstand 109 dient zur Vermeidung unerwünschter Störschwingungen des FET 101.
In dem Empfängeroszillator 7 ist der Verstärker 100 als Kaskodenverstärker ausgebildet, indem die erste Gateelektrode (G1) des FET 101 als Eingang dient, die zweite Gateelektrode (G2) über einen Ableitkondensator 115 mit Betriebserde verbunden ist (es sei bemerkt, daß der Widerstand 109 einen sehr kleinen Wert hat), die Sourceelektrode (S) über einen Widerstand 117 mit Betriebserde verbunden ist und die Drainelektrode (D) als Ausgang des Verstärkers verwendet wird. Die Drainelektrode (D) ist über einen Lastwiderstand 119 mit der Leitung für die Betriebsspannung B+ und über einen Gleichspannungs-Trennkondensator 121 mit einem hohen Wert mit dem Mischer 5 verbunden. Eine Ferritperle 123 ist auf dem Leiter zwischen dem Lastwiderstand 119 und der B+-Leitung als ein induktives Wechseispannungs-Sperrfilterelement vorgesehen. Der Aufbau des FET 101 kann als ein Kaskodenverstärker angesehen werden, da die erste Gateelektrode (G1), die Sourceelektrode (S) und das untere Ende des Übertragungskanals als Verstärker in Sourceschaltung ausgebildet sind und das obere Ende des Übertragungskanals, die zweite Gateelektrode (G2) und die Drainelektrode (D) als Verstärker in Gateschaltung ausgebildet sind.
Eine Schaltung 200, die das Schwingen des Verstärkers 100 bewirkt, liegt zwischen der ersten Gateelektrode (G1) und der Sourceelektrode (S). Eine Reihenresonanzschaltung 300, die auf die Abstimmspannung (TV) anspricht und die jeweilige Frequenz der Schwingung bestimmt, liegt zwischen der ersten Gateelektrode (G1) und Betriebserde.
Der Oszillator 7 wird in der folgenden Weise zum Schwingen veranlaßt. Im allgemeinen schwingt ein Verstärker dann, wenn zwei Bedingungen erfüllt sind:
(1) Es besteht keine Phasenverschiebung entlang einer Schleife, enthaltend einen Weg vom Eingang zum Ausgang des Verstärkers und einen Weg vom Ausgang zum Eingang; und (2) die Verstärkung entlang der Schleife ist größer als eins. Im Falle des Oszillators 7 wird der Teil des FET-Verstärkers 100, der die erste Gateelektrode (G1), die Sourceelektrode (S) und das untere Ende des Übertragungskanals enthält, zum Schwingen veranlaßt. Während dieser Teil bezüglich des Aufbaus des FET 101 als Kaskodenverstärker ein Verstärker in Sourceschaltung darstellt, bildet er einen Drain- oder Source-Folgerverstärker mit einem Eingang an der ersten Gateelektrode (G1) und dem Ausgang an der Sourceelektrode (S) hinsichtlich des Schwingungsaufbaus. Das die Schwingung bewirkende Netzwerk 200, das zwischen dem Ausgang des Verstärkeraufbaus in Drainschaltung an der Sourceelektrode (S) und dem Eingang an der ersten Gateelektrode (G1) liegt, enthält die Paralleischaltung eines Kondensators 201 parallel zu einem Widerstand 117 zwischen der Sourcelektrode (S) und Betriebserde sowie einen Kondensator 203 zwischen der Sourceelektrode (S) und der ersten Gateelektrode (G1). Es sei bemerkt, daß dieser Schaltungsaufbau einen Colpitts-Oszillator darstellt.
Bezüglich der Anforderung an die Phasenverschiebung für den Schwingeinsatz besteht im wesentlichen keine Phasenverschiebung zwischen dem Eingang (G1) und dem Ausgang (S), und es besteht eine Phasennacheilung durch den Kondensator 201 und eine kompensierende Phasenvoreilung durch den Kondensator 203 zwischen dem Ausgang (S) und dem Eingang (G). Bezüglich der Anforderung an die Verstärkung für den Schwingungseinsatz besteht eine Spannungsverstärkung etwas weniger als eins aufgrund der Wirkung der Sourceschaltung zwischen dem Eingang (G1) und dem Ausgang (S), jedoch ein Spannungsanstieg ("step-up") aufgrund der Kondensatoren 201 und 203 zwischen dem Ausgang (S) und dem Eingang (G1). Als Ergebnis sind die Schwingbedingungen erfüllt, und der Sourcefolgeraufbau schwingt mit einer Frequenz, die durch die abgestimmte Schaltung 300 bestimmt ist. Der Strom durch den an die Sourceelektrode (S) angeschlossenen Widerstand 117 und durch den Übertragungskanal ändert sich mit der Schwingung, und die Spannung an dem Lastwiderstand 119, der an die Drainelektrode (D) angeschlossen ist, ändert sich entsprechend.
Der Kaskodenverstärkeraufbau des FET 101 ist in verschiedener Hinsicht vorteilhaft. Der Verstärkerteil in Gateschaltung, gebildet durch die Abblockung der zweiten Gateelektrode (G2) an Betriebserde, trennt weitestgehend den schwingenden Teil von dem Mischer 5 und ermöglicht zusätzlich, daß der Mischer 5 mit geeignetem Signal und Impedanzwerten angesteuert werden kann, ohne daß dafür eine getrennte Trennverstärkereinheit benötigt wird. Aufgrund des Verstärkerteils in Gateschaltung wird eine virtuelle Erdung wirkungsmäßig dem Ausgang des Verstärkertells in Sourceschaltung dargeboten, so daß durch den Mischer ausgeübte Impedanzänderungen, z.B. aufgrund von Amplitudenänderungen in dem ihm von der HF-Stufe 3 zugeführten HF-Signal, keinen nennenswerten Einfluß auf die Frequenz der Schwingung oder die Schwingungsvoraussetzungen haben. Außerdem muß wegen der Trennung kein Kompromiß getroffen werden zwischen den Ansteueranforderungen des Mischers 5, um die Voraussetzungen für den Schwingeinsatz zu erfüllen.
Ein weiteres vorteilhaftes Merkmal des FET-Empfängeroszillators 7 ergibt sich, wenn dieser zusammen mit einer FET-HF-Stufe angewendet wird. Viele in Fernsehempfängern angewendete Tuner verwenden Dual-Gate-FET-HF-Stufen, weil diese eine relativ geringe Verzerrung bewirken und relativ hohe Impedanzen verglichen mit HF- Stufen mit bipolaren Transistoren aufweisen. Zusätzlich bildet die zweite Gateelektrode ein günstiges Mittel für das Anlegen einer Spannung für eine automatische Verstärkungsregelung (AGC). Eine HF-Stufe mti einem Dual-Gate-FET, die zur Anwendung als HF-Stufe 3 geeignet ist, ist in Fig.2 dargestellt und wird im folgenden im Detail erläutert. Kurz ausgedrückt, die in Fig.2 dargestellte HF-Stufe enthält einen Verstärker 400 mit einem Dual-Gate-N-MOS-FET 401, der, wie der FET 101 des Empfängeroszillators 7, als Kaskodenverstärker aufgebaut ist mit dem Eingang an der ersten Gateelektrode (G1), wobei die zweite Gateelektrode (G2) wirkungsmäßig über einen Ableitkondensator mit Betriebserde verbunden ist, die Sourceelektrode (S) über einen Widerstand mit Betriebserde verbunden ist und das Ausgangssignal an der Drainelektrode (D) abgenommen wird. Der HF-Eingang list über eine reihenabgestimmte, auf die Abstimmspannung (TV) ansprechende Schaltung 500 mit dem Eingang (G1) des FET-Verstärkers 400 verbunden. Der Ausgang des FET-Verstärkers 400 ist über ein doppelabgestimmtes Filter 600 mit zwei induktiv gekoppelten, reihenabgestimmten Schaltungen 601 und 603, die beide auf die Abstimmspannung (TV) ansprechen, mit einem weiteren Dual-Gate-FET-Verstärker 700 verbunden, der ebenfalls in Kaskode aufgebaut ist. Der Ausgang des Verstärkers 700 mit einem Dual-Gate-FET ist mit dem Mischer 5 verbunden. Da die HF-Stufe 3 und der Empfängeroszillator 7 Verstärker vom gleichen Typ und Aufbau enthalten und ähnliche Aufbauten für die Abstimmung aufweisen, wurde herausgefunden, daß die Fähigkeit, in ihrer Frequenzabhängigkeit von der Abstimmspannung übereinzustimmen, verbessert wird, verglichen mit einer bekannten Anordnung, in der der HF- Verstärker vom Typ mit einem Dual-Gate-FET und der Empfängeroszillator vom bipolaren Typ ist.
Zurückkommend auf die Fig.1, wird die abgestimmte Schaltung 300 im Detail beschrieben. Wie früher erwähnt, ist die abgestimmte Schaltung 300 eine reihenabgestimmte Schaltung. Die abgestimmte Schaltung 300 enthält Spulen 301, 303 und 305, eine Kapazitätsdiode 307, die in Reihe mit einem Gleichspannungs-Sperrkondensator 309 zwischen dem Eingang (G1) des Verstärkers 100 und Betriebserde liegt. Die Spule 305 liegt in Reihe zwischen der Kapazitätsdiode 307 und dem Eingang (G1) des Verstärkers 100. Dieser Aufbau hat sich als günstig erwiesen, da die Spule 305 die Kapazitätsdiode 307 von Streukapazitäten an dem Eingang des Verstärkers 100 trennt. Bandumschaltdioden 313 und 311 bzw. zugeordnete Abblockkondensatoren 315 und 317 schließen den Schaltungspunkt zwischen den Spulen 301 und 303 bzw. den Schaltungspunkt zwischen den Spulen 303 und 305 entsprechend den Werten der Bandumschaltspannugnen BS1 und BS2 gegen Betriebserde kurz. Die Bandumschaltspannungen BS1 und BS2 sind über hochohmige Trennwiderstände 318 und 319 an die Bandumschaltdioden 313 und 315 angelegt. Die Abstimmspannung (TV) wird mit einem Tiefpaßfilter gesiebt, das einen Widerstand 325 und einen Kondensator 327 enthält und über Trennwiderstände 321 und 323 sowie eine Spule 305 an die Kathode der Kapazitätsdiode 307 angeschlossen ist.
Eine den Schwingbereich erweiternde Schaltung 205, die dem die Schwingwirkung bewirkenden Netzwerk 200 zugeordnet ist, enthält einen Kondensator 207 und eine Kapazitätsdiode 209, die unmittelbar in Reihe zwischen dem Eingang (G1) des Verstärkers 100 und Betriebserde liegen, und zwar ohne zwischengeschaltete Elemente, die eine nennenswerte Impedanz in dem interessierenden Frequenzbereich darstellen würden. Der Kondensator 207 hat einen derart gewählten Kapazitätswert, daß er die kombinierte Kapazität des Kondensators 207 und der Kapazitätsdiode 209 nennenswert beeinflußt. In der Praxis kann der jeweilige Wert des Kondensators 207 so gewählt werden, daß er die Bereichserweiterung und die Anpassung zwischen dem Empfängeroszillator 7 und der HF-Stufe steuert. Die Abstimmspannung (TV) wird über einen Trennwiderstand 321 der Kathode der Kapazitätsdiode 209 zugeführt. Die Kapazitätsdioden 307 und 209 sind relativ zu der Abstimmspannung so gepolt, daß die von ihnen dargestellten Kapazitätswerte sich aufgrund von Änderungen in der Größe der Abstimmspannung in demselben Sinne ändern. Die den Bereich erweiternde Schaltung 205 erweitert den Schwingbereich des Oszillators 7 in der folgenden Weise.
Das durch den Verstärker 100 an seinem Eingang (G1) in dem Schwingbereich gebildete Ersatzschaltbild ist in Fig.la dargestellt und enthält ein Ersatzkapazitätselement (Ceq) und ein negatives Widerstandselement (-Req), die zwischen der ersten Gateelektrode (G1) und Betriebserde in Reihe liegen. Das negative Widerstandselement (-Req) stellt die durch den schwingenden Teil des Verstärkers 100 ausgeübte Verstärkung dar. Das Ersatzschaltbild, das durch die reihenabgestimmte Schaltung 300 mit den Spulen 301, 303 und 305 der Kapaziätsdiode 307 und dem Gleichspannungs-Sperrkondensator 309 an dem Eingang (G1) des Verstärkers 100 gebildet wird, enthält ein veränderbares Kapazitätselement (CT), ein Widerstandselement (RT) und ein induktives Element (LT), das in Reihe zwischen der ersten Gateelektrode (G1) und Betriebserde liegt. Da der Sperrkondensator 309 eine vernachlässigbare Impedanz innerhalb des interessierenden Frequenzbereiches aufweist, wird das veränderbare kapazitive Element (CT) im wesentlichen durch die Kapazität der Kapazitätsdiode 307 gebildet. Der Widerstandswert RT stellt die Verluste in der abgestimten Schaltung dar, die im wesentlichen durch die Kapazitätsdiode 307 gebildet werden. Um die Schwingung über den gesamten interessierenden Bereich (101 bis 509 MHz) aufrechtzuerhalten, muß die Größe (Req) des negativen Widerstandselementes (-Req) des Verstärkers 100 größer sein als die Größe des Widerstandselementes (RT) der abgestimmten Schaltung 300. Die jeweilige Schwingfrequenz steht in einer inversen Beziehung zu der Quadratwurzel aus LTC, wobei C die kombinierte Kapazität von CT und Ceq ist. Die kombinierte Kapazität von CT und Ceq ist gegeben durch CTCeq/CT+Ceq. Für einen weiten Abstimmbereich sollte Ceq relativ zu dem größten Wert von CT (entsprechend der niedrigsten Schwingfrequenz) so groß wie möglich sein, so daß C nahezu dem gesamten Änderungsbereich der Kapaztitätsdiode 307 (CT) unterliegen kann.
Die Einfügung eines festen Kondensators parallel zu dem Eingang des Verstärkers 100 zwischen der ersten Gateelektrode (G1) und Betriebserde erhöht den Wert von Ceq und bewirkt daher eine Erweiterung des Abstimmbereiches bei niedrigen Frequenzen. Jedoch verringert die Einfügung eines festen Parallelkondensators den Wert von Req und kann daher insbesondere bei hohen Frequenzen das Schwingen verhindern. Die Schaltung 205 für die Bereichserweiterung parallel zu dem Eingang (G1) des Verstärkers 100 bildet eine veränderbare Kapazität, die ansteigt, wenn die Abstimmspannung (Frequenz) abfällt, und die abfällt, wenn die Abstimmspannung (Frequenz) ansteigt. Als Ergebnis ist Ceq am größten, wenn CT am größten ist (d.h. bei niedrigen Frequenzen), jedoch wird ein für die Aufrechterhaltung der Schwingungen ausreichend großer Wert von Req bei hohen Frequenzen gebildet.
Der unmittelbare Anschluß der Schaltung 205 zur Bereichserweiterung zwischen dem Eingang (G1) des Verstärkers 100 und Betriebserde und nicht durch ein Element mit einer nennenswerten Impedanz in dem interessierenden Frequenzbereich, stellt sicher, daß er einen beträchtlichen Einfluß auf die Eingangskapazität (Ceq) des Verstärkers 100 hat.
Was das Netzwerk 205 für die Bereichserweiterung betrifft, sei bemerkt, daß, wenngleich ein Dual-Gate-FET die oben beschriebenen Vorteile hat, seine Verstärkung (und daher der Wert von Req) geringer ist als die eines bipolaren Transistors mit einem Aufbau vergleichbar einem Colpitts-Oszillator in Kollektorschaltung, dessen Basiselektrode mit einer abgestimmten Schaltung, dessen Emitterelektrode ilber eine Impedanz mit Betriebserde verbunden ist und dessen Kollektorelektrode als Ausgangselektrode dient. Wenngleich somit die Schaltung 205 für die Bereichserweiterung dazu dienen kann, den Abstimmbereich eines Colpitts-Oszillators mit einem bipolaren Transistor zu erweitern&sub1; sind ihre Vorteile gravierender, wenn sie, wie in Fig.1 gezeigt, zusammen mit einem FET-Oszillator angewendet wird.
Es ist bekannt, anstelle einer reihenabgestimmten Schaltung eine parallelabgestimmte Schaltung zu verwenden, wie es in vereinfachter Form (ohne Vorspannungselemente) in Fig.1b dargestellt ist. Es wurde jedoch herausgefunden, daß dann, wenn eine parallelabgestimmte Schaltung anstelle der reihenabgestimmten Schaltung 300 verwendet wurde, es schwieriger war, den benötigten breiten Abstimmbereich zu erzielen, selbst wenn eine Schaltung zur Bereichserweiterung verwendet wurde, wie sie in Fig.1b dargestellt ist. Dieses kann anhand des Ersatzschaltbildes von Fig.1c auf folgende Weise erklärt werden. In den Fig.1b und 1c sind Bauteile, die denselben Bauteilen in den Fig.1 bzw. 1a entsprechen, mit denselben Bezugsziffern versehen. Die mit einem Apostroph (') versehenen Bezeichnungen entsprechen den Änderungen, wenn die reihenabgestimmte Schaltung durch eine parallelabgestimmte Schaltung ersetzt wurde.
Bezugnehmend auf Fig.1c, steht die Frequenz der Schwingung in inverser Beziehung zu der Quadratwurzel aus LTC', wobei C' die kombinierte Kapazität von C'T und Ceq ist. In diesem Fall ergibt sich die kombinierte Kapazität C' als C'T+ Ceq. Für einen weiten Abstimmbereich sollte Ceq klein sein relativ zu dem niedrigsten Wert von C'T (entsprechend der höchsten Frequenz der Schwingung), so daß C' nahezu dem gesamten Bereich der Änderung von C'T unterliegen kann. Der Wert von Ceq kann dadurch verringert werden, indem ein Kondensator mit einem geringen Wert in Reihe zwischen der parallelabgestimmten Schaltung und dem Eingang des Verstärkers eingeschaltet wird. Jedoch steigen die wirksamen Verluste der parallelabgestimmten Schaltung mit der Quadratwurzel aus dem Verhältnis CT/Ceq an, und daher können bei hohen Werten von CT (entsprechend dem unteren Frequenzende des Abstimmbereiches) die Verluste der parallelabgestimmten Schaltung die für das Schwingen notwendige Verstärkung (bezogen auf -Req) übersteigen.
Eine zusätzliche Kapazitätsdiode in Reihe zwischen der parallelabgestimmten Schaltung und dem Eingang des Verstärkers und so gepolt, daß ihre Kapazität sich in demselben Sinn ändert wie die Kapazitätsdiode der abgestimmten Schaltung, wie in Fig.1b dargestellt, wirkt in Richtung einer Erweiterung des Abstimmbereiches durch Bildung eines Kompromisses zwischen einem relativ niedrigen Wert von Ceq bei hohen Frequenzen und relativ niedrigen wirksamen Verlusten bei niedrigen Frequenzen. Es wurde jedoch herausgefunden, daß, da die Verluste der parallelabgestimmten Schaltung sich am unteren Frequenzende des benötigten Abstimmbereiches mit dem Quadrat des Verhältnisses CT/Ceq ändern, der Schwingeinsatz nicht immer zuverlässig erfolgte, wenn ein FET anstelle eines bipolaren Transistors mit einer höheren Verstärkung (höherem Req) verwendet wurde. Daher wird der in Fig.1 dargestellte Aufbau mit der Reihenabstimmung für die Anwendung mit einem FET bevorzugt.
Wie früher erwähnt, kann die Abstimmsteuereinehit 9 eine phasenverkoppelte Schleife enthalten. Der zuverlässige Schwingeinsatz des Oszillators 7 bei niedrigen Frequenzen ist besonders wichtig, wenn ein Abstimmsteuersystem mit einer phasenverkoppelten Schleife angewendet wird. Abstimmsteuersysteme mit einer phasenverkoppelten Schleife verwenden im allgemeinen einen Frequenzteiler, bekannt als ein "prescaler", zum Teilen der sehr hohen Frequenz des Empfänger-Oszillatorsignals, bevor dieses durch einen programmierbaren Frequenzteiler entsprechend der Kanalnummer weiter geteilt und danach mit einer Referenzfrequenz verglichen wird, um dadurch die Abstimmspannung zu erzeugen. Einige "prescaler" zeigten eine unerwünschte Neigung zum Schwingen, und wenn der Empfängeroszillator nicht zuverlässig schwingt, kann die phasenverkoppelte Schleife auf das Oszillatorsignal des prescalers und nicht auf das Signal des Empfängeroszillators ansprechen. Da die Schwingfrequenz des prescalers im allgemeinen hoch ist, veranlaßt die phasenverkoppelte Schleife eine Verringerung der Abstimmspannung, um dadurch zu versuchen, die erkannte Schwingfrequenz des Empfängeroszillators zu verringern. Dadurch wird die Fähigkeit des Empfängeroszillators zu schwingen weiter beeintächtigt, und die phasengekoppelte Schleife wird fehlerhaft mit der falschen Frequenz "verkoppelt" werden. Daher ist das Netzwerk 205 für die Bereichserweiterung besonders vorteilhaft, wenn eine phasengekoppelte Schleife oder ein anderer Typ eines Abstimmsteuersystems mit einer Frequenzsynthese mit geschlossener Schleife wie eine frequenzverkoppelte Schleife angewendet wird.
Zurückkehrend zu Fig.2, ist die dem FET-Verstärker 400 des HF-Bereiches 3 zugeordnete Schaltung 500, wie die dem FET-Verstärker 100 des Empfängeroszillators 7 zugeordnete abgestimmte Schaltung 300 eine reihenabgestimmte Schaltung. Die reihenabgestimmte Schaltung 500 enthält eine Vielzahl von Spulen 501, 503, 505, 507, 509 und 511, die selektiv in verschiedenen reihenabgestimmten Schaltungen zusammen mit einer Kapazitätsdiode 513 (meistens zwei Kapazitätsdioden parallel) konfiguriert sind, abhängig von dem Abstimmband. Der besondere Aufbau der reihenabgestimmten Schaltung ist durch Bandumschaltdioden 515, 517 und 519 bestimmt, deren Leitfähigkeit durch die Werte von Bandumschaltspannungen BS1 und BS2 gesteuert wird. Das HF-Eingangssignal wird dem Verbindungspunkt der Spulen 503 und 505 zugeführt. Die reihenabgestimmte Schaltung 500 ist über einen Koppelkondensator 521 mit der ersten Gateelektrode (G1) des FET 401 verbunden.
Eine Kapazitätsdiode 523 ist parallel zu der ersten Gateelektrode (G1) geschaltet und so gepolt, daß sich ihre Kapazität aufgrund von Änderungen in der Größe der Abstimmspannung (TV) in demselben Sinne ändert wie die Kapazitätsdiode 513. Die Kapazitätsdiode 523 dient dazu, die durch die reihenabgestimmte Schaltung 500 dargestellte Impedanz und die an dem Eingang (G1) des Verstärkers 400 dargebotene Impedanz für eine optimale Leistungsübertragung über den Abstimmbereich besser aneinander anzupassen, als es anderenfalls der Fall wäre. Die Funktion der Kapazitätsdiode 523, die dem Verstärker 500 des HF-Bereiches 3 zugeordnet ist, ist nicht dieselbe wie die Funktion der Kapaztitäsdiode 209 für die Bereichserweiterung, die dem Verstärker 100 des Empfängeroszillators 7 zugeordnet ist. Jedoch wirken die zwei ähnlich geschalteten Dioden dahingehend, die Abstimmbedingungen ähnlich zu machen und daher die Anpassung zwischen der HF-Stufe 3 und dem Empfängeroszillator 7 zu begünstigen.
Es sei bemerkt, daß die Spule 511 in Reihe zwischen der Kapazitätsdiode 513 und dem Eingang (G1) des Verstärkers 500 liegt und der ähnlichen Verbindung der Spule 305 in Reihe zwischen der Kapazitätsdiode 307 und dem Eingang (G1) des Verstärkers 100 in dem Empfängerosziliator 7 entspricht. Diese Ähnlichkeit in dem Abstimmaufbau begünstigt die Anpassung zwischen der HF-Stufe 3 und dem Empfängeroszillator 7.
Während das zweite Gate des FET-Verstärkers 401 für HF-Signale gegen Erde kurzgeschlossen ist, wird ihr von dem ZF-Bereich des Empfängers eine automatische Verstärkungssteuerspannung (AGC) zugeführt, um die Verstärkung des Verstärkers 400 als Funktion der Signalfeldstärke zu steuern.
Wie früher erwähnt, ist der Ausgang des FET-Verstärkers 400 mit dem Eingang des FET-Verstärkers 700 über ein doppelabgestimmtes Filter 600 verbunden, das zwei induktiv gekoppelte Reihenresonanzschaltungen 601 und 603 enthält. Die reihenabgestimmten Schaltungen 601 und 603 enthalten jeweils eine Vielzahl von Spulen 605, 607 und 609 und 611, 613 und 615, die mit jeweiligen Kapazitätsdioden 617 und 619 in Reihe geschaltet sind. Die abgestimmten Schaltungen 601 und 603 enthalten jeweils Bandumschaltdioden 621 und 623 und 625 und 627. Die abgestimmte Schaltung 601 ist mit dem Ausgang (D) des FET-Verstärkers 400 über einen Koppelkondensator 629 verbunden. Eine zur Impedanzanpassung dienende Kapazitätsdiode 631 liegt parallel zu dem Ausgang (D) des FET-Verstärkers 400 und hat eine ähnliche Funktion wie die Diode 523 zur Impedanzanpassung, die parallel zu dem Eingang (G1) des Verstärkers 400 liegt. Eine entsprechende Diode 633 zur Impedanzanpassung liegt parallel zu dem Eingang des FET-Verstärkers 700. Eine andere Kapazitätsdiode 635 liegt in Reihe zwischen der Spule 611 und dem Eingang des FET-Verstärkers 700 und dient ebenfalls als Mittel zur Impedanzanpassung. Eine Spule 609 liegt in Reihe zwischen dem Ausgang (D) des Verstärkers 400 und der Kapatzitätsdiode 617, und eine Spule 611 liegt in Reihe zwischen dem Eingang des Verstärkers 700 und der Kapazitätsdiode 619. Ähnlich wie die dem HF-Verstärker 400 zugeordnete Spule 511 und die dem Empfängeroszillator 7 zugeordnete Spule 305 dienen die Spulen 605 und 611 zur Trennung der jeweiligen Kapazitätsdioden von den Streukapazitäten Auch hier wird, da die abgestimmten Schaltungen 601 und 603 in einer ähnlichen Weise wie die abgestimmte Schaltung 300 des Empfängeroszillators 7 aufgebaut sind und in einer ähnlichen Weise gespeist werden (es sei bemerkt, daß eine relativ hohe Impedanz an der Drain- und an der Gateelektrode eine FET wirkt) eine Anpassung zwischen der HF-Stufe 3 und dem Empfängeroszillator 7 begünstigt.
Wenngleich die Anpassung durch die ähnlichen Aufbauten für die Abstimmschaltung und den Verstärker der HF-Stufe 3 und den Empfängeroszillator 7 begünstig wird, wurde herausgefunden, daß es wegen des relativ großen Abstimmbereiches in der vorliegenden Ausführungsform wünschenswert ist, eine andere Verbesserung der Anpassung anzuwenden. Insbesondere sei, mit Bezugnahme auf die Fig.1, bemerkt, daß eine Bandumschaltdiode 333 und ein Kondensator 335 mit einem niedrigen Wert in Reihe über der Kapazitätsdiode 307 und der Spule 305 liegen. Die Bandumschaltspannung BS1 wird der Kathode der Bandumschaltdiode 333 über ein Netzwerk zugeführt, das einen Siebkondensator 337 und einen Trennwiderstand 339 enthält. Die Anode der Bandumschaltdiode 333 ist über die Spulen 301 und 303 mit Betriebserde verbunden. Die Bandumschaltdiode 333 ist in dem niedrigsten Abstimmbereich leitend gesteuert, wenn sich die Bandumschaltspannung BS1 beim unteren Pegel (-12 Volt) befindet. Es hat sich gezeigt, daß die zusätzliche Kapazität für die Anpassung am oberen Frequenzende des niedrigsten Abstimmbereiches hilfreich ist.
Eine Kapaztitäsdiode vom Typ 1 SVI 61 von Toshiba und FETs vom Typ BF994 oder 35K137 von Siemens bzw. Hitachi sind für die Anwendung in den in den verschiedenen Figuren gezeigten Schaltungen geeignet.
Wenngleich die vorliegende Erfindung für den VHF-Bereich eines Tuners beschrieben wurde, kann sie auch in dem UHF-Bereich angewendet werden. Für eine Anwendung bei UHF können der Kondensator 203 des die Schwingung erzeugenden Netzwerks 200 des Empfängeroszillators einen Bestandteil einer Wicklungskapazität enthalten. Diese und andere Abwandlungen sollen im Schutzbereich der durch die folgenden Ansprüche definierten Erfindung liegen.

Claims

1. Abstimmbarer Oszillator (7), enthaltend:

einen Dual-Gate-Feldeffekttransistor (FET) (101) mit einer ersten (G1) und einer zweiten (G2) Gateelektrode, einer Sourceelektrode (S) und einer Drainelektrode (D) sowie mit einem Übertragungskanal (200) zwischen der Sourceelektrode und der Drainelektrode;

Impedanzmittel (117, 201) zum Verbinden der Sourceeiektrode (S) mit einem Punkt einer Referenzspannung;

eine Schwingung bewirkende Mittel (200, 205) zwischen der ersten Gateelektrode (G1) und der Sourceelektrode (S), die bewirken, daß der FET (101) in einem vorbestimmten Frequenzbereich schwingt;

frequenzbestimmende Mittel (300) mit einem Induktivitätselement (305) und einem veränderbaren Kapazitätselement (307), die mit der ersten Gateelektrode (G1) verbunden sind und die Schwingfrequenz bestimmen, aut der der FET schwingt; Mittel (115,109) zum Verbinden der zweiten Gateelektrode (G2) mit dem Punkt der Reterenzspannung;

wobei die erste Gateelektrode (G1), die Sourceelektrode (S) und ein unterer Teil des Übertragungskanals, der der ersten Gateelektrode (G1) und der Sourceelektrode (S) zugeordnet ist, einen Schwingungsteil bilden und der Verstärker als Verstärker in Sourceschaltung ausgebildet ist;

wobei die zweite Gateelektrode (G2) über die Verbindungsmittel (115,109) mit dem Punkt der Reterenzspannung derart verbunden ist, daß die zweite Gateelektrode (G2) wechselspannungsmäßig im wesentlichen geerdet ist, gekennzeichnet durch

Verwertungsmittel (S), die mit der Drainelektrode verbunden sind und ein Ausgangssignal bei der Schwingfrequenz empfangen; und

wobei die zweite Gateelektrode (G2), die Drainelektrode (D) und ein oberer Teil des Übertragungskanals, der der zweiten Gateelektrode (G2) und der Drainelektrode (D) zugeordnet ist, einen Verstärker in Gateschaltung bilden, der mit dem Verstärker in Sourceschaltung in einer Kaskodenanordnung liegt, um dadurch den Verstärker in Sourceschaltung von den Verwertungsmitteln im wesentlichen zu trennen.

2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzbestimmenden Mittel (300) eine Kapazitätsdiode (307) enthalten, die eine Kapazität darstellt, die sich in Abhängigkeit von Änderungen in der Größe einer Abstimmspannung (TV) ändert.

3. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der FET (101) vom Metalloxyd-Halbleiter(MOS)-Typ ist.

4. Oszialltor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verwertungsmittel (S) Mischermittel zum Mischen des an der Drainelektrode (D) gebildeten Ausgangssignals mit einem HF-Signal enthalten, um dadurch ein ZF-Signal zu erzeugen.

5. Oszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die die Schwingung bewirkenden Mittel (200, 205) ein erstes Kapazitätselement (203), das zwischen der ersten Gateelektrode (G1) und der Sourceelektrode (S) liegt, sowie ein zweites Kapazitätselement (201) enthalten, das zwischen der Sourceelektrode (S) und dem Punkt der Referenzspannung liegt.

6. Oszillator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die die Schwingung bewirkenden Mittel (200, 205) den Bereich erweiternde Mittel (207, 209) mit einer zweiten Kapazitätsdiode (209) enthalten, die ebenfalls auf die Abstimmspannung (TV) anspricht, um dadurch sicherzustellen, daß der FET (101) über den vorbestimmten Frequenzbereich schwingt.

7. Oszillator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß

das Induktivitätselement (305) und die Kapazitätsdiode (307) der frequenzbestimmenden Mittel (300) in Reihe zwischen der ersten Gateeiektrode (G1) und dem Punkt der Referenzspannung liegen; und

die zweite Kapazitätsdiode (209) der den Bereich erweiternden Mittel zwischen der ersten Gateelektrode (G1) und dem Punkt der Referenzspannung liegt und so gepolt ist, daß sie eine Kapazität darstellt, die sich in derselben Weise wie die Kapazität der Kapazitätsdiode (307) aufgrund einer Änderung in der Größe der Abstimmspannung (TV) ändert.