DE2943801A1 - Anordnung zum gewinnen von signalen zur automatischen frequenzregelung - Google Patents
Anordnung zum gewinnen von signalen zur automatischen frequenzregelungInfo
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Classifications
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/26—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by means of sloping amplitude/frequency characteristic of tuned or reactive circuit
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/02—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a frequency discriminator comprising a passive frequency-determining element
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Television Receiver Circuits (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
RCA 724-28 Ks/Ki
U.S. Serial No: 955,516
Filed: October 30, 1978
RCA Corporation
New York, N.Y., V. St. v. A.
New York, N.Y., V. St. v. A.
Frequenzregelung
Die Erfindung "bezieht sich auf Anordnungen zur automatischen
Frequenzregelung und betrifft insbesondere eine Einrichtung zur Gewinnung eines frequenzabhängigen Fehlerkorrektursignals, mit
dem die Abstimmung eines Überlagerungsoszillators in einem Überlagerungsempfänger
gesteuert werden kann.
Ein Fernsehtuner hat die Aufgabe, aus den vielen Rundfunkfrequenzen
des Hochfrequenzbandes einen einzelnen, schmalen Frequenzbereich auszuwählen. Ein herkömmliches Fernsehtuner erfüllt
diese Aufgabe mit Hilfe eines Hochfrequenzverstärkers, eines Mischers und eines lokalen Überlagerungsoszillators. Das
Ausgangssignal des Oszillators wird im Mischer mit dem von der
Antenne des Empfängers aufgefangenen hochfrequenten Fernsehsignal verglichen bzw. überlagert. Bei dieser Überlagerung entstehen
sowohl Frequenzen, die der Summe der ursprünglichen Hochfrequenz und der Oszillatorfrequenz entsprechen, als auch Frequenzen,
die der Differenz zwischen Hochfrequenz und Oszillatorfrequenz entsprechen. Mit Ausnahme der Differenzfrequenzen, die
man mit "Zwischenfrequenzen" (ZF) bezeichnet, werden alle Frequenzen des Überlagerungsprodukts ausgefiltert. Die Zwischenfre-
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quenz- oder ZF-Signale werden im Fernsehempfänger verstärkt
und demoduliert, um die gewünschte Ton- und Bildinformation wiederzugewinnen.
Um ein Bild optimaler Qualität auf dem Fernsehschirm und ebenso eine genaue Tonwiedergabe zu erhalten, ist es notwendig,
den Überlagerungsoszillator des Empfängers so einzustellen, daß die Bild- und Tonträger an den richtigen Orten innerhalb des
ZF-Durchlaßbereichs des Fernsehempfängers zu liegen kommen. Dies gilt in besonderem Maße beim Abstimmen von Farbfernsehempfängern.
Hier müssen nicht nur Bild- und Tonträger an den richtigen Stellen im ZF-Durchlaßbereich sein, sondern auch der
Farbhilfsträger muß die richtige Lage haben, damit Farbton und Farbsättigung der von der Bildröhre wiedergegebenen Farben stimmen.
Wenn der Überlagerungsoszillator aus irgendeinem Grunde nicht auf die richtige Frequenz gestellt ist, dann sind die Frequenzen
des ZF-Signals falsch, was zur Beeinträchtigung der Wiedergabequalität von Ton und Bild führen kann. Eine solche
Fehlabstimmung kann an einer unrichtigen Einstellung der Feinabstimmung durch den Benutzer des Fernsehgeräts liegen oder an
einer Auswanderung des Überlagerungsoszillators oder daran, daß ein mechanischer Tuner nicht genau in die Raststellung zurückspringt.
Um mit diesen Problemen fertigzuwerden, sind herkömmliche
Empfänger mit Einrichtungen zur Kompensation von Änderungen in Zwischenfrequenzen versehen.
Diese Kompensation erfolgt normalerweise mit Hilfe einer Steuerspannung
zur automatischen Feinabstimmung (AFA-Spannung), die vom Ausgang der ZF-Verstärkerstufe des Empfängers abgeleitet
wird. Die AFA-Spannung zeigt an, in welcher Richtung und wie
weit das wirkliche ZF-Signal vom gewünschten ZF-Signal abweicht.
Die AFA-Spannung wird einem spannungsempfindlichen Reaktanzele
ment im Überlagerungsoszillator angelegt, um die Fehlabstimmung des Oszillators so zu korrigieren, daß Ton- und Bildwiedergabe
optimal werden.
Ö30020/0708 - 9 "
Die AFA-Spannung wird mittels einer Diskriininatorschaltung vom
ZP-Signal abgeleitet. Der Diskriminator besteht aus reaktiven Elementen und liefert ein Ausgangssignal, in welchem die Frequenzverschiebungen
des ZF-Signals als Spannungsänderungen erscheinen. Im allgemeinen ist die Diskriminatorschaltung auf die
Frequenz des ZF-Bildträgers abgestimmt (45,75 MHz beim NTSC-System),
die auf die obere Restflanke des ZF-Durchlaßbereichs
fällt. Die Kennlinie der Diskriminatorschaltung ist definiert durch das Haß, um welches sich der Spannungswert des Ausgangssignals
des Diskriminators bei einer gebenen Frequenzverschiebung des ZF-Bildträgers ändert. Diese Kennlinie sollte zweckmäßigerweise
symmetrisch sein, d.h. bei gleich großen Frequenzverschiebungen des ZF-Bildträgers über und unter den nominellen
Mittenwert sollte die Spannungsänderung des Ausgangssignals jeweils
gleichen Betrag haben. Außerdem ist es günstig, wenn das Ausgangssignal des Diskriminators auf kleine Verschiebungen der
ZF-Bildträgerfrequenz mit großen Änderungen seines Spannungswerts reagiert. Diese Reaktion, die durch die Steilheit der Diskriminator
kennlinie bemessen wird, bestimmt die Geschwindigkeit, mit welcher der Fernsehempfänger die Frequenz des Überlagerungsoszillators bei Verschiebungen der ZF-Signalfrequenzen nachstellt,
und die Genauigkeit, mit welcher der ZF-Bildträger auf seiner gewünschten
Frequenz gehalten wird. Je steiler die Kennlinie ist, desto schneller spricht das AFA-System an und desto besser ist
seine Genauigkeit.
Zur Zeit gibt es zwei allgemein gebräuchliche Typen von AFA-Schaltungen:
den Typ mit Quadraturdetektor und den Typ mit Differential- oder Gegentakt-Hüllkurvendetektor. Bei der AFA-Schaltung
mit Quadraturdetektor werden die Frequenzverschiebungen eines frequenzmodulierten Signals in differentiell phasenverschobene
Signale umgesetzt, indem das frequenzmodulierte Signal
einem Filternetzwerk zugeführt wird, das zwei differentiell phasenverschobene oder verzögerte Signale an seinen Ausgängen
liefert. Die differentiell phasenverschobenen Signale werden auf einen Quadratur- oder Phasendetektor gegeben, der die Phasendiffe-
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renz zwischen den am Filterausgang erscheinenden Signalen in ein
AFA-Steuersignal sich ändernder Amplitude umwandelt. Bei der
AFA-Schaltung mit Differential-Hülllcurvendetektor, wie sie in
Verbindung mit der vorliegenden Erfindung beschrieben wird, wandelt ein lineares Filternetzwerk die FrequenzverSchiebungen eines
frequenzmodulierten Signals in Signale sich ändernder Amplitude um, die in differentieller Beziehung (im "Gpgentakt") zueinander
stehen. Diese Signale werden auf Hüllkurvendetektoren gegeben, welche daraus ein AFA-Steuersignal bilden. Die AFA-Schaltung mit
Differential-Hüllkurvendetektor benötigt im allgemeinen weniger
Bauteile als die mib Quadraturdetektor arbeitende Schaltung und
wird in manchen Fällen bevorzugt, weil sich mit ihr eine schmalere, genauer kontrollierte AFA-Bandbreite erzielen läßt. Die
schmalere Bandbreite vermindert den Einfluß des ZF-Rauschens auf den AFA-1-iiegelkreis und führt zu einer schärferen automatischen
Feinabstimmung in der Umgebung des vom Regelkreis geregelten Bildträgers.
Um die Größe und die Anzahl der Bauelemente für eine AFA-Schaltung
möglichst gering zu halten, ist es wünschenswert, die Schaltung in integrierter Bauweise auf einem einzigen monolithischen
Schaltungsplättchen herzustellen. Bestimmte Teile der AFA-Schaltung, speziell die zum Bau des Diskriminatornetzwerks verwendeten
reaktiven Elemente, lassen sich jedoch nicht gut in integrierter Schaltung herstellen und müssen außerhalb des integrierten
Schaltung3plättchens angeordnet werden. Das Schaltungsplättchen hat aber nur eine begrenzte Anzahl von Anschlußpunkten
zum Anschließen äußerer Bauteile. Es ist daher wünschenswert, die AFA-Schaltung in einer solchen V/eise zu konstruieren, daß die
Anzahl benötigter Verbindungen mit äußeren Bauteilen gering ist.
In einer anderen deutschen Patentanmeldung gleichen Zeitrangs *)
(Vertreteraktenzeichen: RCA 71 840) ist eine neuartige AFA-Schaltung
beschrieben, die nur zwei Verbindungen eines integrierten Schaltungsplättchens mit einer äußeren Diskriminatorschaltung benötigt.
Die in dieser anderen Anmeldung beschriebene Diskrimina-
*) basierend auf der US-Anmeldung No. 955,515
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torschaltung enthält zwei Resonanzkreise, für deren einen eine angezapfte Induktivitätsspule erforderlich ist. Bei der vorliegenden
Erfindung werden die in der genannten anderen Anmeldung beschriebenen Techniken angewandt, um eine einfachere AFA-Schaltung
zu realisieren, die zwei Verbindungen von einem integrierten Schaltungsplättchen zu einem äußeren Diskriminatornetzwerk hat,
aber keine angezapfte Induktivitätεspule aufweist.
Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist eine Schaltungsanordnung
zur automatischen Feinabstimmung (AFA-Schaltung), die Steuersignale
für die automatische Peinabstimmung (APA-Steuersignale) abhängig von einem Fernseh-ZF-Signal erzeugt. Das ZF-Signal wird
dem Eingang eines Stromquellenverstärkers zugeführt, der Stromsignale
gleicher Phase an ein Diskriminatornetzwerk liefert. Der Diskriminator besteht aus zwei Resonanzkreisen. Der eine Resonanzkreis
hat eine unterhalb der gewünschten Frequenz des ZF-BiIdträgers
liegende Resonanzfrequenz, und der andere Resonanzkreis hat eine über der gewünschten Frequenz liegende Resonanzfrequenz.
Die Resonanzkreise erzeugen abhängig von den eingangsseitig zugeführten
Stromsignalen Ausgangssignale, die sich differentiell
(d.h. im Gegentakt zueinander) in solcher Richtung und solchem Haß ändern, wie es der Frequenzabweichung des ZF-Bildträgers von
dessen gewünschter Frequenz entspricht. Diese gegenläufigen Signale werden von zwei Spitzendetektoren demoduliert, um als AFA-Steuersignale
zu dienen. Der Stromquellenverstärker und die Spitzendetektoren lassen sich bequem auf einem einzigen integrierten
Schaltungsplättchen herstellen. Das Diskriminatornetzwerk ist mit dem Stromquellentransistor und den Spitzendetektoren
über zwei äußere Anschlüsse der integrierten Schaltung gekoppelt.
Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung kann das Diskriminatornetzwerk
so ausgelegt sein, daß es die Einflüsse von Amplitudenänderungen des ZF-Bildträgers kompensiert, die sich aufgrund der
Frequenzverschiebung des Trägers längs der Restflanke des ZF-Durcülaßbereichs
ergeben. Die Amplitude des Bildträgers wird höher, wenn die Bildträgerfrequenz aus ihrer normalen Lage in
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der Mitte der Restflanke des ZF-Durchlaßbereichs in Richtung auf die Mittenfrequenz des Durchlaßbereichs abweicht, und die
Bildträgeramplitude wird niedriger, wenn die Bildträgerfrequenz in eine Richtung fort von der Mittenfrequenz abweicht. Daher
hat die automatische Feinabstimmung für Abweichungen in der letztgenannten Richtung einen kleineren Mitnahmebereich als
für Abweichungen in der erstgenannten Richtung. Auch bekommen diejenigen Komponenten von in das AFA-System eingeführten Rauschbeiträgen,
deren Frequenzen in der Nähe der Mittenfrequenz des Durchlaßbereichs liegen, ein vergrößertes Gewicht. Der Diskriminator
kann zum Ausgleich der fehlenden Symmetrie, die der AFA-Mitnahmebereich bezüglich der normalen Lage des ZF-BiIdträgers
hat, kompensiert werden, indem man die Impedanz desjenigen Resonanzkreises erhöht, dessen Resonanzfrequenz sowohl
von der Mittenfrequenz des Durchlaßbereichs und der gewünschten Frequenz des Bildträgers entfernt ist, so daß sich eine symmetrische
Diskrxminatorkennlinie für Frequenzverschiebungen in der nahen Umgebung der gewünschten Frequenz des Bildträgers ergibt.
Die von den Spitzendetektoren spitzendemodulierten Signale können durch einen Differenzverstärker kombiniert werden, um ein
AFA-Signal zum Anlegen an den Überlagerungsoszillator zu bilden.
Gemäß einer besonderen Ausführungsform der Erfindung wird die
Impedanz desjenigen Resonanzkreises, dessen Resonanzfrequenz sowohl von der Mittenfrequenz des ZF-Durchlaßbereichs als auch
von der gewünschten Frequenz des Bildträgers entfernt liegt, noch weiter erhöht, so daß die Kennlinie der AFA-Schaltung einen
Durchgang durch die X-Achse an einem Punkt hat, der zwischen den Sollstellen der Ton- und der Bildträgerfrequenz liegt. Die Kennlinie
der AFA-Schaltung hat dann eine erste Polarität für einen ersten Frequenzbereich, der neben der gewünschten Frequenz des
Bildträgers und abgewandt von der Mittenfrequenz des ZF-Durchlaßbereichs liegt. Die Kennlinie hat eine entgegengesetzte Polarität
für einen zweiten Frequenzbereich, der sich von der Sollfrequenz des Bildträgers bis zum Punkt des Durchgangs durch die
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X-Achse erstreckt, und wiederum die erste Polarität für einen
dritten Frequenzbereich,der sich vom Punkt des Durchgangs durch
die X-Achse zur Sollfrequenz des Tonträgers erstreckt. Die resultierende Kennlinie enthält für "beide Polaritäten jeweils im
wesentlichen gleiche Energie, so daß sich die Effekte des vom ZF-Verstärker durchgelassenen Rauschens praktisch auslöschen.
Diese Auslöschung der Rauscheffekte verhindert eine durch Rauschen verursachte Verschiebung der gewünschten Stelle des Bildträgers,
auf die der Überlagerungsoszillator durch die AFA-Schaltung nachgestimmt wird.
Wenn das ZF-Signal geringe FrequenzverSchiebungen erfährt, so
daß sich der Bildträger entweder in den ersten oder in den zweiten Frequenzbereich auf den beiden Seiten seiner Sollstelle bewegt,
reagiert die AFA-Schaltung mit einer Nachstimmung des Überlagerungsoszillator
s, wodurch das ZF-Signal zurück an seine gewünschte Stelle im ZF-Durchlaßbereich gezogen wird. Wenn jedoch
das ZF-Signal eine derart große FrequenzverSchiebung erfährt, daß
der Bildträger über den ersten Frequenzbereich der AFA-Kennlinie hinausrückt und somit außerhalb des normalen AFA-Regelbereichs
liegt, dann wird der Tonträger, der vom Bildträger einen konstanten Frequenzabstand hat, im dritten Frequenzbereich liegen, wo
die Kennlinie die gleiche Polarität wie im ersten Bereich hat. Unter diesen Bedingungen stimmt die AFA-Schaltung den Überlagerungsoszillator
so nach, daß der Tonträger zurück an seine gewünschte Stelle gezogen wird, wobei der beabstandete Bildträger
folgt, bis dieser wieder im ersten Frequenzbereich liegt und die normale AFA-Regelung wieder aufgenommen wird.
Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen an Hand
von Zeichnungen näher erläutert.
Figur 1 zeigt, teilweise in Blockform und teilweise im Detail eine erfindungsgemäß ausgebildete AFA-Schaltung;
Figur 2 zeigt die Kennlinie der AFA-Schaltung nach Figur 1;
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Figuren 3a bis 3e zeigen Kurven zur Veranschaulichung weiterer
Verhaltensmerkmale der APA-Schaltung nach Figur 1;
Figuren 4a bis 4d zeigen Kurven zur Veranschaulichung zusätzlicher
Betriebsmerkmale der AFA-Schaltung nach Figur 1;
Figuren 5 und 6 zeigen, teilweise in Blockform und teilweise im Detail, eine zweite Ausführungsfortn einer erfindungsgemäßen
AFA-Schaltung;
Figur* 7 zeigt, teilweise in Blockform und teilweise im Detail eine Schaltungsanordnung zum Anlegen eines sich kontinuierlich
ändernden AFA-Signals an ein reaktives Element in einem Überlagerungsoszillator
;
Figur 8 veranschaulicht mit einer graphischen Darstellung den Einfluß der AFA-Regelung auf das reaktive Element nach Figur 7-
Wie bisher wird auch im folgenden die Abkürzung AFA für den Begriff
"Automatische Feinabstimmung" verwendet.
Bei der in Figur 1 dargestellten, erfindungsgemäß aufgebauten AFA-Schaltung wird ein ZF-Signal, das einen Bildträger der nominellen
oder Sollfrequenz von 45,75 MHz enthält, von einem ZF-Verstärker
10 auf die Basiselektroden zweier Stromquellentransistoren 12 und 14 gekoppelt, die in einer integrierten Schaltung
untergebracht seien. Die Emitter der Stromquellentransistoren 12 und 14 sind mit Masse und ihre Kollektoren mit äußeren Anschlußklemmen
1 bzw. 2 der integrierten Schaltung gekoppelt.
An die Klemmen 1 und 2 der integrierten Schaltung ist ein externes
Diskriminatornetzwerk 20 angescüossen, das aus zwei Resonanzkreisen
22 und 26 besteht. Der Resonanzkreis 22 besteht aus der Parallelschaltung einer Induktivität 21 und eines Kondensators
23 und ist auf eine Resonanzfrequenz abgestimmt, die etwas
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niedriger als die 45»75~MHz-Bildträgerfrequenz ist. Der Resonanz
kreis 22 ist zwischen die Klemme 1 der integrierten Schaltung und eine Klemme für eine Versorgungsspannung Vcc geschaltet. Der
Resonanzkreis 26 besteht in ähnlicher Weise aus der Parallelschaltung einer Induktivität 25 und eines Kondensators 27 und
ist auf eine Resonanzfrequenz abgestimmt, die etwas höher als die 4-5»75~MHz-Bildträgerfrequenz ist. Der Resonanzkreis 26 ist
zwischen die Klemme 2 der integrierten Schaltung und die Versorgungsspannung Vpp geschaltet.
Die äußeren Anschlußklemmen 1 und 2 sind im inneren der integrierten
Schaltung mit zwei Spitzendetektoren 40 und 30 gekoppelt, die auf dem selben integrierten Schaltungsplättchen
wie die Stromquellentransistoren 12 und 14 untergebracht seien. Der Spitzendetektor 40 besteht aus einer Diode 42, deren Anode
mit der Klemme 1 und deren Kathode über einen Spitzenwert-erfassenden
Kondensator 44 mit Masse gekoppelt ist. Ähnlich weist der Spitzendetektor 30 eine Diode 32 auf, deren Anode mit der
Klemme 2 und deren Kathode über einen Spitzenwert-erfassenden Kondensator 34 mit Masse gekoppelt ist.
Die Spitzendetektoren 30 und 40 sind mit den Eingängen eines
Differenzverstärkers 50 verbunden, der zwei Transistoren 52
und 54- aufweist. Im einzelnen ist die Kathode der Diode 32 mit
der Basis des Transistors 52 verbunden, während die Kathode
der Diode 42 mit der Basis des Transistors 54- verbunden ist.
Die Emitter der Transistoren 52 und 5^ sind zusammengekoppelt
und über einen Widerstand 48 mit Masse verbunden. An den Kollektoren der Transistoren 52 und 54, die über jeweils einen Lastwider stand 56 bzw. 58 mit der Versorgungsspannung Vq^ gekoppelt
sind, werden AFA-Steuerspannungen entwickelt, die sich in reziproker Weise ändern.
Wenn den Basiselektroden der Stromquellentransistoren 12 und das ZF-Signal angelegt wird, dann fließen über die Kollektorelektroden
dieser Transistoren Signalströme, deren Phasen einan-
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der gleich sind und die über die Klemmen 1 und 2 auf das Diskrirainatornetzwerk
20 gekoppelt werden. Jeder dieser ^ignalströme fließt in den jeweils zugeordneten Resonanzkreis 22 bzw.
26. Die Induktivitäten 21 und 25 bilden einen Gleichstromweg für diese Ströme zur Versorgungsspannungsquelle VCn·
Die Resonanzkreise 22 und 26 reagieren auf die hindurchfließenden
Signalströme, indem sie auf die Klemmen 1 und 2 Signale rückkoppeln, die sich mit der Frequenz des ZF-Bildträgers ändern.
Wenn die ZF-Bildträgerfrequenz auf dem gewünschten Wert (Sollwert) von 45,75 MHz ist, dann ist der Betrag des vom Resonanzkreis
22 an der Klemme 1 entwickelten Signals gleich dem Betrag des vom Resonanzkreis 26 an der Klemme 2 entwickelten Signals.
Wenn die ZF-Bildträgerfrequenz von ihrer gewünschten Lage
im ZF-Durchlaßbereich abweicht, dann ändern sich die Signale an den Klemmen 1 und 2 gegenläufig, d.h. das eine nimmt zu und das
andere nimmt ab. Für Frequenzabweichungen, die unter den Sollwert von 45,75 MHz gehen, nimmt der Betrag des Signals an der
Klemme 1 zu und der Betrag des Signals an der Klemme 2 entsprechend ab. Für Frequenzabweichungen, die oberhalb 45,75 MHz
gehen, nimmt das Signal an der Klemme 1 ab, während das Signal an der Klemme 2 zunimmt. Das Diskriminatornetzwerk 20 wandelt
also Frequenzabweichungen des ZF-Bildträgers in Amplitudenänderungen der an den Klemmen 1 und 2 erscheinenden Signale um.
Die sich gegenläufig ändernden "differentiellen" Spannungen an
den Klemmen 1 und 2 werden jeweils auf einen zugehörigen Spitzendetektor 40 bzw. 30 gekoppelt, und an den Kondensatoren 44 und
34 werden ihre Spitzenwerte erfaßt. Die in dieser Weise spitzendemodulierten
Spannungen werden den beiden Eingängen des Differenzverstärkers 50 angelegt, worin sie kombiniert und verstärkt
werden, um an den Kollektoren der Transistoren 52 und 54 zueinan
der gegenläufige AFA-Steuerspannungen zu erzeugen.
Die Arbeitskennlinie der AFA-Schaltung nach Figur 1 ist in Fi
gur 2 dargestellt. Beim vorliegenden Beispiel sei angenommen,
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daß das vom ZP-Verstärker 10 auf die Stromquellentransistoren
12 und 14 gegebene Signal araplibudenbegrenzt ist, um die Einflüsse
vom Amplitudenänderungen des ZF-Bildträgers auf das AFA-Ausgangssignal zu eliminieren.
Die in Figur 2 dargestellte Kennlinie 200 schneidet die X-Achse (+6-Volt-Achse) bei der Bildträger-Sollfrequenz von 45,75 MHz.
Die Resonanzfrequenzen der Resonanzkreise 22 und 26 liegen so, daß sie in der Kennlinie 200 jeweils einen Scheitel bei 4-5,5 MHz
bzw. bei 46,0 MHz hervorrufen. Die Kennlinie 200 ist im Bereich dieser Resonanzstellen aber begrenzt (abgeschnitten), und zwar
infolge des Schaltens des Differenzverstärkers 50, der positive Ausschläge "bis auf maximal +12 Volt und negative Ausschläge bis
auf weitestens Null Volt zuläßt. Die AFA-Schaltung reagiert mit der größten Änderungsgeschwindigkeit auf Änderungen der Bildträgerfrequenzen
in der Umgebung von 45,75 MHz zwischen 45,7 und 45,8 MHz. Innerhalb dieses Bereichs von Frequenzen bringt die
AFA-Schaltung eine Signaländerung von einem Volt für jeweils eine
8333"Hz-Änderung der Frequenz des ZF-Bildträgers. Außerdem
erkennt man, daß die Kennlinie 200 innerhalb dieses Bereichs von Frequenzen symmetrisch ist.
Die in Figur 3a gezeigte Kennlinie 400 stellt den oberen Teil des Frequenzgangs des ZF-Durchlaßbereichs dar. Die ZF-Bildträgerfrequenz
fällt normalerweise auf die Mitte der oberen Restflanke des ZF-Durchlaßbereichs (bei 45,75 MHz).
Die Figur 3b zeigt die Irapedanzkennlinien 402 und 404 des Resonanzkreises
22 bzw. des Resonanzkreises 26. Beim vorliegenden Beispiel sind die Impedanzen und die Q-Werte der beiden Resonanzkreise
einander gleich, und beide Kreise haben gleich Bandbreite um ihre Mittenfrequenz f-r bzw. f™. Die Kennlinien 403
und 404 überschneiden sich bei 45,75 MHz, der gewünschten Mittenfrequenz des ZF-Bildträgers.
Wenn der ZF-Bildträger, der auf die Mitte der oberen Restflanke
des ZF-Durchlaßbereichs 400 fällt, auf die mit dem Impedanzver-
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halten nach Figur 3b behaftete AFA-Schaltung gelegt wird, dann
ergibt sich die in Figur 3c dargestellte AFA-Kennlinie 406. Man erkennt, daß die Kennlinie 406 infolge der Lage des ZF-Bildträgers
in der oberen üestflanke des ZF-Durchlaßbereichs nicht symmetrisch ist, wenn man der AFA-Schaltung keinen Begrenzer
vorschaltet, was eine typische Anordnung ist. Ohne einen Begrenzer ändert sich die Amplitude des ZF-Bildträgers, wenn er
von seiner Sollfrequenz von 45,75 MHz abweicht, und zwar ist wegen der schrägen Flanke des ZF-Durchlaßbereichs die Amplitude
bei niedrigeren Frequenzen höher als bei höheren Frequenzen. Der resultierende AFA-Mitnahmebereich oberhalb 45,75 MHz wird
dadurch kleiner als der Mitnahmebereich unterhalb dieser Mittenfrequenz, und das Ausgangssignal ist,wie man sieht,für maximale
negative Ausschläge begrenzt, nicht aber für positive Ausschläge.
Die unsymmetrische Kennlinie 406 nach Figur 3c läßt sich verbessern,
indem man die Impedanz des Resonanzkreises 26 verändert, wie es in den Figuren 3d und 3e gezeigt ist. In Figur 3d
stellen die Kurven 410 und 412 die Impedanzen der Resonanzkreise 22 und 26 wie in Figur 3b dar, nur daß die Impedanz des Kreises
26 hier höher gemacht ist. Dies läßt sich erreichen, indem man das LC-Verhältnis von Induktivität 25 und Kondensator 27 erhöht
(höheres L, niedrigeres C), oder indem man den Gütefaktor Q des Kreises erhöht. Da jedoch die Resonanzkreise 22 und 26
normalerweise hohe Q-Werte haben (d.h. mehr als 100), ist die Einhaltung eines geeigneten Q-Wert-Verhältnisses zwischen den
Resonanzkreisen 22 und 26 bei hohen Q-Werten schwierig, und
eine Induktivität 25 mit hohem Q ist teuer. Daher ist es gewöhnlich wünschenswert, das LC-Verhältnis des Resonanzkreises
26 zu erhöhen, während man dessen Q-Wert beibehält. Auf diese Weise behält man die gleichen Bandbreiten zwischen den 3-dB-Punkten
der Resonanzkreise 22 und 26 bei, und der Überschneidungpunkt der Kurven 410 und 412 kann bei 45,75 MHz gehalten
werden.
Wenn der Bildträger an der oberen Restflanke des ZF-Durchlaßbereichs
400 auf eine AFA-Schaltung gegeben wird, deren Dis-
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kriminator das in Figur 3d gezeigte Verhalten hat, dann bekommt
man eine APA-Kennlinie, wie sie mit 4-14- in Figur 3e gezeigt
ist. Man sieht, daß die Kurve 4-14- hinsichtlich ihrer
Amplitudenmaxima oberhalb und unterhalb der X-Achse symmetrisch ist, und zwar dank der höheren Impedanz gemäß der Kurve 412 bei
Bildträgerfrequenzen oberhalb 4-5,75 HHz. Bei diesen höheren Frequenzen
wird die aufgrund der Charakteristik des ZF-Durchlaßbereichs
sich ergebende Amplitudenverminderung durch die höhere Impedanz des Diskriminators 20 kompensiert, was der Kennlinie
den mit 4-14- gezeigten Verlauf gibt, der sowohl für positive
als auch für negative Maximalausschläge in gleicher Weise begrenzt ist. Die Kennlinie 4-14- bewirkt, daß für positive und
negative Abweichungen der ZF-Frequenz gleichen Betrags in der Nähe der 4-5,75 ΙΊΗζ-Sollfrequenz jeweils ein gleiches Maß an
AFA-Steuerung hervorgerufen wird.
Wenn die Impedanz des Resonanzkreises 26 noch weiter erhöht wird, erreicht man als zusätzliches Merkmal, daß die AFA-Kennlinie
"zurückschlägt" und die X-Achse nochmals an einem Punkt kreuzt, der zwischen der Stelle des Tonträgers und der Stelle des Bildträger
s im ZF-Durchlaßbereich liegt. In der Figur 4a stellt die Kurve 420 den Frequenzgang des ZF-Durchlaßbereichs dar, wobei
der Bildträger mit 4-5,75 MHz auf die Mitte der oberen Restflanke des Durchlaßbereichs fällt und der Tonträger mit 4-1,25 MHz auf
eine Stelle an der unteren Restflanke des Durchlaßbereichs fällt, wo die Frequenzgangkurve um ungefähr 20 dB niedriger liegt. In
der Figur 4-b stellt die Kurve 4-22 die Impedanz des Resonanzkreises
22 dar, und die Kurve 4-24 zeigt die höhere Impedanz des
Kesonanzkreises 26. Wie zu erkennen, haben die Kurven 4-22 und
4-24- einen ersten Über sehne idungspunkt bei 4-5,75 MHz (der gewünschten
Stelle des ZF-Bildträgers) und einen zweiten Überschneidungspunkt 4-26, der zwischen den Sollstellen des Tonträgers
und des Bildträgers liegt. Beim vorliegenden Beispiel wurden die Impedanzen und die Q-Werte der Resonanzkreise 22
und 26 so gewählt, daß der zweite Überschneidungspunkt bei der
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Frequenz 43,5 MHz liegt, die ungefähr der Mitte des ZF-Durchlaßbereichs
420 entspricht. Unterhalb 4-3,5 MHz überwiegt die
Kurve 424 gegenüber der Kurve 422, um den zurückschlagenden
Verlauf der Kennlinie zu bekommen.
Wenn die Signale des ZF-Durchlaßbereichs 420 an eine AFA-Schaltung
gelegt werden, welche die Impedanzeigenschaften gemäß Figur 4b hat, dann bekommt die Kennlinie der AFA-Schaltung den mit
in Figur 4c gezeigten Verlauf. Oberhalb der 45,75-MHz-Bildträgerfrequenz
hat die Kennlinie im Bereich um die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 26 ein positives Maximum und fällt dann zur
X-Achse an der oberen Grenze des ZF-Durchlaßbereichs bei ungefähr 47,1 MHz ab. Die Bezugszahl 432 bezeichnet die Fläche unter
diesem Stück der Kurve 430.
Die Kurve 430 hat ein negatives Maximum zwischen dem bei 43,5 liegenden Überschneidungspunkt 438 und der 45,75 MHz-Bildträgerfrequenz.
Die Bezugszahl 434 bezeichnet die Fläche zwischen der X-Achse und diesem Stück der Kurve 430. Anschließend macht die
Kurve 430 einen leichten positiven Ausschlag zwischen der Tonträger-Sollfrequenz
von 41,25 MHz und dem Überschneidungspunkt
438. Die Fläche unter diesem Stück der Kurve 430 ist mit der Bezugszahl 436 bezeichnet.
Wenn der Fernsehempfänger ein schwaches Signal oder ein reines Rauschsignal empfängt, dann werden die durch den ZF-Durchlaßbereich
gelangenden Rauschkomponenten der AFA-Schaltung zugeführt und können das AFA-Ausgangssignal beeinträchtigen. Wenn das AFA-Ausgangssignal
keinen zweiten Durchgang durch die X-Achse hat, wie es in Figur 4c dargestellt ist, dann liefern die Rauschkompo
nenten im Gebiet 434 unterhalb 45,75 MHz einen größeren Beitrag als die Rauschkomponenten des Gebiets 432 an der oberen Restflanke
des ZF-Durchlaßbereichs. Dieses Ungleichgewicht in den Rauschbeiträgen neigt dazu, den bei 45,75 MHz liegenden Durchgangspunkt
auf eine niedrigere Freqenz Zu verschieben, was zu
einer FehlabStimmung des Überlagerungsoszillators führt.
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Wenn jedoch die Kennlinie 430 den zurückschlagenden Verlauf hat,
wie er in Figur 4c dargestellt ist, dann sind die Flächen 436
und 452 oberhalb der X-Achse zusammengenommen ungefähr so groß
wie die Fläche 434 unterhalb der X-Achse. Dies führt dazu, daß
die negativen Rauschkomponenten der Fläche 434 ungefähr gleich
den positiven Rauschkomponenten der Flächen 436 und 432 sind und daß sich die Rauscheinflüsse auf die AFA-Kennlinie auslöschen.
Im Gegensatz zur Kennlinie 430 bringt die Kennlinie 414 nach Figur 3e keine gleichen positiven und negativen Flächen
zwischen ihr und der X-Achse. Der erste Durchgang der Kennlinie 430 bei 45,75 MHz bleibt daher an fester Stelle und wird nicht
durch Änderungen im Rauschabstand des ZF-Signals beeinflußt.
Die Kennlinie 430 bringt den weiteren Vorteil eines verbreiterten
AFA-Regelbereichs. Wenn sich der ZF-Bildträger beim in Figur
4 gezeigten Beispiel auf eine Frequenz oberhalb 47,1 MHz verschiebt oder anfänglich diese Frequenzlage hat (440 in Figur 4),
dann liegt er außerhalb des ZF-Durchlaßbereichs 420 der Figur 4d
und wird somit wesentlich gedämpft. Der Bildträger liegt in diesem Fall außerdem jenseits der Fläche 432 der Figur 4c und
somit außerhalb des Bereichs normaler AFA-Regelung. Der Tonträger
442 jedoch, der einen festen Frequenzabstand vom Bildträger hat (4,5 MHz beim NTSC-System), liegt in diesem Fall
ebenfalls wesentlich oberhalb seiner Sollstelle (41,25 MHz) im ZF-Durchlaßbereich. Bei dieser höheren Frequenz fällt der Tonträger
mit dem zurückgeschlagenen Kurvenstück der Kennlinie 430 zusammen, wo die Kennlinie positiv über die X-Achse ausschlägt.
Die AFA-Schaltung reagiert auf die Lage des Tonträgers 442 in
der Fläche 436 positiven Ausschlags mit einer solchen Nachstimmung des Oszillators, daß die ZF-Signale in ihrer Frequenz
vermindert werden und der Tonträger 442 beginnt, sich in Richtung auf seine normale Lage bei 41,25 MHz im ZF-Durchlaßbereich
zu bewegen. Dieser Bewegung folgt der Bildträger nach, bis er schließlich zurück in das Gebiet 432 der Figur 4c gerät, womit
die normale AFA-Regelung des Bildträgerε wieder aufgenommen
wird. Man erkennt also, daß die zurückgeschlagene Kurve nach Figur 4c den Bereich effektiver AFA-Regelung erweitern kann.
030020/0708 -22-
Eine alternative Ausführungsform der erfindungsgemäßen Prinzipien
ist in den Figuren 5 und 6 dargestellt. Die Figur 5
zeigt eine AFA-Schaltung, die zum größten Teil als monolithische integrierte Schaltung hergestellt werden kann und ein
extern angeordnetes Diskriminatornetzwerk 20 aufweist. Die
AFA-Schaltung empfängt ZF-Eingangssignale von einem ZF-Verstärker 130, der auf dem selben integrierten Schaltungsplättchen
100 wie die AFA-Schaltung untergebracht sein oder extern angeordnet sein kann. Die ZF-Eingangssignale werden
an die Basiselektrode eines Transistors 102 gelegt, dessen Kollektor mit einer Quelle einer Versorgungsspannung V„„ und
dessen Emitter mit der Basis eines Transistors 104 gekoppelt ist. Der Transistor 104 ist mit seinem Emitter an ein Bezugspotential (Masse) angeschlossen und liefert von seinem Kollektor
ZF-Stromsignale über jeweils einen Widerstand 106 bzw. an die Emitter zweier weiterer Transistoren 152 und 154. Die
Transistoren 152 und 154 sind in gleicher Weise in Basisschaltung angeordnet und werden durch Verbindung ihrer Basiselektroden
mit einem Verbindungspunkt zwischen einem Widerstand 120 und einer Diode 114 vorgespannt. Der Widerstand 120 liefert
Vorstrom aus der Versorgungsspannungsquelle V™, und die Diode
114 hält gemeinsam mit weiteren Dioden 116 und 118 die Spannung an den Basiselektroden der Transistoren 152 und 154 auf
einem Wert, der um drei Basis-Emitter-Offsetspannungen (3VL )
über Massepotential liegt, und zwar infolge der diese Dioden in Durchlaßrichtung vorspannenden Reihenschaltung der Dioden
zwischen dem Widerstand 120 und Masse.
Von den Kollektor elektroden der Transistoren 152 und 154 werden
ZF-Signale gleicher Phase auf jeweils zugeordnete äußere Anschlußklemmen 110 und 112 der integrierten Schaltung gekoppelt.
An die Klemmen 110 und 112 ist ein Diskriminatornetzwerk 20 angeschlossen, das dem in Figur 1 dargestellten Diskriminatornetzwerk
entspricht. Zur Erleichterung der Beschreibung ist das in Figur 5 dargestellte Diskriminatornetzwerk 20
mit den gleichen Bezugszahlen wie das Diskriminatornetzwerk
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nach Figur 1 versehen und wird hier nicht mehr näher erläutert.
Die an der Klemme 110 vom Resonanzkreis 22 entwickelte Spannung wird auf die Basis eines als Emitterfolger geschalteten Transistors
122 gekoppelt, dessen Kollektor mit der Versorgungsspannung Vqq und dessen Emitter über einen Widerstand 124 mit Masse
gekoppelt ist. Ein Transistor 182 ist mit seiner Basis an den Emitter des Transistors 122 und mit seinem Kollektor an die Versorgung
sspannung V™ gekoppelt, und von seinem Emitter führt
ein Kondensator 184 zu seinem Kollektor. Der Transistor 182 und der Kondensator 184 bilden einen Spitzendetektor 180, der den
Spitzenwert der vom Resonanzkreis 22 an der Klemme 110 entwickelten Spannung erfaßt. Der Spitzendetektor-Kondensator 184 ist auf
die Versorgungsspannung V^ und nicht auf Masse bezogen, um den
Ladestrom des Spitzendetektor-Kondensators auf die kleine Schleife zu begrenzen, die den Transistor 182 und den Kondensator 184
enthält. Wenn der Spitzendetektor-Kondensator auf Masse bezogen
wäre, enthielte die Ladestromschleife den gesamten Weg durch die Versorgungsquelle von Masse zurück zum V^-Anschluß, wodurch
Rauschprobleme in die Schaltung eingeführt werden können. Die hier gezeigte Spitzendetektorschaltung 180 umgeht diese Probleme,
indem der Spitzendetektor-Kondensator 184 auf diejenige Spannung geladen wird, die vom Versorgungspotential V„c nach "unten" zu
dem am Emitter des Transistors 182 erscheinenden Potential der spitzendemodulierten Spannung geht.
Eine ähnliche Schaltung mit einem als Emitterfolger geschalteten Transistor 126 und einem Spitzendetektor I70 ist mit der äußeren
Klemme 112 der integrierten Schaltung gekoppelt, um den Spitzenwert der Spannung zu erfassen, die durch den Resonanzkreis
26 an dieser Klemme entwickelt wird. Da diese Schaltungsteile in der gleichen Weise arbeiten wie der Transistor 122 und
der Spitzendetektor 180, erübrigt sich eine nähere Erläuterung dieser Teile.
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Die in Figur 6 dargestellte Schaltungsanordnung empfängt an den Eingängen eines Differenzverstärkers 190 die spitzendemodulierten
Signale. Der vom Kondensator 174 erfasste und gespeicherte Spitzenwert wird auf die Basis eines Transistors
192 gekoppelt, und der vom Kondensator 184 erfasste und gespeicherte Spitzenwert wird auf die Basis eines Transistors
194 gekoppelt. Die Emitter der Transistoren 192 und 194 sind zusammengekoppelt und mit dem Kollektor eines Stromquellentransistors
250 verbunden. Der Emitter des Transistors 250
führt über einen Widerstand 256 nach Masse. Die Basis des
Transistors 250 ist mit der Anode einer Diode 252 und mit
einer äußeren Klemme 260 der integrierten Schaltung gekoppelt. Die Kathode der Diode 252 ist über einen Widerstand 254 mit
Masse verbunden. Durch geeignete Wahl der Werte für die Widerstände 254 und 256 wird erreicht, daß der auf die Klemme 260
gegebene Strom über die Diode 252 und den Widerstand 254 fließt
und daß ein Abbild dieses Stroms über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 250 fließt.
Die an den Kollektoren der Transistoren 192 und 194 entwickelten, in differentieller Beziehung zueinander stehenden Signale
werden durch Transistoren 196 und 198 in ihrem Spannungspegel
nach oben verschoben. Der Emitter des Transistors 196 ist mit dem Kollektor des Transistors 192 gekoppelt, und der Emitter
des Transistors 198 ist mit dem Kollektor des Transistors gekoppelt. Die Basiselektroden der Transistoren 196 und 198
sind an die Versorgungsspannung V^q angeschlossen. Die verstärkten,
differentiellen Signale an den Kollektoren der Transistoren 196 und 198 werden auf zwei Eingänge einer einen
Stromspiegel bildenden Ausgangsschaltung 300 gekoppelt.
Der Stromspiegel 300 besteht aus zwei gleichen Schaltungshälften, die an äußeren Klemmen 330 und 380 der integrierten
Schaltung Ausgangsströme liefern, die sich differentiell (also gegenläufig zueinander) ändern. Die Schaltungselemente 302 bis
324 auf der linken Seite der Figur 6 entsprechen direkt den
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Schaltungselementen 352 bis 374· aufder rechten Seite der Figur.
Um die Erläuterung des Stromspiegels 300 zu vereinfachen, werden nur die Schaltungselemente 502 bis 324· auf der linken Seite
der Figur 6 in ihren Einzelheiten beschrieben. Diese Beschreibung gilt in gleicher Weise für die entsprechenden Schaltungselemente
352 bis 374-.
Der Kollektor des Transistors 198 ist mit dem Verbindungspunkt
zwischen einem Kondensator 308, dem Kollektor eines Transistors 302 und der Basis eines Transistors 306 gekoppelt. Der Emitter
des Transistors 302 ist über einen Widerstand 304- mit der Quelle einer Versorgungsspannung VDD verbunden, an der auch die andere
Seite des Kondensators 308 liegt. Die Versorgungsspannung Y^
ist normalerweise so gewählt, daß sie kompatibel mit der Versorgungsspannung
des Überlagerungsoszillators ist, dem die über die Klemmen 330 und 380 geleiteten APA-Ströme zugeführt werden.
Der Emitter des Transistors 306 ist mit den Basiselektroden der Transistoren 302, 310 und 322 gekoppelt. Der Kollektor des Transistors
306 ist mit Masse verbunden.
Der Ausgangstransistor 310 ist mit seinem Kollektor an die äußere Anschlußklemme 330 der integrierten Schaltung und an den Kollektor
eines Transistors 364- angeschlossen. Der Emitter des Transistors 310 ist über einen Widerstand 312 mit der Versorgungsspannung V-n-η verbunden. Der Transistor 322 ist mit seinem Emitter
über einen Widerstand 324- an die Versorgungsspannung V-^p und mit
seinem Kollektor an die Anode einer Diode 318 und an die Basis eines Transistors 314· angeschlossen. Die Kathode der Diode 318
ist über einen Widerstand 320 mit Masse verbunden, und der Emitter des Transistors 314· ist über einen Widerstand 316 mit Masse
gekoppelt. Der Kollektor des Transistors 314· ist mit der äußeren Anschlußklemme 380 der integrierten Schaltung und mit dem Kollektor
des Ausgangstransistors 360 gekoppelt.
Im Idealfall sollte der Kollektorstrom des Transistors 198 durch den Stromspiegel 300 kopiert und von den Kollektoren der Transistoren
310 und 322 reproduziert werden. Ein vereinfachter Strom-
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- 26 -
spiegel, der eine nahezu identische Strorareproduktion bewirkt,
enthält die vorstehend beschriebenen Schaltungselemente, wobei anstelle des Transistors $06 eine Direkt- bzw. Gleichstromverbindung
von der Basis zum Kollektor des Transistors 302 vorhanden ist. Eine solche Anordnung führt jedoch zu fehlerhaften
Kollektorströmen in den Transistoren 310 und 322, wenn der Stromspiegel
mit pnp-Transistoren relativ niedriger ß-Verstärkung aufgebaut ist. Wie die Figur 6 zeigt, muß der zum Emitter des
Transistors 306 führende Weg die Basisströme der Transistoren 302, 310 und 323 (also 3Iß) leiten. Wenn der Transistor 306
durch eine Direktverbindung zwischen Basis und Kollektor des Transistors 302 ersetzt wird, ist der Kollektorstrom des Transistors
198 gleich der Summe des Kollektorstroms In des Transistors
302 und der drei Basisströme 31g der Transistoren 302, 310
und 322. Wenn die Transistoren 302, 310 und 322 Exemplare mit niedriger ß-VerStärkung sind, dann haben die drei Basisströme
im Vergleich zum Strom Iq beträchtlichen Wert, und die jeweiligen
Kollektorströme In der Transistoren 310 und 322 unterscheiden
sich vom Kollektorstrom des Transistors 198, der gleich In + 31g
ist.
Wenn jedoch der Stromspiegel 300 den Transistor 306 als Basisstromquelle
für die Transistoren 302, 310 und 322 enthält, dann ist der durch 3IB verursachte Stromfehler wesentlich geringer.
Dies ist deswegen so, weil die Basisströme 31g über die Emitter-Kollektor-Strecke
des Transistors 306 geleitet werden, der dazu einen Basisstrom von nur 3Ig/ß benötigt wobei ß die Verstärkung
des Transistors 306 ist. Somit ist die Differenz von 31g zwischen
einerseits den jeweiligen Kollektorströmen der Transistoren 310
und 322 und andererseits dem Kollektorstrom des Transistors 198
auf einen Differenzwert von 3Ig/ß geschrumpft. Wenn die ß-Verstärkung
des Transistors 306 z.B. gleich 10 ist, dann wird der 3IB-Stromfehler um eine ganze Größenordnung auf 0,3 Ig vermindert.
Diese Schaltung ist als "ß -Stromspiegel" bekannt, da ihre Genauigkeit derjenigen einer Schaltung angepaßt werden
030020/0708 " 27 -
_27_ 29A3801
kann, die anstelle des Transistors 306 eine Direktverbindung und für die Transistoren 302, 310 und 322 ß-Verstärkungen hat, die
gleich dem Quadrat der ß-VerStärkungen der hier verendeten Transistoren
sind.
Die an den äußeren Anschlußklemmen 330 und 330 der integrierten Schaltung gelieferten ausgangsseitigen AFA-Ströme ändern sich
"differentiell"; der Ausgangsstrom an der Klemme 330 ist gleich
dem Kollektorstrom des Transistors 198 vermindert um den Kollektorstrom
des Transistors 196, und der Ausgangsstrom an der Klemme 380 ist gleich dem Kollektorstrom des Transistors 196 vermindert
um den Kollektorstrom des Transistors 198. Man erkennt aus
der Figur 6, daß der Kollektorstrom des Transistors 198 durch
die Stromspiegeltransistoren 302, 306 und 310 kopiert wird, um einen im wesentlichen völlig gleichen Kollektorstrom im Transistor
310 hervorzurufen. Der Kollektorstrom des Transistors 196
wird in gleicher Weise durch die Transistoren 352, 356 und 372 kopiert,um einen praktisch identischen Kollektorstrom im Transistor
372 hervorzurufen. Der Kollektorstrom des Transistors 372
wird über die Diode 368 geleitet, die mit dem Transistor 364-einen
hochverstärkenden npn-Stromspiegel bildet, um einen angepaßten Kollektorstrom im Transistor 364- zu erzeugen. Somit ist
der ausgangsseitige AFA-Strom an der Klemme 330 gleich der Differenz zwischen den Kollektor strömen der Transistoren 310 und 364-,
die ihrerseits gleich ist der Differenz zwischen den Kollektorströmen der Transistoren 198 und 196. Der an der Klemme 380 gelieferte
ausgangsseitige AFA-Strom ist in ähnlicher Weise gleich der Differenz zwischen den Kollektorströmen der Transistoren 360
und 314-, die ihrerseits gleich der Differenz zwischen den Kollektorströmen
der Transistoren 196 und 198 ist.
Wenn die Frequenz des vom ZF-Verstärker 130 in Figur 5 gelieferten
ZF-Bildträgers gleich derjenigen Frequenz ist, wo sich die
Frequenzgänge der Resonanzkreise 22 und 26 überschneiden, dann
werden vom Diskriminatornetzwerk an den Außenklemmen 110 und 112
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der integrierten Schaltung gleiche Spannungen erzeugt. Diese Spannungen werden von den Spitzendetektoren 180 und I70 spitzenderaoduliert
und an die Eingänge des Differenzverstärkers I90 gelegt.
Die Folge ist, daß in den Transistoren 196 und I98 im
wesentlichen gleiche Kollektorströme fließen und ihre Differenz keine AFA-Ausgangsströtne an den Klemmen 330 und 380 erzeugt.
Wenn sich jedoch die Frequenz des eingangsseitigen ZF-Signals von der Überschneidungsfrequenz der Resonanzkreise 22 und 26
fortverschiebt, dann bewirken die sich gegenläufig ändernden Spannungen, die an den Klemmen 110 und 112 entwickelt und von
den Spitzendetektoren 180 und 170 demoduliert werden, daß in den Transistoren 196 und 198 gegenläufige Kollektorstromänderungen
hervorgerufen werden. Diese differentiellen Kollektorströme
werden durch den Stromspiegel 300 kombiniert und bewirken, daß an einer der Klemmen 330 und 380 ein Strom in einer
ersten Polarität und an der anderen Klemme ein gleich starker Strom entgegengesetzter Polarität fließt. Diese AFA-Ströme können
dazu herangezogen werden, die Reaktanz eines veränderbaren reaktiven Abstimmelements im Überlagerungsoszillator des Fernsehempfängers
zu ändern.
Die verschiedenen Verschiebungen der ZF-Ftequenz entsprechenden
Beträge der ausgangsseitigen AFA-Ströme werden durch den aus der Diode 252 und dem Transistor 250 gebildeten Stromspiegel
kontrolliert, der die Versorgungsstromquelle für den Differenzverstärker
190 darstellt. Wenn der Anschlußklemme 260 der integrierten
Schaltung ein Eingangsstrom zugeführt wird, wird dieser Strom über die Diode 252 nach Masse geleitet und am Kollektor
des Transistors 250 kopiert. Der Kollektorstrom des Transistors
250 wird durch die Differenzverstärkertransistoren 192 und 194-aufgeteilt
und den Transistoren 196 und 198 zugeführt, an deren
Kollektoren die betreffenden Teilströme erscheinen. Somit wird der dem Stromspiegel 300 zugeführte Gesamtstrom durch den zur
Klemme 260 gegebenen Strom kontrolliert, und entsprechend kontrolliert sind auch die Beträge der ausgangsseitigen AFA-Ströme.
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Es wurde gefunden, daß wenn der Stromspiegel JOO über einen
weiten Bereich von Ausgangsströmen betrieben wird, die durch die Transistoren 302 und 306 und die Transistoren 352 und 356
gebildeten beiden Schleifen unter bestimmten Signal- und Lastbedingungen
zum Schwingen neigen. Diese unerwünschten Schwingungen zu verhindern ist der Grund, weswegen den Emitter-Kollektor-Strecken
der Transistoren 302 und 352 die Kondensatoren
und 558 parallelgeschaltet wurden. Diese Kondensatoren verhindern
Schwingungen in den jeweiligen Transistorschleifen dadurch, daß sie einen einzelnen dominanten Pol in den Wurzelortsdiagrammen
der Übertragungsfunktionen der Schleifen bilden, wodurch der Betrieb des Stromspiegels 300 stabilisiert wird.
Die in Verbindung mit den Figuren 5 und 6 beschriebene AFA-Schaltung
kann dazu verwendet werden, die Kapazität einer abstimmenden Kapazitätsdiode in einem Fernsehempfänger zu ändern, wie es
in Figur 7 veranschaulicht ist. In dieser Figur ist ein Teil der in den Figuren 5 und 6 gezeigten integrierten Schaltung 100 mit
dargestellt, wobei nur diejenigen internen Schaltungselemente, die mit den Außenanschlußklemmen 330 und 260 der integrierten
Schaltung verbunden sind, in Einzelheiten eingezeichnet sind. Bei dieser Ausführungsform der Erfindung wird nur eine der AFA-Ausgangsklemmen
(die Klemme 330) verwendet. Die andere Klemme (380) bleibt ohne Anschluß.
Eine Abstimmspannung für eine Kapazitätsdiode 510 wird von einer
Abstimmspannungsquelle 502 erzeugt. Die Abstimmspannung ändert
sich entsprechend dem gewählten Kanal, auf den der Fernsehempfänger abgestimmt wird. Die von der Abstimmspannungsquelle
gelieferte Spannung V^ wird über einen Widerstand R^ gekoppelt
und der Kathode der Kapazitätsdiode 510 angelegt. Die Abstimmspannung
wird außerdem an einen Widerstand 504 gelegt, um einen
Strom io zu erzeugen, welcher der Klemme 260 der integrierten
Schaltung 100 zugeführt wird. Der Strom ip wird mit einem konstanten
Strom i^ kombiniert, welcher der Klemme 260 aus einer
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Spannungsquelle Vg über einen Widerstand 506 zugeführt wird.
Die Summe der Ströme i^ und ip wird über die Diode 252 und den
Widerstand 254 nach Nasse geleitet, um im Transistor 250 einen
Kollektor strom hervor ziuruf en, der gleich der Summe I^ + ip ist.
Der Kollektorstrom i^ + ip des Transistors 250 wird in der oben
beschriebenen Weise im Differenzverstärker 190 aufgeteilt, um
an der Außenanschlußklemme 330 der integrierten Schaltung einen
ausgangsseitigen differentiellen AFA-Strom i/\-pA zu erzeugen.
Dieser AFA-Strom ijv-pA wird über einen Widerstand fi.j,, geleitet,
um eine AFA-Steuerspannungskomponente über den Widerstand IL an der Kathode der Kapazitätsdiode 510 zu erzeugen. Die Kapazitätsdiode
510 stellt somit eine Kapazität dar, die bestimmt ist
durch die Resultierende der Abstimm- und der AFA-Spannung zwischen ihrer Kathode und Masse. Diese Kapazität ist mit einem Tuner
gekoppelt, um den darin enthaltenen Überlagerungsoszillator auf die richtige Frequenz für die Umsetzung des HF-Signals in das
ZF-Signal abzustimmen.
Die Kapazität der Kapazitätsdiode 510 ändert sich mit der angelegten
Spannung nicht in linearer Weise sondern nichtlinear, wie es mit der Kurve 600 in Figur 8 veranschaulicht ist. Wie
diese Figur zeigt, führt bei einem niedrigen Kanal ein kleiner Ausschlag ^Ϊμ?α im ausgangsseitigen AFA-Strom zu einer kleinen
Spannungsänderung ^V«-p. » die sine Änderung des Kapazitätswerts
der Kapazitätsdiode über einen Bereich ΔC bewirkt. Um jedoch
die gleiche Kapazitätsänderung Δ C bei höheren Kanälen zu bewirken,
muß der AFA-Strom einen größeren Ausschlag Δ i^-ρΛ machen,
um einen größeren Ausschlag ZI Vajia der AFA-Spannung hervorzurufen.
Die Schaltungsanordnung nacfi Figur 7 hat diese Charakteristik,
denn wenn der Fernsehempfänger auf höhere Kanäle umgeschaltet wird, erhöht sich der Strom i2 und die Abstimmspannung,
die von der Abstimmspannungsquelle 502 erzeugt werden. Die Summe der Ströme i,. und ip wird höher, so daß der Klemme 260 der
integrierten Schaltung und dem aus der Diode 252 und dem Transistor
250 bestehenden Stromspiegel mehr Strom zugeführt wird.
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Der vom Transistor 250 an den Differenzverstärker 190 gelieferte
Strom wird daher höher sein, was den Betrag des ausgangsseitigen AFA-Stroms iAFA erhöht. Der größere APA-Strom iy^ "bewirkt einen
größeren Aussschlag der AFA-Spannung an der Kathode der Kapazitätsdiode
510, so daß der Bereich ZlC von Kapazitätswerten,
über den sich die Kapazität der Kapazitätsdiode ändert, im wesentlichen gleich bleibt. Die mit dem Tuner 500 gekoppelte Kapazität
kann somit durch die APA-Schaltung über einen praktisch gleichbleibend breiten Bereich geändert werden, dessen Grenzen sich
verschieben, wenn der Fernsehempfänger von Kanal zu Kanal geschaltet wird.
Während die erfindungsgemäße AFA-Schaltung mit Vorteil in einer
Ausführungsform verwendet werden kann, wie sie in Figur 7 dargestellt
ist und bei welcher der Bereich der Beträge des ausgangsseitigen AFA-Stroms durch Änderung des der Klemme 260 zugeführten
Stroms geändert wird, kann die Schaltung auch leicht dort eingesetzt werden, v/o ein fester AFA-S ignalb er eich benötigt wird. So
läßt sich eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen AFA-Schaltung
dazu verwenden, das AFA-Steuersignal für einen Fernsehempfänger
des Typs CTC-87 zu liefern, der in den ßCA Service Data 197$ Nr. C-2 (herausgegeben von der RCA Corporation, Indianapolis,
Indiana, USA) beschrieben ist und der einen festen AFA-Signalbereich
benutzt. Die AFA-Schaltung nach Figur 7 erzeugt ein ausgangsseitiges
AFA-Signal mit einem vorbestimmten Bereich von Strombeträgen, wenn man an die Außenanschlußklemme 260 der integrierten
Schaltung eine feste Stromquelle anschließt. Dies kann dadurch geschehen, daß man einen äußeren Widerstand 392 zwischen
die Vjypj-Versorgungsklemme 390 und die Klemme 260 schaltet. Der
äußere Widerstand 392 leitet einen konstanten Strom an die Diode 252 und den Transistor 250, so daß letzterer einen konstanten
Emitterstrom für die Aufteilung im Differenzverstärker I90 liefert.
Der Bereich der Strombeträge ist bestimmt durch den für den äußeren Widerstand 392 gewählten Wert, und dies erlaubt es,
das ausgangsseitige AFA-Stromsignal genau an die Erfordernisse des mit diesem Signal zu steuernden Tuners anzupassen.
030020/0708
Claims (1)
- PATENTANWÄLTE I)R. DIETER V. BL^OLl)I)IPL. ING. PETER SCHÜTZ 2 M L A 8 ü 1DIPL. IXG. WOLlXiANG IIEÜSLER *M Λ Il I A-TlIKHKSI A-ST K Λ SSK 22 PONlI-AtII SiI(IIl(III)-SOOO MUENClIUN 8öTELEFON Ο8θ/Ι7β»θβ 476*10HCA 72428 Ks/Ki telex 522β38U.S. Serial No: 955,516 teleghamm sFiled: October 30, 1978RCA Corporation
New York, N.Y., V. St. v. A.Anordnung zum Gewinnen von oignalen zur automatischenFrequenzregelungPatentansprüche1. Frequenzdiskriminierende Anordnung zum Erfassen von Frequenzabweichungen, die ein Eingangssignal gegenüber einer vorbestimmten Bezugsfrequenz hat, gekennzeichnet durch:einen ersten Resonanzkreis (22) mit einer Resonanzfrequenz, die niedriger als die vorbestimmte Bezugsfrequenz ist;einen zweiten Resonanzkreis (26) mit einer Resonanzfrequenz, die höher als die vorbestimmte Bezugsfrequenz ist;eine erste verstärkende Einrichtung (12), die in Reihe
mit dem ersten Resonanzkreis zwischen zwei Klemmen einer Energieversorgungsquelle geschaltet ist und auf das Eingangssignal anspricht, um einen ersten Signalstrom (i,,)Ü3UÜ20/0708 ~2~POSTSCHECK MÜNCHEN NR. 69148 800 · BANKKONTO HYPOBANK MÜNCHEN (BLZ 7OO20O40) KTO. 6060 25 73 78an den ersten Resonanzkreis zu liefern;eine zweite verstärkende Einrichtung (14), die in Reihe mit dem zweiten Resonanzkreis (26) zwischen die beiden Klemmen einer Ehergieversorgungsquelle geschaltet ist und auf das Eingangssignal anspricht, um einen zweiten Signalstrom (i2), der die gleiche Phase wie der erste Signalstrom hat, an den zweiten Resonanzkreis (26) zu liefern;eine Einrichtung (30, 40) zum Fühlen der Beträge der Signalspannungen, die von den Resonanzkreisen an der ersten und der zweiten Klemme aufgrund der gleichphasigen Signalströme entwickelt werden.2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Fühleinrichtung (30, 40) zwei Detektornetzwerke enthält, deren erstes (40) mit dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Resonanzkreis (22) und der ersten verstärkenden Einrichtung (12) gekoppelt ist und deren zweites mit dem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Resonanzkreis (26) und der zweiten verstärkenden Einrichtung (14) gekoppelt ist, um die Spannungsänderungen zu fühlen, die von den Resonanzkreisen an den genannten Verbindungspunkten aufgrund der Eingangssignalströme hervorgerufen werden.3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die gefühlten Spannungsbeträge auf einen Differenzverstärker (50) gekoppelt werden, der daraus ein Ausgangssignal erzeugt, das sich in Richtung und Betrag gemäß der Frequenzabweichung der Eingangssignale von der Bezugsfrequenz ändert.4. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die verstärkenden Einrichtungen und die Detektornetzwerke sowie ihre Verbindungsstellen als integrierte Schaltung auf einem gemeinsamen monolithischen integrierten Schaltungsplättchen30020/070S(100) gebildet sind, wobei jede der besagten Verbindungsstellen außerdem eine Außenanschlußklemme (1,2) des integrierten Schaltungsplättchens aufweist und wobei der erste und der zweite Resonanzkreis (22 und 26) vom Schaltungsplättchen getrennte Teile sind, deren jeder mit einer gesonderten der Anschlußklemmen gekoppelt ist.Anordnung nach Anspruch 3 zur Verwendung in einem Fernsehempfänger, der eine Quelle für eine Abstimmspannung und einen Tuner mit einem reaktiven Element enthält, das auf die Abstimmspannung und ein Signal zur automatischen Frequenzregelung anspricht, um ein Mischsignal zur Umsetzung hochfrequenter Fernsehsignale in zwischenfrequente Fernsehsignale zu erzeugen, die innerhalb eines die vorbestimmte Bezugsfrequenz enthaltenden Bandes liegen, dadurch gekennzeichnet,daß mit dem Differenzverstärker (190) eine Einrichtung (300) gekoppelt ist, welche die Ausgangssignale des Differenzverstärkers kombiniert, um ein Steuersignal zur automatischen Frequenzregelung zu bilden, das sich in Richtung und Betrag gemäß der Frequenzabweichung der Zwischenfrequenzsignale von der vorbestimmten Bezugsfrequenz ändert, unddaß die verstärkenden Einrichtungen (104, 152, 15^0, die Detektornetzwerke (180, 170), der Differenzverstärker (190) und die kombinierende Einrichtung (300) sowie die Verbindungen dieser Teile als integrierte Schaltung auf einem gemeinsamen, monolithischen integrierten Schaltungsplättchen (100) gebildet sind, wobei die genannten Verbindungen außerdem eine erste bzw. eine zweite Außenanschlußklemme (110 bzw. 112) des integrierten Schaltungsplättchens aufweisen, während die Resonanzkreise (22, 26) vom Schaltungsplättchen getrennte Teile sind, die mit der ersten bzw. der zweiten Außenanschlußklemme gekoppelt sind, undÖ30020/070! " 4 "daß das Steuersignal zur automatischen Frequenzregelung über eine dritte Außenanschlußklemme (330) auf das reaktive Element (510) gekoppelt wird, um die Frequenz des Mischsignals zu regeln.6. Anordnung nach Anspruch 5> gekennzeichnet durch eine steuerbare Stromquelle (250-256), die auf dem integrierten Schaltungsplättchen gebildet ist und einen mit einer vierten Außenanschlußklemme (260) gekoppelten Eingang und einen mit dem Differenzverstärker (190) gekoppelten Ausgang hat, und eine Einrichtung (502) zum Anlegen einer Abstimtaspannung an die vierte Außenanschlußklemme, um den Betrag der Summe der Ausgangssignale, der sich für eine gegebene Abweichung der Zwischenfrequenzsignale von der Bezugsfrequenz ergibt, zu ändern.7. Anordnung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß der erste Resonanzkreis eine gegebene Impedanz bei der genannten, unterhalb der vorbestimmten Frequenz liegenden Resonanzfrequenz aufweist und daß der zweite Resonanzkreis bei der über der vorbestimmten Frequenz liegenden Resonanzfrequenz eine Impedanz aufweist, die größer ist als die gegebene Impedanz.8. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Resonanzkreis (22) eine gegebene Impedanz bei seiner Resonanzfrequenz hat und daß der zweite Resonanzkreis (26) bei seiner Resonanzfrequenz eine Impedanz hat, die größer als die gegebene Impedanz ist.9. Anordnung nach Anspruch 8 zur Verwendung in einem Fernsehempfänger, der eine Einrichtung zur Erzeugung eines Zwischenfrequenzsignals enthält, das einen bildmodulierten Träger und einen tonmodulierten Träger aufweist, die einen festen Frequenzabstand voneinander haben, dadurch gekennzeichnet,Ö3OO2O/O7Q0daß eine Einrichtung (190, 500) vorgesehen ist, welche die gefühlten Ausgangssignale kombiniert, um ein Steuersignal zur automatischen Frequenzregelung zu gewinnen, und daß sich die Resonanzkurven des ersten und des zweiten Resonanzkreises (22, 26) derart voneinander unterscheiden, daß die frequenzdiskriminierende Anordnung eine Kennlinie erhält, die für einen ersten Frequenzbereich (4-36) und einen zweiten Frequenzbereich (4-32) eine erste Polarität hat und die für einen dritten Frequenzbereich (434·), der an die Bezugsfrequenz angrenzt und zwischen dem ersten und dem zweiten Frequenzbereich liegt, eine Polarität hat, die der ersten Polarität entgegengesetzt ist.10. Anordnung nach Anspruch 8 oder 9» dadurch gekennzeichnet, daß der Gütefaktor des ersten Resonanzkreises (22) im wesentlichen gleich dem Gütefaktor des zweiten Resonanzkreises (26) ist.11. Anordnung nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Bezugsfrequenz die Sollfrequenz des ZF-BiIdträgers ist und daß der erste Resonanzkreis eine unterhalb dieser Sollfrequenz liegende Resonanzfrequenz hat und daß der zweite Resonanzkreis eine oberhalb dieser Sollfrequenz liegende Resonanzfrequenz hat.12. Anordnung nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, daß sich der erste Frequenzbereich von der Bezugsfrequenz in Richtung höherer Frequenzen erstreckt und daß sich der zweite Frequenzbereich von einer Frequenz, die zwischen den Sollfrequenzen des bildmodulierten Trägers und des tonmodulierten Trägers liegt, in Richtung niedrigerer Frequenzen erstreckt.13. Anordnung nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, daß die Ansprechkennlinie der automatischen Frequenzregelungsein-Ö30020/0708richtung eine Nullachse bei der Bezugsfrequenz schneidet und daß die Summe der Flächen, die von der Kennlinie und der Nullachse im ersten (4-36) und im zweiten (432) Frequenzbereich begrenzt werden, im wesentlichen gleich ist der Fläche, die von der Kennlinie und der Nullachse im
dritten Frequenzbereich (434) begrenzt wird.- 7 Ö30020/070Ö
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US9712312B2 (en) * | 2014-03-26 | 2017-07-18 | Kumu Networks, Inc. | Systems and methods for near band interference cancellation |
US9521023B2 (en) | 2014-10-17 | 2016-12-13 | Kumu Networks, Inc. | Systems for analog phase shifting |
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WO2017106766A1 (en) | 2015-12-16 | 2017-06-22 | Kumu Networks, Inc. | Time delay filters |
US10666305B2 (en) | 2015-12-16 | 2020-05-26 | Kumu Networks, Inc. | Systems and methods for linearized-mixer out-of-band interference mitigation |
US9979374B2 (en) | 2016-04-25 | 2018-05-22 | Kumu Networks, Inc. | Integrated delay modules |
US10454444B2 (en) | 2016-04-25 | 2019-10-22 | Kumu Networks, Inc. | Integrated delay modules |
US10103774B1 (en) | 2017-03-27 | 2018-10-16 | Kumu Networks, Inc. | Systems and methods for intelligently-tuned digital self-interference cancellation |
WO2018183333A1 (en) | 2017-03-27 | 2018-10-04 | Kumu Networks, Inc | Systems and methods for tunable out-of-band interference mitigation |
WO2018183352A1 (en) | 2017-03-27 | 2018-10-04 | Kumu Networks, Inc. | Enhanced linearity mixer |
US10200076B1 (en) | 2017-08-01 | 2019-02-05 | Kumu Networks, Inc. | Analog self-interference cancellation systems for CMTS |
KR102339808B1 (ko) | 2018-02-27 | 2021-12-16 | 쿠무 네트웍스, 아이엔씨. | 구성가능한 하이브리드 자기-간섭 소거를 위한 시스템 및 방법 |
US10868661B2 (en) | 2019-03-14 | 2020-12-15 | Kumu Networks, Inc. | Systems and methods for efficiently-transformed digital self-interference cancellation |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB896688A (en) * | 1959-01-15 | 1962-05-16 | Western Electric Co | Improvements in or relating to frequency discriminators |
GB916160A (en) * | 1958-03-29 | 1963-01-23 | Emi Ltd | Improvements in or relating to frequency discriminator circuits |
US3502988A (en) * | 1966-09-08 | 1970-03-24 | Philco Ford Corp | Tuning circuit including a signal-controlled variable capacitance device |
US3577008A (en) * | 1969-01-22 | 1971-05-04 | Rca Corp | Automatic frequency control apparatus |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB821484A (en) * | 1957-02-21 | 1959-10-07 | Collins Radio Co | Frequency and phase discriminator |
GB1105114A (en) * | 1964-04-13 | 1968-03-06 | Kokusai Electric Co Ltd | Electromechanical resonators and electric circuit devices utilizing the same |
BE711338A (de) * | 1967-03-02 | 1968-07-01 | ||
US3444477A (en) * | 1967-06-26 | 1969-05-13 | Rca Corp | Automatic frequency control apparatus especially suitable for integrated circuit fabrication |
NL173342C (nl) * | 1973-08-03 | 1984-06-18 | Philips Nv | Televisieontvanger met een automatische afstemcorrectieschakeling. |
-
1978
- 1978-10-30 US US05/955,516 patent/US4321624A/en not_active Expired - Lifetime
-
1979
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Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB916160A (en) * | 1958-03-29 | 1963-01-23 | Emi Ltd | Improvements in or relating to frequency discriminator circuits |
GB896688A (en) * | 1959-01-15 | 1962-05-16 | Western Electric Co | Improvements in or relating to frequency discriminators |
US3502988A (en) * | 1966-09-08 | 1970-03-24 | Philco Ford Corp | Tuning circuit including a signal-controlled variable capacitance device |
US3577008A (en) * | 1969-01-22 | 1971-05-04 | Rca Corp | Automatic frequency control apparatus |
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