DE3913025C2 - - Google Patents
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/455—Demodulation-circuits
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- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Video-Zwischenfrequenzsignal-Ver
arbeitungsschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspru
ches 1. Insbesondere dreht es sich um eine Videodetektorschal
tung zum Demodulieren des Videozwischenfrequenzsignals und
zum Erzeugen eines Videosignals.
Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der DE-OS 29 45 563
bekannt, die einen Fernsehempfänger mit einem Demodulator dar
stellt, dessen Bandpaßkennlinie so verläuft, daß an seinem
Ausgang ein Ton-Zwischenfrequenzsignal mit einem geringen An
teil an Videosignalkomponenten behaftet ist. Gemäß der techni
schen Lehre dieser Druckschrift werden einem Phasenkomparator
ein Video-Zwischenfrequenzsignal und ein aus einem Begrenzer
kommendes Signal zugeführt, wobei dann beide Signale mittels
eines Phasenschiebers um etwa 90° phasenverschoben sind.
Ein wesentlicher Nachteil dieser Schaltung liegt darin, daß
eine Einstellung der Phasenverschiebung um exakt 90° nicht
möglich ist, so daß darunter die Qualität des Ton-Zwischenfre
quenzsignals leidet.
Ein weiteres Beispiel aus dem Stand der Technik ist schema
tisch in Fig. 1 dargestellt. Hier wird die Schaltungsanordnung
eines herkömmlichen Fernsehempfängers nach dem Zwischenträ
gersystem gezeigt.
Gemäß Fig. 1 wird ein Fernsehnachrichtensignal von einer
Antenne 11 aufgenommen und in ein Videozwischenfrequenzsignal
mit einer Videoträgerfrequenz fp (45,75 MHz in den USA) mit
tels eines Tuners 13 umgesetzt. Das Videozwischenfrequenzsignal
umfaßt eine Tonzwischenfrequenzsignalkomponente mit einer Ton
trägerfrequenz FS1 (41,25 MHz in USA). Das Videozwischenfre
quenzsignal wird von einem Zwischenfrequenzverstärker 15 ver
stärkt und danach von einer Videodetektorschaltung 17 aufge
nommen, die das Videozwischenfrequenzsignal feststellt und
ein Videodetektorausgangssignal ausgibt, welches eine demodu
lierte Videosignalkomponente und eine Frequenz-umgesetzte Ton
zwischenfrequenzsignalkomponente umfaßt, die eine Tonträger
frequenz fS 2 (4,5 MHz in den USA) aufweist. Die Tonzwischen
frequenzsignalkomponente wird über eine Tonabkoppelschaltung
19 abgekoppelt, so daß nur die demodulierte Videosignalkompo
nente von einer Videoschaltung 21 verarbeitet wird, die vor
einer Fernsehbildröhre 23 sitzt. In einem Tonfilter 25 wird
andererseits die Tonzwischenfrequenzsignalkomponente abge
trennt. Eine Tonzwischenfrequenzdemodulatorschaltung 27 demo
duliert das abgetrennte Tonzwischenfrequenzsignal und erzeugt
ein Tonsignal. Das Tonsignal wird von einem Tonverstärker 29
zur Ausgabe über einen Lautsprecher 31 verstärkt.
Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm einer typischen Schaltungs
struktur des Zwischenfrequenzverstärkers 15 und der Videode
tektorschaltung 17. Das Videozwischenfrequenzsignal aus dem
Tuner 13 wird in ein Bandpaßfilter 33 gegeben, das z.B. von
einem akustischen Oberflächenwellenfilter gebildet wird. Das
Bandpaßfilter 33 weist eine in Fig. 3 gezeigte Bandpaßcha
rakteristik auf, wobei die Durchlaßdämpfung bei -6 dB bei der
Frequenz fp liegt und sich über eine lineare Flanke in einem
Frequenzbereich von fp ± 0,7 MHz ändert. Es ist bekannt, daß
ein normaler Videodetektorausgang über das Bandpaßfilter 33
mit einer solchen Filtercharakteristik erhalten werden kann,
wie dies z.B. in der Druckschrift "Circuit Design of Tele
vision Receiver, Seiten 125-127; RAJIO GIJUTSUSHA, Japan
1968" beschrieben ist.
Das vom Bandpaßfilter 33 gefilterte Videozwischenfrequenz
signal wird von einem Verstärker 35 verstärkt. Der Verstär
ker 35 wird derart über eine automatische Verstärkungsregelung
gesteuert, daß sein Ausgang immer bei einer geeigneten Ampli
tude gehalten wird und zwar auch dann wenn die Amplitude des
einlaufenden Fernsehnachrichtensignals variiert. Der Ausgang
des Verstärkers 35 wird von einer phase locked loop-Schaltung
(PLL) 37 und einer Synchrondetektorschaltung 39 aufgenommen.
Die PLL-Schaltung 37 umfaßt einen spannungsgesteuerten Oszil
lator (VCO) 41, einen Phasenkomparator 43 zum Vergleichen der
Ausgangsphasen des VCO 41 und des Verstärkers 35, ein Schlei
fenfilter 45 zum Filtern des Ausgangs des Phasenkomparators 43
und zum Zuführen des gefilterten Ausgangssignals zum Steuer
eingang des VCO 41. Wenn die PLL-Schaltung 37 eingekoppelt
ist, weist der Ausgang des VCO 41 dieselbe Frequenz und eine
90° Phasendifferenz zum Videoträger (Frequenz fp) des Video
zwischenfrequenzsignals auf. Der Ausgang des VCO 41 wird über
einen Phasenschieber 47 um 90° Phasen verschoben, um phasen
gleich mit dem Videoträger des Videozwischenfrequenzsignals zu
liegen. Das Signal wird dann von der Synchrondetektorschaltung
39 aufgenommen. Auf der Basis der so aufgenommenen Signale ent
steht eine Synchrondetektion des vom Verstärker 35 ausgegebe
nen Videozwischenfrequenzsignals durch die Synchrondetektor
schaltung, um daraus das Videodetektorausgangssignal abzulei
ten.
Bei der zuvor beschriebenen herkömmlichen Videodetektorschal
tung weist die Bandpaßcharakteristik des Bandpaßfilters 33
in der Nähe der Frequenz fp, wie in Fig. 3 gezeigt, eine ab
fallende Flanke auf. Auf diese Weise wird das Videoträger
signal einer Phasenmodulation durch die AM-Komponente des Vi
deozwischenfrequenzsignals unterworfen, wie dies in der obi
gen Druckschrift und in der japanischen Patentanmeldung
61-11 030 beispielsweise beschrieben ist. Der Ausgang des
VCO 41 folgt dem Videoträgersignal exakt phasenmoduliert. Ba
sierend auf dem Ausgang des VCO 41 detektiert die Synchron
detektorschaltung 39 das Videozwischenfrequenzsignal. Auf die
se Weise wird eine Phasenmodulation zur Tonzwischenfrequenz
signalkomponente gemischt, die im Videodetektorausgangssignal
enthalten ist. Die Phasenmodulationskomponente ergibt eine Ton
verzerrung, wenn das Tonzwischenfrequenzsignal frequenz-demo
duliert wird.
Zur Behebung dieses Problems wurde eine in Fig. 4 gezeigte
Schaltung vorgeschlagen, bei der eine zusätzliche Schaltung
40 für ein Tonsignal parallel zur Videodetektorschaltung 17
nach Fig. 2 vorgesehen ist. Die zusätzliche Schaltung 40 weist
dieselbe Schaltungsstruktur auf wie diejenige der Videode
tektorschaltung 17 mit der Ausnahme, daß ein Bandpaßfilter
33a vorgesehen ist, dessen Frequenzcharakteristik in Fig. 5
gezeigt ist. In dieser zusätzlichen Schaltung 40 wird ein Vi
deoträgersignal mit der Frequenz fp ohne Einfluß einer Phasen
modulation durch die Bandpaßcharakteristik A des Bandpaß
filters 33a entnommen, welches symmetrisch zur Frequenz fp ist,
von einem Verstärker 35a verstärkt und als Bezugssignal von
einer PLL-Schaltung 37a, umfassend einen VCO 41a, einen Pha
senkomparator 43a und ein Schleifenfilter 45a, aufgenommen.
Der Ausgang des VCO 41a wird über einen Phasenschieber 47a um
90° Phasen verschoben und von einer Synchrondetektorschaltung
39a aufgenommen. Durch die Bandpaßcharakteristik B des Band
paßfilters 33a wird weiterhin ein Tonzwischenfrequenzsignal
mit einer Tonträgerfrequenz fS 1 herausgezogen, wobei die
Charakteristik B symmetrisch zur Tonträgerfrequenz fS1 ist,
welche von der Synchrondetektorschaltung 39a nach Verstärkung
durch den Verstärker 35a aufgenommen wird. Die Synchrondetek
torschaltung 39a wandelt die Frequenz des aufgenommenen Ton
zwischenfrequenzsignals auf der Basis des Ausgangs des Pha
senschiebers 47a und gibt ein Tonzwischenfrequenzsignal mit
der Tonträgerfrequenz fS 2 (fS 2=fp-fS 1) aus. Der Ausgang
des VCO 41a enthält keine Phasenmodulationskomponente, da der
Ausgang des Bandpaßfilters 33a keine Phasenmodulationskompo
nente wie oben beschrieben enthält. Aus diesem Grund umfaßt das
Tonzwischenfrequenzsignal aus der Tondetektorschaltung 39a
keine phasenmodulierte Komponente, so daß keine Phasenverzer
rung entsteht wenn das Tonzwischenfrequenzsignal frequenz-de
moduliert wird.
Bei diesem System werden jedoch zwei Schaltungen mit der in
Fig. 2 gezeigten Struktur benötigt, was die Schaltungsstruktur
komplizierter macht und die Kosten hebt. Darüber hinaus werden
zwei VCOs 41 und 41a benötigt, was die Anzahl der Teile ver
größert (dies ist insbesondere bei Herstellung von integrier
ten Schaltungen ungünstig) und was darüber hinaus den Rausch
abstand verringert.
Daher ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Video-
Zwischenfrequenzsignal-Verarbeitungsschaltung der eingangs
genannten Art dahingehend weiterzubilden, daß ein korrekt de
moduliertes Videosignal und ein Tonzwischenfrequenzsignal er
zeugt werden können, die keine phasenmodulierten Komponenten
aufweisten. Diese Aufgabe wird durch die
kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Gemäß der vorliegenden Erfindung verschieben die automatischen
Phasenschiebereinrichtungen automatisch das PLL-Signal hin
sichtlich seiner Phase, das vom VCO der PLL-Schaltung abgege
ben wird, so daß beide Signale, die in die Synchrondetektor
schaltung eingegeben werden, phasengleich sind. Auf diese Wei
se erzeugt die Synchrondetektorschaltung ein Videodetektoraus
gangssignal, welches ein korrekt demoduliertes Videosignal und
ein Tonzwischenfrequenzsignal umfaßt, das keine Phasenmodu
lationskomponente aufweist.
Es folgt eine Beschreibung bevorzugter Aus
führungsformen der Erfindung, die im folgenden anhand von Ab
bildungen näher erläutert werden. Hierbei zeigt
Fig. 1 ein Blockdiagramm der Schaltungsstruktur eines her
kömmlichen Fernsehempfängers vom Zwischenträgersystem,
Fig. 2 ein Blockdiagramm einer herkömmlichen Videodetektor
schaltung
Fig. 3 eine graphische Darstellung der Bandpaßcharakteristik
eines Bandpaßfilters aus der Schaltung nach Fig. 2,
Fig. 4 ein Blockdiagramm zur Erläuterung einer anderen her
kömmlichen Videodetektorschaltung,
Fig. 5 eine graphische Darstellung der Bandpaßcharakteri
stik eines Bandpaßfilters aus der Schaltung nach
Fig. 4
Fig. 6 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform einer Video-
Zwischenfrequenzsignal-Verarbeitungsschaltung gemäß
der Erfindung,
Fig. 7 eine graphische Darstellung der Bandpaßcharakteristik
eines Bandpaßfilters aus Fig. 6,
Fig. 8 eine Schaltung eines Ausführungsbeispiels einer auto
matischen Phasenschiebereinrichtung aus der Schaltung
nach Fig. 6,
Fig. 9 ein Blockdiagramm einer anderen bevorzugten Ausfüh
rungsform einer Video-Zwischenfrequenzsignal-Verarbei
tungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung und
Fig. 10 eine graphische Darstellung der Bandpaßcharakteristik
eines Bandpaßfilters aus der Schaltung nach Fig. 9.
Fig. 6 zeigt ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungs
form einer Video-Zwischenfrequenzsignal-Verarbeitungsschaltung
gemäß der vorliegenden Erfindung. Bei dieser Anordnung wird
ein Videozwischenfrequenzsignal, das von einem Zwischenfre
quenzverstärker 15 (s. Fig. 1) ausgegeben wird, von einem er
sten Bandpaßfilter 51 und einem zweiten Bandpaßfilter 53
aufgenommen. Das erste Bandpaßfilter 51 weist dieselbe Band
paßcharakteristik P auf, wie sie in Fig. 7 gezeigt ist, wo
bei diese Filtercharakteristik symmetrisch zur Videoträger
frequenz fp des Videozwischenfrequenzsignals in einem relativ
engen Frequenzbereich ist. Das zweite Bandpaßfilter 53 weist
eine herkömmliche Bandpaßcharakteristik Q auf, die in Fig. 7
gezeigt ist, und die zum Demodulieren eines Videozwischenfre
quenzsignals notwendig ist, um ein herkömmliches Videosignal
zu erzeugen. Diese Bandpaßcharakteristik Q ist im wesentli
chen dieselbe wie sie in Fig. 3 gezeigt ist. Diese Bandpaß
filter 51 und 53 können als akustische Oberflächenwellenfilter
ausgebildet sein. Weiterhin können diese als diskrete Elemen
te oder als einziges Elemente auf einem einzigen Substrat aus
gebildet sein. Wenn zwei diskrete Elemente vorgesehen sind,
ist es von Vorteil, wenn der Freiheitsgrad bei der Auswahl der
zwei Arten von akustischen Oberflächenwellenfiltern groß ist.
Bei einem einzigen, auf einem einzigen Substrat ausgebildeten
Element ist es von Vorteil, wenn die Beträge der Phasenverzö
gerung der beiden Bandpaßfilter 51 und 53 einander gleich
sind.
Das erste Bandpaßfilter 51 gibt die Videoträgerkomponente des
Videozwischenfrequenzsignals ab. Dieser Ausgang des ersten
Bandpaßfilters 51 wird von einem ersten Verstärker 55 ver
stärkt und von einer nachgeschalteten Stufe aufgenommen. Das
zweite Bandpaßfilter 53 gibt ein Videozwischenfrequenzsignal
ab, das eine vorbestimmte Frequenzcharakteristik aufweist.
Dieser Ausgang des zweiten Bandpaßfilters 53 wird von einem
zweiten Verstärker 57 verstärkt und von einer nachgeschalteten
Stufe aufgenommen. Der erste und der zweite Verstärker 55 und
57 können gleiche oder verschiedene Schaltungen aufweisen und
mit der gleichen Verstärkung bzw. mit verschiedenen Verstär
kungen gesteuert werden, wenn eine Verstärkungssteuerung durch
geführt wird. Wenn die Schaltungsstrukturen und die Verstär
kungsbeträge in der Verstärkungssteuerung des ersten und des
zweiten Verstärkers 55 und 57 gleich sind, so werden die Pha
senverzögerungsbeträge der Verstärker 55 und 57 einander
gleich. Wenn die Verstärkungen verschieden sind, so wird der
Freiheitsgrad bei der Auswahl der Schaltungen groß, so daß
eine Einstellung vorgenommen werden kann.
Die Videoträgerkomponente des Videozwischenfrequenzsignals,
die vom ersten Verstärker 55 verstärkt wurde gelangt in eine
PLL-Schaltung 59, die einen VCO 61 einen Phasenkomparator 63
zum Vergleichen der Phasen des Ausgangs des VCOs 61 mit dem
Ausgang des ersten Verstärkers 55 und ein Schleifenfilter 65
umfaßt, um den Ausgang des Phasenkomparators 63 zu filtern und
das gefilterte Signal dem Steuereingang des VCO 61 zuzuführen.
Das Bandpaßfilter 51 weist eine Bandpaßcharakteristik P auf,
wie sie in Fig. 7 gezeigt ist, wobei diese Filtercharakteri
stik P symmetrisch zur Videoträgerfrequenz fp des Videozwi
schenfrequenzsignals liegt, wie dies oben beschrieben wurde.
Durch diese Schaltung weist die durch das Bandpaßfilter 51
gewonnene Videoträgerkomponente des Videozwischenfrequenz
signals keine Phasenmodulation aufgrund einer AM-Komponente
des Videozwischenfrequenzsignals auf. Aus diesem Grund weist
der Ausgang des VCO 61 dieselbe Frequenz und eine exakte Pha
senverschiebung um 90° zum Videoträger des Videozwischenfre
quenzsignals auf, wenn die PLL-Schaltung 59 an die Phase ge
koppelt ist.
Der Ausgang des VCO 61 ist auf eine automatische Phasensteuer
schleife 67 geführt, die einen automatischen Phasenschieber 69
umfaßt, um den Ausgang des VCO 61 hinsichtlich seiner Phase zu
verschieben, wobei weiterhin ein Phasenkomparator 71 vorgese
hen ist, um die Phase eines Ausgangssignals des automatischen
Phasenschiebers 69 mit der Phase des Ausgangssignals des zwei
ten Verstärkers 57 zu vergleichen. Weiterhin ist ein Tiefpass
filter vorgesehen, um eine Hochfrequenzkomponente aus dem
Ausgangssignal des Phasenschiebers 71 herauszufiltern und die
ses Signal dem Steuereingang des automatischen Phasenschiebers
69 zuzuführen. Durch die automatische Phasensteuerschleife 67
wird der Ausgang des automatischen Phasenschiebers 69 immer
bei einer Phasendifferenz von exakt 90° zum Ausgang des zweiten
Verstärkers 57 gehalten.
Fig. 8 zeigt ein Schaltungsbeispiel eines automatischen Pha
senschiebers 69. Dieser automatische Phasenschieber 69 weist
einen Eingangsanschluß 81 zum Aufnehmen eines Ausgangssignals
des VCO 61 auf. Es ist ein Ausgangsanschluß vorgesehen, um ein
Signal abzugeben, welches hinsichtlich seiner Phase um einen
vorbestimmten Betrag zum Ausgang des VCO 61 verschoben ist.
Ein Paar von Steuereingangsanschlüssen 85a und 85b ist vorge
sehen, um den Ausgang des Tiefpaßfilters 73 aufzunehmen. Der
Ausgang des VCO 61, der am Eingangsanschluß 88 liegt, wird um
45° über einen Reihenwiderstand R1 und einen Parallelkonden
sator C1 verschoben. Dieses Signal wird der Basis eines Tran
sistors Q1 zugeführt. Weiterhin wird das Signal um 45° über
einen Reihenkondensator C2 und einen Parallelwiderstand R2
voreilend verschoben und der Basis eines Transistors Q2 zuge
führt. Die Transistoren Q1 und Q2 wirken nun derart, daß die
Kollektorströme I1 und I2 in Übereinstimmung mit den an den
Basen anliegenden Signalen gesteuert werden. Auf diese Weise
weist der Strom I1 eine Phasenverzögerung um 45° zum Ausgang
des VCO 61 und der Strom I2 eine um 45° voreilende Phase auf.
Diese Ströme I1 und I2 werden über einen Differenzverstärker
mit Transistoren Q3 und Q4 bzw. einem Differenzverstärker mit
Transistoren Q5 und Q6 in Übereinstimmung mit Steuersignalen
an Steuereingängen 85a und 85b verbunden und fließen durch
einen Widerstand R3. Am Anschluß 83 liegt in Übereinstimmung
mit dem Spannungsabfall am Widerstand R3 ein Ausgangssignal an.
Wenn die Gleichspannung am Steuereingangsanschluß 85a hinrei
chend höher ist als diejenige am Steuereingang 85b, so sind
die Transistoren Q3 und Q6 leitend, die Transistoren Q4 und Q5
gesperrt. Demzufolge fließt der Kollektorstrom I2 des Transi
stors Q2 durch den Widerstand R3. Aus diesem Grund wiederum
wird das Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 83 um 45° zum Aus
gangssignal des VCO 61 nach vorn verschoben. Wenn die Gleich
spannung am Steuereingangsanschluß 85b hinreichend größer ist
als die am Steuereingang 85a, so befinden sich die Transisto
ren Q4 und Q5 im durchgesteuerten und die Transistoren Q3 und
Q6 im gesperrten Zustand. Der Kollektorstrom I1 des Transistors
Q1 fließt dann durch den Widerstand R3. Aus diesem Grund ist
das Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 83 um 45° zum Ausgangs
signal des VCO 61 phasenverzögert. Auf diese Weise wird das
Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 83 in einen Bereich von +45°
bis -45° zum Ausgangssignal des VCO 61 verschoben.
Wenn man nun die Schaltung so auslegt, daß der Ausgang des Pha
senkomparators 71 Null wird, wenn also die Spannungsdifferenz
zwischen den Steuereingangsanschlüssen 85a und 85b dann Null
wird, wenn der Ausgang des automatischen Phasenschiebers 69 und
des zweiten Verstärkers 57 eine Phasendifferenz von 90° aufwei
sen, so wird der Ausgang des automatischen Phasenschiebers 69
immer in einer Phasendifferenz von exakt 90° zum Ausgang des
zweiten Verstärkers 57 gehalten. Dies bedeutet, daß auch dann,
wenn das Videoträgersignal des Videozwischenfrequenzsignals mit
einer AM-Komponente des Videozwischenfrequenzsignals phasenmo
duliert ist (aufgrund der linear fallenden Flanke der Bandpaß
charakteristik Q des zweiten Bandpaßfilters 53 in der Nähe der
Frequenz fp, wie oben beschrieben), oder wenn die Phasenverzö
gerungsbeträge der Signale sich voneinander unterscheiden (auf
grund der Verwendung verschiedener Strukturen für das erste und
das zweite Bandpaßfilter 51 und 53 oder den ersten und den
zweiten Verstärker 55 und 57), so folgt dennoch der Ausgang des
automatischen Phasenschiebers 69 exakt dieser Phasenverände
rung.
Der Ausgang des automatischen Phasenschiebers 69 wird über einen
Phasenschieber 75 um 90° phasenverschoben, um phasengleich zum
Videoträgersignal des Videozwischenfrequenzsignals zu werden,
das aus dem zweiten Verstärker 57 kommt. Dieses Signal wird dann
von der Synchrondetektorschaltung 77 aufgenommen. Auf der Ba
sis dieses Signals detektiert die Synchrondetektorschaltung 77
das Videozwischenfrequenzsignal aus dem zweiten Verstärker 57
und leitet hieraus ein Videodetektorausgangssignal ab. Das
Videodetektorausgangssignal wird so exakt aus dem Videozwischen
frequenzsignal demoduliert. Ein Tonzwischenfrequenzsignal, das
im Videodetektorausgangssignal enthalten ist, enthält keine
Phasenmodulationskomponente, so daß es keine Tonverzerrungen
auch dann gibt, wenn das Tonzwischenfrequenzsignal frequenzde
moduliert ist.
Fig. 9 zeigt ein Blockdiagramm einer anderen bevorzugten Aus
führungsform der Video-Zwischenfrequenzsignal-Verarbeitungs
schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Diese Video-Zwi
schenfrequenzsignal-Verarbeitungsschaltung umfaßt eine zweite
Snychrondetektorschaltung 79, die parallel zu einem Phasenkom
parator 63 zusätzlich zur Struktur der Videozwischenfrequenz
signalverarbeitungsschaltung nach Fig. 6 angeordnet ist. Ein
erstes und ein zweites Bandpaßfilter 51 und 53 sind vorgesehen
und weisen Bandpaßcharakteristiken R bzw. S auf, wie sie in
Fig. 10 gezeigt sind. Diese Bandpaßcharakteristiken sind im
wesentlichen dieselben wie in den Fig. 3 und 5.
Durch die Schaltung nach Fig. 9 wird ein Videosignal aus einem
Videozwischenfrequenzsignal aufgrund einer Wirkungsweise gene
riert, die ähnlich der Schaltung nach Fig. 6 ist. Hierbei nimmt
die Synchrondetektorschaltung 79 den Ausgang eines VCO 61 und
den Ausgang eines ersten Verstärkers 55 auf, um eine Synchron
detektionsverarbeitung durchzuführen. Der VCO 61 schwingt bei
einer Frequenz fp, wenn eine PLL-Schaltung 59 in Phase ist, so
daß ein Tonzwischenfrequenzsignal der Frequenz fS 1 im Ausgang
des ersten Verstärkers 55 hinsichtlich seiner Frequenz durch
die Synchrondetektorschaltung 79 gewandelt wird und als zwei
tes Tonzwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz fS 2 (fS 2=fp
-FS 1) ausgegeben wird. Das zweite Tonzwischenfrequenzsignal
weist keine Phasenmodulationskomponente auf da der Ausgang des
Bandpaßfilters 51, wie oben beschrieben, keine Phasenmodula
tionskomponente aufweist (wie dies bezüglich des Bandpaßfil
ters 51 nach Fig. 6 gilt). Auf diese Weise ergibt sich keine
Tonverzerrung, wenn dieses zweite Tonzwischenfrequenzsignal
frequenzdemoduliert wird.
Bei den oben beschriebenen Ausführungsformen kann der 90°
Phasenschieber 75 fortgelassen werden, indem man die automati
sche Phasensteuerschaltung 67 so ausbildet, daß der Ausgang des
automatischen Phasenschiebers 69 phasengleich zum Ausgang des
zweiten Bandpaßfilters 53 liegt.
Claims (7)
1. Video-Zwischenfrequenzsignal-Verarbeitungsschaltung, mit
Eingangseinrichtungen zum Eingeben eines Videozwischen
frequenzsignals mit einer Videoträgerfrequenz fp,
gekennzeichnet durch
ein erstes Filter (51), das mit den Eingangseinrichtungen verbunden ist und eine erste Bandpaßcharakteristik (P) aufweist, die symmetrisch zur Frequenz fp in einem rela tiv engen Frequenzbereich ist, um das Videozwischenfre quenzsignal über die erste Bandpaßcharakteristik (P) zu filtern und einen ersten Filterausgang auszugeben,
ein zweites Filter (53), das mit den Eingangseinrichtungen verbunden ist und eine zweite Bandpaßcharakteristik (Q) aufweist, die zum Demodulieren des Video-Zwischenfre quenzsignals und zum Generieren eines herkömmlichen Vi deosignals notwendig ist, zum Filtern des Video-Zwischen frequenzsignals über die zweite Bandpaßcharakteristik (Q), und um es einen zweiten Filterausgang auszugeben, eine PLL-Schaltung (59), die mit dem ersten Filter (51) verbunden ist und einen spannungsgesteuerten Oszillator (61) umfaßt, um ein PLL-Signal abzuleiten, das mit dem Video-Zwischenfrequenzsignal des ersten Filterausgangs durch den spannungsgesteuerten Oszillator (61) phasen gekoppelt ist, automatische Phasenschiebereinrichtungen, die mit dem zweiten Filter (53) und der PLL-Schaltung (59) ver bunden sind, um das PLL-Signal so in seiner Phase zu ver schieben, daß der zweite Filterausgang und das PLL-Signal auf die gleiche Phase verschoben werden, und durch eine Synchrondetektorschaltung (77), die mit dem zweiten Filter (53) und den automatischen Phasenschiebereinrich tungen (67) verbunden sind, um den zweiten Filterausgang auf der Basis des PLL-Signals aus den automatischen Pha senschiebereinrichtungen (69) synchron zu detektieren und ein Videodetektorausgangssignal abzugeben.
ein erstes Filter (51), das mit den Eingangseinrichtungen verbunden ist und eine erste Bandpaßcharakteristik (P) aufweist, die symmetrisch zur Frequenz fp in einem rela tiv engen Frequenzbereich ist, um das Videozwischenfre quenzsignal über die erste Bandpaßcharakteristik (P) zu filtern und einen ersten Filterausgang auszugeben,
ein zweites Filter (53), das mit den Eingangseinrichtungen verbunden ist und eine zweite Bandpaßcharakteristik (Q) aufweist, die zum Demodulieren des Video-Zwischenfre quenzsignals und zum Generieren eines herkömmlichen Vi deosignals notwendig ist, zum Filtern des Video-Zwischen frequenzsignals über die zweite Bandpaßcharakteristik (Q), und um es einen zweiten Filterausgang auszugeben, eine PLL-Schaltung (59), die mit dem ersten Filter (51) verbunden ist und einen spannungsgesteuerten Oszillator (61) umfaßt, um ein PLL-Signal abzuleiten, das mit dem Video-Zwischenfrequenzsignal des ersten Filterausgangs durch den spannungsgesteuerten Oszillator (61) phasen gekoppelt ist, automatische Phasenschiebereinrichtungen, die mit dem zweiten Filter (53) und der PLL-Schaltung (59) ver bunden sind, um das PLL-Signal so in seiner Phase zu ver schieben, daß der zweite Filterausgang und das PLL-Signal auf die gleiche Phase verschoben werden, und durch eine Synchrondetektorschaltung (77), die mit dem zweiten Filter (53) und den automatischen Phasenschiebereinrich tungen (67) verbunden sind, um den zweiten Filterausgang auf der Basis des PLL-Signals aus den automatischen Pha senschiebereinrichtungen (69) synchron zu detektieren und ein Videodetektorausgangssignal abzugeben.
2. Video-Zwischenfrequenzsignal-Verarbeitungsschaltung nach
Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die automatischen
Phasenschiebereinrichtungen eine automatische Phasen
steuerschleife umfassen, die einen automatischen Phasenschie
ber (69) aufweist, der mit der PLL-Schaltung (59) verbunden
ist und ein Steuersignal zum Phasenverschieben des PLL-
Signals um einen Betrag aufnimmt, der mit dem Steuersignal
übereinstimmt, wobei weiterhin ein Phasenkomparator (71)
vorgesehen ist, der mit dem zweiten Filter (53) und dem
automatischen Phasenschieber (69) verbunden ist, um einen
Phasenvergleich zwischen dem zweiten Filterausgang mit dem
PLL-Signal aus dem automatischen Phasenschieber (69) durch
zuführen und einen Vergleichsausgang abzugeben, wobei
schließlich ein drittes Filter (73) vorgesehen und mit dem
Phasenkomparator (71) und dem automatischen Phasenschieber
(69) verbunden ist, um den Vergleichsausgang zu filtern
und das Steuersignal abzugeben und dem automatischen Pha
senschieber (69) zuzuführen.
3. Video-Zwischenfrequenzsignal-Verarbeitungsschaltung nach
einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die automatischen Phasenschiebereinrichtung (67) wei
terhin einen Phasenschieber (75) umfassen, der mit dem
automatischen Phasenschieber (69) verbunden ist, um das
aus dem automatischen Phasenschieber (69) ausgegebene
PLL-Signal um einen vorbestimmten Betrag hinsichtlich
seiner Phase zu verschieben.
4. Video-Zwischenfrequenzsignal-Verarbeitungsschaltung nach
einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß der Phasenschieber einen 90° Phasenschieber (75) umfaßt,
um das PLL-Signal aus dem automatischen Phasenschieber (69)
um 90° zu verschieben.
5. Video-Zwischenfrequenzsignal-Verarbeitungsschaltung nach
einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß der automatische Phasenschieber (67) umfaßt:
einen ersten Eingangsanschluß (81) zum Aufnehmen des PLL- Signals,
einen zweiten Eingangsanschluß (85a, 85b) zum Aufnehmen des Steuersignals,
einen Ausgangsanschluß (83),
eine Phasenverzögerungsschaltung (R1, C1), die mit dem ersten Eingangsanschluß (81) verbunden ist, um die Phase des PLL- Signals um einen ersten vorbestimmten Phasenbetrag zu ver zögern und ein verzögertes Signal abzugeben,
eine Phasenvorrückschaltung (C2; R2), die mit dem ersten Eingangsanschluß (81) verbunden ist, um das PLL-Signal um eine vorbestimmte Phase vorzurücken und ein Vorrücksignal abzugeben,
eine Zusammensetzschaltung (Q1-Q6; R3), die mit dem zwei ten Eingangsanschluß (85a, 85b), der Phasenverzögerungs schaltung (R1, C1), der Phasenvorrückschaltung (C2, R2) und dem Ausgangsanschluß (83) verbunden ist, um das verzö gerte Signal und das vorgerückte Signal in einem Verhältnis zusammenzusetzen, welches dem Steuersignal entspricht, und um das PLL-Signal auszugeben, das in seiner Phase um einen Phasenbetrag verschoben ist, der dem Steuersignal entspricht.
einen ersten Eingangsanschluß (81) zum Aufnehmen des PLL- Signals,
einen zweiten Eingangsanschluß (85a, 85b) zum Aufnehmen des Steuersignals,
einen Ausgangsanschluß (83),
eine Phasenverzögerungsschaltung (R1, C1), die mit dem ersten Eingangsanschluß (81) verbunden ist, um die Phase des PLL- Signals um einen ersten vorbestimmten Phasenbetrag zu ver zögern und ein verzögertes Signal abzugeben,
eine Phasenvorrückschaltung (C2; R2), die mit dem ersten Eingangsanschluß (81) verbunden ist, um das PLL-Signal um eine vorbestimmte Phase vorzurücken und ein Vorrücksignal abzugeben,
eine Zusammensetzschaltung (Q1-Q6; R3), die mit dem zwei ten Eingangsanschluß (85a, 85b), der Phasenverzögerungs schaltung (R1, C1), der Phasenvorrückschaltung (C2, R2) und dem Ausgangsanschluß (83) verbunden ist, um das verzö gerte Signal und das vorgerückte Signal in einem Verhältnis zusammenzusetzen, welches dem Steuersignal entspricht, und um das PLL-Signal auszugeben, das in seiner Phase um einen Phasenbetrag verschoben ist, der dem Steuersignal entspricht.
6. Video-Zwischenfrequenzsignal-Verarbeitungsschaltung nach
einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Phasenverzögerungsschaltung einen Reihenwiderstand
(R1) und einen Parallelkondensator (C1) umfaßt, die mit
dem ersten Eingangsanschluß (81) verbunden sind, und daß die
Phasenvorrückschaltung einen Serienkondensator (C2) und
einen parallelen Widerstand (R2) umfaßt, die mit dem ersten
Eingangsanschluß (81) verbunden sind.
7. Video-Zwischenfrequenzsignal-Verarbeitungsschaltung nach
einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß der zweite Eingangsanschluß einen ersten und einen zwei
ten Steueranschluß (85a, 85b) umfaßt, wobei die Zusammen
setzschaltung umfaßt:
eine erste und eine zweite Stromquelle (Vcc),
einen ersten Transistor (Q1), der mit einer Steuerelektrode an der Phasenverzögerungsschaltung (R1, C1) liegt und ein verzögertes Signal aufnimmt, und der eine erste, an die erste Stromquelle (Vcc) gekoppelte Elektrode sowie eine zweite Elektrode aufweist,
einen zweiten Transistor (Q2), dessen Steuerelektrode an der Phasenvorrückschaltung (C2, R2) liegt und ein Vorrücksignal aufnimmt und der eine erste, an die erste Stromquelle (Vcc) gekoppelte Elektrode sowie eine zweite Elektrode aufweist,
einen ersten Differenzverstärker mit einem dritten und einem vierten Transistor (Q3, Q4), die miteinander verbundene er ste Elektroden aufweisen, welche mit der zweiten Elektrode des ersten Transistors (Q1) verbunden sind, wobei der drit te Transistor (Q3) eine Steuerelektrode aufweist, die mit dem ersten Steuereingang (85a) verbunden ist und der eine zweite Elektrode aufweist, die mit der zweiten Stromquelle (Vcc) verbunden ist, wobei der vierte Transistor (Q4) eine Steuerelektrode aufweist, die mit dem zweiten Steuereingang (85b) gekoppelt ist und der eine zweite Elektrode aufweist, die mit dem Ausgangsanschluß (83) verbunden ist,
einen zweiten Differenzverstärker mit einem fünften und einem sechsten Transistor (Q5, Q6), deren erste Elektroden miteinander und mit der zweiten Elektrode des zweiten Tran sistors (Q2) verbunden sind, wobei der fünfte Transistor (Q5) eine Steuerelektrode aufweist, die mit dem zweiten Steuereingang (85b) verbunden ist und eine zweite Elektrode, die mit der zweiten Stromquelle (Vcc) verbunden ist, wobei der sechste Transistor (Q6) eine Steuerelektrode aufweist, die mit dem ersten Steuereingang (85a) verbunden ist, und der eine zweite Elektrode aufweist, die mit dem Ausgangsanschluß (83) verbunden ist, und
einen Widerstand (R3), der zwischen dem Ausgangsanschluß und der zweiten Stromquelle (Vcc) angeordnet ist.
eine erste und eine zweite Stromquelle (Vcc),
einen ersten Transistor (Q1), der mit einer Steuerelektrode an der Phasenverzögerungsschaltung (R1, C1) liegt und ein verzögertes Signal aufnimmt, und der eine erste, an die erste Stromquelle (Vcc) gekoppelte Elektrode sowie eine zweite Elektrode aufweist,
einen zweiten Transistor (Q2), dessen Steuerelektrode an der Phasenvorrückschaltung (C2, R2) liegt und ein Vorrücksignal aufnimmt und der eine erste, an die erste Stromquelle (Vcc) gekoppelte Elektrode sowie eine zweite Elektrode aufweist,
einen ersten Differenzverstärker mit einem dritten und einem vierten Transistor (Q3, Q4), die miteinander verbundene er ste Elektroden aufweisen, welche mit der zweiten Elektrode des ersten Transistors (Q1) verbunden sind, wobei der drit te Transistor (Q3) eine Steuerelektrode aufweist, die mit dem ersten Steuereingang (85a) verbunden ist und der eine zweite Elektrode aufweist, die mit der zweiten Stromquelle (Vcc) verbunden ist, wobei der vierte Transistor (Q4) eine Steuerelektrode aufweist, die mit dem zweiten Steuereingang (85b) gekoppelt ist und der eine zweite Elektrode aufweist, die mit dem Ausgangsanschluß (83) verbunden ist,
einen zweiten Differenzverstärker mit einem fünften und einem sechsten Transistor (Q5, Q6), deren erste Elektroden miteinander und mit der zweiten Elektrode des zweiten Tran sistors (Q2) verbunden sind, wobei der fünfte Transistor (Q5) eine Steuerelektrode aufweist, die mit dem zweiten Steuereingang (85b) verbunden ist und eine zweite Elektrode, die mit der zweiten Stromquelle (Vcc) verbunden ist, wobei der sechste Transistor (Q6) eine Steuerelektrode aufweist, die mit dem ersten Steuereingang (85a) verbunden ist, und der eine zweite Elektrode aufweist, die mit dem Ausgangsanschluß (83) verbunden ist, und
einen Widerstand (R3), der zwischen dem Ausgangsanschluß und der zweiten Stromquelle (Vcc) angeordnet ist.
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