DE2649933A1

DE2649933A1 - Gesteuerter oszillator

Info

Publication number: DE2649933A1
Application number: DE19762649933
Authority: DE
Inventors: Leopold Albert Harwood
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1975-11-19
Filing date: 1976-10-29
Publication date: 1977-06-02
Also published as: FI763253A; FI64257B; NL7612842A; SU1145943A3; GB1560080A; JPS5842644B2; IT1068783B; DE2649933C2; SE431928B; BR7607655A; YU37461B; YU272776A; AU504622B2; ES453467A1; US4020500A; AR208844A1; ATA863676A; ZA766798B; DK152868C; AU1962176A

Description

7994-76 Ks/Ri O C / Q cm

ECA 68,884- ZD ^y Cl O O

U.S. Serial No: 633,462 γλτκχτλλ walte

Filed: November 19, 1975 du. ikg. ehnbt sommkhfeld

DK. DIKTEK V. 3UiZOLD

DIPL. ING. PKTER SCHÜTZ

DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

D-8 MUEN-CHEN 80

MAIUA-TIIEHKSIA-'STHASSE 22 POSTFACH 8000 08

RCA Corporation New York, N.Y., V.St.v.A.

Gesteuerter Oszillator

Die Erfindung bezieht sich auf Oszillatorschaltungen und betrifft speziell spannungsgesteuerte Oszillatoren, deren Amplituden- und Phasenverhalten gut reproduzierbar ist und die bezüglich einer bevorzugten Betriebsphase und -frequenz steuerbar sind.

Besonderes Anwendungsgebiet der Erfindung sind integrierte Schaltungen. Unter einer "integrierten Schaltung" sei hier ein eine Einheit bildendes oder monolithisches Halbleitergerät oder Schaltungsplättchen verstanden, welches das Äquivalent eines Netzwerks aus untereinander verbundenen aktiven und passiven Schaltungselementen ist·

In verschiedensten elektrischen Geräten werden steuerbare Oszillatoren benötigt, die einen im wesentlichen symmetrischen Steuerbereich haben und deren Verhalten von Stück zu Stück reproduzierbar ist. Diese Eigenschaften wünscht man sich besonders bei spannungsgesteuerten Oszillatoren, wie sie gewöhnlich im Farbartkanal eines Farbfernsehempfängers eingesetzt werden, um ein Bezugssignal zur Demodulation der empfangenen Farbartinformation bereitzustellen,

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Solche Oszillatoren werden typischerweise mittels einer Spannung gesteuert, die proportional der Phasen- und/oder Frequenzdifferenz zwischen dem lokal erzeugten Oszillator-Referenzsignal und der Färbsynchronkomponente ("Bursf'-Signal) des empfangenen Farbartsignals ist«

Bekannte spannungsgesteuerte Oszillatoren enthalten häufig ein oder mehrere ohmisch-kapazitive Phasenverschiebungsnetzwerke (RG-Phasenschieber) in der Rückkopplungsschleife des Oszillators, um einen symmetrischen Steuerbereich für den Oszillator zu erhalten. Die Phasenschieber können entweder Komponenten mit festen Werten aufweisen, um ein vorbestimmtes Phasenverschiebungsmaß zu bringen, oder sie können veränderliche Komponenten aufweisen, die durch eine zugeordnete Schaltung abhängig von einem geeigneten Steuersignal beeinflußt werden, welches charakteristisch für die gewünschte Betriebsphase und -frequenz des Oszillators ist.

Spannungsgesteuerte Oszillatoren, die RC-Phasenschieber für die oben genannten Zwecke enthalten, können unerwünschterweise einen unsymmetrischen Steuerbereich haben. Beispielsweise kann das Betriebsverhalten des Phasenschiebers durch mancherlei Faktoren gestört oder nachteilig beeinflußt sein, etwa infolge Belastung durch zugeordnete Schaltungen oder infolge unterschiedlicher Toleranzen der den Phasenschieber bildenden ohmschen und kapazitiven Elemente . Letzteres macht sich besonders bei integrierten RC-Phasenschiebern bemerkbar, da die Absolutwerte integrierter Widerstände und Kondensatoren um 30$ oder mehr vom Sollwert abweichen können. Solche Faktoren machen es schwer, die resultierende Phasenverschiebung und somit die unkorrigierte Oszillatorphase und -frequenz sowie den Steuerbereich des Oszillators vorauszusagen. Alle Versuche zur Kompensierung dieser Faktoren und somit zur Erzielung eines vorhersagbaren Nennmaßes der Ausgangsphase und eines symmetrischen Steuerbereichs für den Oszillator liefen bisher praktisch auf die Verwendung eines sogenannten "Zentrierungspotentiometers¹' hinaus, um die Schaltung für symmetrische Steuerung des Oszillators passend zu machen. Relativ große diskrete Bauelemente wie Potentiometer und die

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notwendigen Maßnahmen zu ihrer Verstellung sind jedoch teuer und/oder unzuverlässig und daher allgemein unerwünscht·

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung eines Oszillators, der gegenüber einer bevorzugten Bezugsphase und Betriebsfrequenz steuerbar ist und ein vorhersagbares^Verhalten zeigt.

Die Erfindung geht aus von einem Oszillator, dessen Ausgangssignal in seiner Phase und/oder seiner Frequenz gegenüber einer vorbestimmten Bezugsfrequenz steuerbar ist und der folgendes enthält: Einen Verstärker mit einem Eingang und einem Ausgang; eine Reaktanzschaltung, die ein vorbestimmtes Resonanzfrequenzverhalten hat und in einer geschlossenen Schleife zwischen den Eingang und den Ausgang des Verstärkers gekoppelt ist, um eine genügend starke Mitkopplung zu bewirken," so daß an einem Ausgang des Oszillators ein Schwingungssignal mit einer Bezugsphase erzeugt wird; eine Einrichtung zur Lieferung von Steuersignalen, die für den Phasen- und/oder Frequenzunterschied des Schwingungssignals gegenüber einem vorbestimmten Bezugssignal charakteristisch sind. Erfindungsgemäß ist außerhalb des Mitkopplungskreises ein Phasenschieber angeordnet, der die Phase des Schwingungssignals um ein vorbestimmtes Maß gegenüber der Bezugsphase verschiebt, um ein phasenverschobenes Signal zu erzeugen. Mit diesem Phasenschieber ist eine Steuerschaltung gekoppelt, die das phasenverschobene Signal empfängt, um gegenphasige Ausgangssignale zu erzeugen, umd die auf die Steuersignale anspricht, um Teile der gegenphasigen Ausgangssignale auszuwählen. Eine Vereinigungsschaltung summiert das Schwingungssignal und die von der Steuerschaltung gelieferten ausgewählten Teile der gegenphasigen Ausgangssignale, um ein kombiniertes Signal mit einer resultierenden Phase zu erzeugen, das dem Verstärker zugeführt wird, um das Schwingungssignal in einer gewünschten Beziehung zum vorbestimmten Bezugssignal zu halten.

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen näher erläutert. - 4 -

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Fig. 1 zeigt teilweise in Blockform und teilweise im Detail einen Teil einer mit der Erfindung ausgestatteten Signalverar-"beitungsschaltung eines Fernsehempfängers;

Fig. 2 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1. ' *\ ^

Der in Fig. 1 dargestellte Teil eines Farbfernsehempfängers enthält die gesamte Schaltungsanordnung zur Verarbeitung der Farbinformation in einer Ausführung, die sich auf einem einzigen monolithischen integrierten Schaltungsplättchen 20 (mit der gestrichelten Umrahmung angedeutet) unterbringen läßt. Einzelheiten bestimmter zusätzlicher Farbverarbeitungsschaltungen bekannter Konstruktion sind in Fig. 1 nicht gezeigt, da sie für das Verständnis der vorliegenden Erfindung nicht wichtig sind.

Farbfernsehsignale werden von einer Antenne 21 aufgefangen und zunächst in einem üblichen Farbfernseh-Empfangsteil verarbeitet, der mit dem Block 22 dargestellt ist. Der Empfangsteil 22 enthält beispielsweise einen Tuner mit einem HF-Verstärker und mit Umsetzerstufen, um die empfangenen Signale zu verstärken und in ZF-Signale umzusetzen. Die ZF-Signale werden in mehreren Verstärkerstufen, die geeignete frequenzselektive Elemente enthalten,verstärkt und anschließend auf einen Videodetektor gegeben. Alle diese Teile befinden sich innerhalb des Blocks 22. Den HF- und ZF-Verstärkern sind ferner Einrichtungen zur automatischen Verstärkungsregelung zugeordnet. Innerhalb des Blocks 22 werden Synchronsignalkomponenten des empfangenen Signals abgetrennt. Die Horizontalablenkimpulse (Zeilenablenkimpulse) werden den Schaltungen der Zeilenablenkeinheit 2J? im Empfänger zugeführt. Weitere (nicht dargestellte) Ausgangssignale wie Tonsignale, Leuchtdichtesignale und Vertikalsynchronsignale werden ebenfalls vom Empfangsteil 22 abgeleitet und anderen Teilen des Empfängers in der bekannten Weise zugeführt.

Die am Ausgang des Empfangsteils 22 gelieferten demodulierten Videosignale gelangen zu einem Bandfilter 27, welches die für die Farb-

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information- charakteristischen Komponenten der demodulierten Videosignale auswählt. Die Farbinformation besteht beispielsweise aus Farbdifferenz-Informationen (R-T, B-Y und G-Y), die als Amplitudenmodulation bei ausgewählten Phasen eines unterdrückten Farbhilfsträgers vorliegt. Das Bandfilter 27 läßt außerdem die Farbsynchronimpulse (Farbbursts) des gesendeten Signals durch. Bei der in den USA gebräuchlichen Rundfunknormen, die im vorliegenden Pall als Beispiel zugrundegelegt werden, wird der Farbburst während eines relativ kurzen Synchronisierungsintervalls nach dem Ende jedes den Bildinhalt einer horizontalen Abtastzeile übertragenden Signals gesendet. Der Parbburst besteht typischerweise aus acht Perioden einer unmodulierten Welle, die frequenzgleich mit einem Bezugs-Farbhilfsträger ist (ungefähr 3,58

Der Parbburst und die Modulationskomponenten des unterdrückten Hilfsträgers gelangen vom Filter 27 zu einer Eingangsklemme 1 einer integrierten Schaltung 20, die eine Farbartsignal-Verarbeitungsschaltung (Farbartkanal) enthält. Über eine Klemme 2 gelangen Schlüsselimpulse, die von der Zeilenablenkeinheit 25 abgeleitet werden, zu einer Torschaltung 29 der integrierten Schaltungsanordnung 20. Die Schlüsselimpulse sind als positiv gerichtete Impulse relativ kurzer Dauer (z.B. entsprechend dem Zeilenaustastintervall) dargestellt, zwischen denen längere Intervalle liegen (jeweils entsprechend dem die Bildinformation enthaltenden Teil der Zeilenabtastperiode).

Die Schaltungen innerhalb der Grenzen der integrierten Schaltungsanordnung 20 enthalten einen verstärkungsgeregelten ersten Farbsignalverstärker JO?der dazu dient, sowohl die Modulationskomponenten des unterdrückten Hilfsträgers als auch die Farbsynchronkomponenten (Parbbursts) des vom Bandfilter 27 kommenden Farbartgemischs in steuerbarer Weise zu verstärken. Die vom ersten Farbsignalverstärker 30 kommenden Farbbursts werden über die Torschaltung 29 auf einen Detektor 32 für automatische Frequenz- und Phasenregelung (APPR-Detektor) und auf eine Schaltung 35 zur automatischen Farbregelung gegeben.

Der AFPR-Detektor 32 empfängt außerdem ein Bezugsschwingungssignal

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von einer Oszillator schaltung 55· Der AFPR-Detektor 32 kann beispielsweise von der in der USA-Patentschrift 3 740 456 beschriebenen Bauart sein. Er liefert ausgangsseitig Steuersignale, die charakteristisch für die relative Phasen- und/oder Frequenzlage zwischen dem gesendeten Farbburst und dem vom spannungsgesteuerten Oszillator 55 gelieferten Bezugssignal sind. Gefilterte Äusgangssignale des Ai¹PR-Detektors 32 werden einer Steuerstufe 90 des spannungsgesteuerten Oszillators 55 züge führt ,^v deren Arbeitsweise weiter unten ausführlicher beschrieben wird.

Die Schaltung 35 zur automatischen Farbregelung empfangt ebenfalls die von der Torschaltung 29 kommenden Farbburst und liefert eine Steuerspannung zur Beeinflussung der Verstärkung des ersten Farbsignalverstärkers 30- Die von der Farbregelungsschaltung 35 gelieferte Steuerspannung wird außerdem einer Farbsperrschaltung 40 zugeführt, die ein Steuersignal erzeugt, welches einen zweiten Farbsignalverstärker 44 während der Übertragung von Schwarzweiß-Signalen oder von Signalen mit schwacher Farbinformation abschaltet, um den Empfänger an der Wiedergabe ungewollter Farben zu hindern. Die Modulationskomponenten des Farbhilfsträgers, die an einem zweiten Ausgang der Torschaltung 29 erscheinen, werden im zweiten Farbsignalverstärker 44 weiter verstärkt. Ein Steuereingang des zweiten Farbsignalverstärkers 44 ist über eine Klemme 3 mit dem Schleifer eines Potentiometers 4-5 verbunden, an welches eine Betriebsspannung von etwa +11,2 Volt gelegt ist. Das Potentiometer 45 gestattet dem Fernsehzuschauer, die Sättigung (Färbintensität) der auf der Bildröhre (nicht dargestellt) des Fernsehempfängers wiedergegebenen Bilder zu steuern.

Eine Farbton-Steuerschaltung 50 dient dazu, die Phase des vom spannungsgesteuerten Oszillator 55 gelieferten Bezugssignals vor dessen Zuführung zu einem Farbdemodulator 53 zu beeinflussen. Die von der Farbton-Steuerschaltung 50 bewirkte Phasenverschiebung kann mittels eines Potentiometers 52 geändert werden, welches an einer Betriebsspannung von etwa +11,2Kliegt und dessen Schleifer über eine Klemme 4- mit einem Eingang der Schaltung 50 verbunden ist. Das Potentiometer 52 kann vom Fernsehzuschauer verstellt werden, um die relative

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Phasenlage zwischen der Eurstkomponente und dem vom gesteuerten Oszillator 55 auf den Demodulator 53 gegebenen Bezugssignal zu verändern und dadurch den Farbton des wiedergegebenen Bildes entsprechend seinen persönlichen Vorstellungen zu ändern.

Der Farbdemodulator 53 e*mpf ängt außerdem verstärkte IFarbtiilfsträgersignale vom zweiten Farbsignalverstärker 4-4·. Der Farbdemodulator 53 (der geeignete Matrixschaltungen enthalten kann) liefert an den Klemmen 5* 6 und 7 Farbdifferenzsignale R-Y, G-Y und B-Y. Diese Farbdifferenzsignale werden schließlich mit dem Leuchdichtesignal Y kombiniert, um das Rotsignal R, das Grünsignal G und das Blausignal B zu erzeugen, die in bekannter Weise über geeignete Ansteuerschaltungen (nicht dargestellt) der Bildröhre des Fernsehempfängers zugeführt werden.

Der in der Farbartsignal-Bearbeitungsschaltung 20 enthaltene und insgesamt mit 55 bezeichnete spannungsgesteuerte Oszillator ist gemäß der Erfindung ausgebildet. Er enthält eine rückgekoppelte Schwingstufe 60 und eine gesonderte Phasensteuerstufe 90.

Die Schwingstufe 60 ist so ausgelegt, daß sie ein Signal in Form einer ungedämpften Welle mit der Nennfrequenz des Farbhilfsträgers liefert (z.B. etwa 3»58 MHz gemäß der USA-Fernsehnorm). Die Schwingstufe 60 enthält einen Verstärker in Form emittergekoppelter Transistoren 61 und 62 zur Verstärkung und Begrenzung von Signalen in der Oszillatorschleife sowie eine äußere frequenzbestimmende Resonanzschaltung 63, die zwischen den Klemmen 8 und 9 liegt. Die Resonanzschaltung 63 besteht aus einer Reihenschaltung eines die Bandbreite bestimmenden Widerstands 64, eines Schmalband-Kristallfilters 65 und eines veränderbaren Stimmkondensators 66, die alle zwischen .die Klemmen 8 und 9 geschaltet sind. Zwischen dem Widerstand 64- und Masse liegt ein Siebkondensator 67· Ein Stromquellentransistor 68 ist mit seiner einen Seite an die zusammengekoppelten Emitter der Verstarkertransistoren 61 und 62 angeschlossen und mit seiner anderen Seite über einen Vorspannungswiderstand 79 an einen Punkt mit Bezugspotential (Masse) angeschlossen. Zwischen Kollektor des Transistors 61 und einem an der Klemme 10 zugeführten

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Versorgungspotential von etwa +11,2 Volt liegt ein Lastwiderstand 69- Der Kollektor des Transistors 62 ist direkt mit dem Versorgungspotential verbunden. Eine Rückkopplungsschleife, die einen als Emitterfolger geschalteten Transistor 70 als Puffer- oder Trennstufe, die Resonanzschaltung 63 und einen aus Emitterfolger geschalteten zweiten Transistor 71 als Puffer- oder Trenns'tufe enthält, bildet eine Wechselstrom-Mitkopplung zur Aufrechterhaltung von Schwingungen. Die Basis des Transistors 70' ist mit dem Kollektorausgang des Verstärkertransistors 61 verbunden, um die am Lastwiderstand 69 entwickelten Signale zu empfangen, während der Emitter des Transistors 71 mit dem Basiseingang des Verstärkertransistors 62 verbunden ist. An die Klemme 8 ist ein Vorspannungswiderstand 81 angeschlossen, der den Emitter des Transistors 70 nach Masse koppelt.

Die Betriebsvorspannung für die Verstärkertransistoren 61, 62 des Oszillators wird von einer Anordnung erzeugt, bestehend aus einem Doppelemitter-Vorspannungstransistor 72, dessen Kollektor mit dem Versorgungspotential verbunden ist und dessen Basis über einen Vorspannungswiderstand 73 an eine Vorspannungsquelle (etwa +5»4- Volt) angeschlossen ist und dessen Emitter mit der Basis des Verstärkertransistors 61 verbunden ist. Die Vorspannungsquelle ist außerdem über einen Vorspannungswiderstand 74- mit der Basis des Transistors 71 verbunden. Die Vorspannungsanordnung enthält ferner einen Vorspannungstransistor 75» dessen Basis mit der Basis des Stromquellentransistors 68 verbunden ist und dessen Kollektor an den Emitter des Transistors 72 angeschlossen ist und dessen Emitter über einen Vorspannungswiderstand 76 mit Masse- verbunden ist· Ein weiterer Vorspannungstransistor 77 liegt mit seinem Kollektor am Emitter des Puffertransistors 71, mit seiner Basis an der Basis des Stromquellentransistors 68 und mit seinem Emitter über einen Vorspannungswiderstand 78 an Masse. Die Basiselektroden der Transistoren 68, 75 und 77 sind mit einer Gleichvorspannungsquelle (+1,2 Volt) verbunden, um in diesen Transistoren Ruheströme fließen zu lassen.

Vom Emitter des Transistors 71 werden Schwingungssignale, deren

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Phase und Frequenz mit der Farbsynchronkomponente (Burstkomponente) des empfangenen Farbartsignals in Beziehung stehen, an die Farbton-Steuerschaltung 50 und an den AFPR-Detektor 32 geliefert. Schwingungssignale ähnlicher Phasenlage werden vom Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 64 und dem Kondensator 67 einem externen Phasenschieber 80 zugeführt;, der sich außerhalb der·,Mitkoppiungsschleife der Schwingstufe 60 befindet.

Der Phasenschieber 80 enthält eine Induktivität 82, die mit ihrem einen Ende an den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 64 und dem Kondensator 67 angeschlossen ist. Zwischen dem anderen Ende der Induktivität 82 und Masse liegt ein Kondensator 83, dem eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 85 und einem Kondensator 86 parallelgeschaltet ist. Der Phasenschieber 80 hat eine relativ *« kleine Gütezahl Q von etwa 1 und bewirkt für das von der Schwingstufe 60 gelieferte Signal eine Phasenverzögerung von etwa 90° bei Resonanzfrequenz (z.B. 3,58 MHz).

Die vom Phasenschieber 80 gelieferten phasenverschobenen Signale, die im folgenden als Quadratursignal bezeichnet werden, werden über die Klemme 11 und einen als Emitterfolger geschalteten Transistor 88 (Puffer- oder Trenntransistor) auf die Phasensteuerstufe 90 des spannungsgesteuerten Oszillators 55 gegeben sowie der Farbton-Steuerschaltung 50 und der Schaltung 35 zur automatischen Farbregelung zugeführt (Anschluß A).

Die Phasensteuerstufe 90 besteht aus einem Gegentaktverstärker, der zwei gleich ausgebildete Paare von in Differenzialschaltung angeordneten Transistoren 91, 92 und 93, 94 aufweist, die auf vom AFPR-Detektor 32 kommende Steuersignale ansprechen, sowie ein drittes Paar in Differenzialschaltung angeordneter Transistoren 95» 96, die das Quadratursignal vom Emitter des Transistors 88 empfangen. Die Transistoren 91 und 92 sind mit ihren Emitterelektroden zusammengekoppelt und mit ihren Kollektorelektroden an die Kollektoren der Transistoren 94 und 93 angeschlossen.Die miteinander verbundenen Kollektoren der Transistoren 92 und 93 sind direkt an das Versor-

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gungspotential angeschlossen, und die miteinander verbundenen Kollektoren der Transistoren 91 und. 94 sind an den Lastwiderstand 69 angeschlossen. Die Basiselektroden der Transistoren 91 und 93 sind gemeinsam an einen Steuersignalausgang des AFPR-Detektors 32 angeschlossen, und die Basiselektroden der Transistoren 92 und 94 sind gemeinsam an einen Vorspannungsausgang des AFPR-Detektors angeschlossen.

V.

Die Transistoren 95 und 96 sind an ihren Emittern zusammengekoppelt. Der Kollektor des Transistors 95 ist mit den zusammengekoppelten Emittern der Transistoren 91 und 92 verbunden, und der Kollektor des Transistors 96 ist mit den zusammengekoppelten Emittern der Transistoren 93 und 94- verbunden. Die Kollektor-Emitter-Strecke eines Stromquellentransistors 97 verbindet die zusammengekoppelten Emitter der Transistoren 95 und 96 über einen Vorspannungswiderstand 98 mit Masse. Die Basis des Transistors 97 ist mit einer Gleichvorspannungsquelle von etwa +1,2 Volt verbunden, um den Ruhestrom zu bestimmen. Die Basis des Transistors 96 empfängt eine Betriebsvorspannung aus der +5,4 Volt-Vorspannungsquelle über den Kollektor des Transistors 75» und die Basis des Transistors 95 empfängt ihre Betriebsvorspannung aus der gleichen Quelle über den Transistor 88, die Induktivität 82 und den Widerstand 74. Die Basis des Transistors 95 empfängt außerdem das Quadratursignal vom Emitter des Transistors 88.

Es sei nun die Arbeitsweise des in Fig. 1 dargestellten spannungsgesteuerten Oszillators 55 beschrieben.

In einer normalen Betriebsweise zur richtigen Demodulation des empfangenen Farbartsignals soll das von der Schwingstufe 60 an der Klemme 9 gelieferte Ausgangssignal gleiche Frequenz wie die empfangene Burstkomponente (Farbsynchronsignal) und eine gegenüber dieser Komponente um 90° versetzte Phasenlage haben, also in Phasenquadratur mit dieser Komponente sein. Diese gewünschte Beziehung zwischen den Signalen wird mittels der Phasensteuerstufe 90 im Zusammenwirken mit der Schwingstufe 60 auf folgende Weise hergestellt.

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Die Transistoren 61 und 62 der Schwingstufe 60 sind für einen eigenbegrenzenden Betrieb vorgespannt, so daß das Schwingungssignal am Lastwiderstand 69 eine vorbestimmte Amplitude erreichen kann. Dieses Signal wird mit relativ niedriger Ausgangsimpedanz vom Emitter des als Emitterfolger geschalteten Transistors 70 auf den Schwingkreis 63 gegeben. Der Wert, auf den die Begrenzung erfolgt, bestimmt die Spitze-Spitze-Spannung des Schwingungssignals an der Klemme 9·

V.

Der Kristall 65 hat eine Resonanzfrequenz, die ungefähr der Farbhilfstragerfrequenz von 3 »58 MHz entspricht und durch Justierung des veränderbaren Kondensators 66 genauer eingestellt wird. Der Kristall 65 filtert außerdem die Harmonischen höherer Ordnung des an der Klemme 8 erscheinenden rechtecktförmigen Schwingungssignals aus, um an der Klemme 9 eine Sinuswellenform zu erhalten (die nachstehend als "In-Phase-Signal" bezeichnet wird). Dieses Signal wird in der Schaltung 80 um praktisch 90° phasenverschoben.

Dies ergibt das Quadratursignal in Form einer ungedämpften Welle, welches über die Klemme 11 und den Transistor 80 dem dritten als Differenzialschaltung angeordneten Transistorpaar 95, 96 zugeführt wird, um gleichstarke aber gegenphasige Ausgangssignale zu erzeugen, die über die aus den Transistoren 91 bis 94- bestehende Schaltung dem Lastwiderstand 69 zugeführt werden. Diese Signale werden durch Änderung der Leitfähigkeit der Transistoren 91 "bis 94- als Funktion des Betrags der vom Ausgang des AFPR-Detektors 32 gelieferten Steuersignale gesteuert. Der AFPR-Detektor 32 empfängt das Burstsignal von der Torschaltung 29 und das In-Phase-Signal von der Schwingstufe 60, um Steuersignale zu erzeugen, die für den Phasen- und/oder Frequenzunterschied zwischen dem In-Phase-Signal und dem Burstsignal charakteristisch sind. Die Arbeitsweise des AFPR-Detektors 32 ist ausführlicher in der oben genannten USA-Patentschrift 3 74-0 4-56 beschrieben.

Wenn das Bezugsschwingungssignal an der Klemme 9 und das empfangene Burstsignal hinsichtlich Phase und Frequenz die richtige Beziehung zueinander haben (d.h. gleiche Frequenz und Phasendifferenz

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von 90°), dann erzeugt der AFPR-Detektor 32 an beiden Ausgängen Steuersignale gleichen Betrags. Die Transistoren 91 und 94- leiten daher jeweils gleich große aber entgegengesetzt gerichtete Signalströme, die dem von den Transistoren 95 und 96 gelieferten Quadratursignal entsprechen und sich bei ihrer Vereinigung im Widerstand

ν · V

69 gegenseitig auslöschen. Wenn also das Ausgangssignal der Schwingstufe 60 die vorgeschriebene Phasenlage und Frequenzgleichheit mit

dem Burstsignal hat, dann beeinflußt die Phasensteuerstufe 90 das Ausgangssignal der Schwingstufe 60 nicht. Wenn aber die gewünschte Beziehung zwischen dem Oszillatorsignal und dem Burstsignal nicht besteht, dann liefert der AFPR-Detektor 32 an seinen Ausgängen Steuersignale unterschiedlich großen Betrags. Die Transistoren 91 und 94- leiten dann verschieden große Beträge an Quadratursignalströmen, so daß am Widerstand 69 eine resultierende Quadratursignalkomponente entsteht, deren Betrag und Polarität durch die relativen Beträge und Polaritäten der vom AFPR-Detektor 32 gelieferten Steuersignale bestimmt ist. Auf diese Weise werden je nach Betrag und

der
Polarität den Basiselektroden der Transistoren 91, 92 und 93, 94-vom AFPR-Detektor 32 gelieferten Steuersignale positive oder negative Teilbeträge des Quadratursignals am Widerstand 69 erscheinen. Durch die Gegentaktverstärkerwirkung der Phasensteuerstufe 90 wird eine symmetrische Steuerung erreicht.

Es sei erwähnt, daß sich unter Ruhebedingungen für die Phasensteuerstufe 90 der vom Stromquellentransistor 97 gelieferte Strom im wesentlichen zu gleichen Teilen zwischen den gleich vorgespannten Transistoren 95 und 96 aufteilt. Bei gleichen Ruhewerten an den Ausgängen des AFPR-Detektors 32 (d.h. ohne Fehlersignal) teilen sich die Kollektorströme der Transistoren 95 und 96 jeweils zu gleichen Teilen in die Transistoren 91, 92 bzw. 93, 94- der nachfolgenden in Differenzialschaltung angeordneten Transistorpaare auf. Die Kollektorströme der Transistoren 91 und 94· vereinigen sich im Lastwiderstand 69 und ergeben dort einen Lastruhestrom, der halb so groß wie der über den Transistor 97 gelieferte Strom ist. Außerdem sei bemerkt, daß wenn die Schwingstufe 60 korrekt auf die Farbhilfsträgerfrequenz abgestimmt ist, der AFPR-Detektor und die Phasen-

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steuerstufe 90 in den Ruhezustand ("kein Fehler") zurückkehren, sobald am Lastwiderstand 69 das Signal mit der korrekten Phase erscheint.

Im Diagramm nach Fig. 2 ist dargestellt, wie sich die Vereinigung der von der Schwingstufe 60 und von der Phasensteuerstufe 90 gelieferten Signale auswirkt.

V .

Die Fig. 2 ist ein Zeigerdiagramm, welches den Bereich der Phasenänderung des am Widerstand 69 entwickelten kombinierten Signals veranschaulicht. Ein Zeiger Rq stellt das Ausgangssignal der Schwingstufe 60 mit einer Nennbezugsphase von 0° dar. Der Betrag des Schwingungssignals Rq ist im wesentlichen konstant gemäß der Begrenzerwirkung des Oszillatorverstärkers 61, 62. Beim vorliegenden Beispiel entspricht das Signal Rq auch demjenigen Signal, welches am Widerstand 69 entsteht, wenn von der Phasensteuerstufe 90 kein Quadratursignal geliefert wird (d.h. wenn das empfangene Burstsignal und das Bezugssignal von der Schwingstufe 60 in Phasenquadratur zueinander stehen).

Ein Zeiger P_x, stellt das Quadratursignal von der Phasensteuerstufe 90 für den Fall dar, daß die Beziehung zwischen dem Burstsignal und dem von der Schwingstufe 60 gelieferten Signal gegenüber der Norm in der einen Richtung extrem abweicht (d.h. hier ist die Steuergröße am Ausgang des AFPR-Detektors 32 maximal in der einen Richtung). Unter dieser Bedingung ist der Betrag des Quadratursignals P_x, beispielsweise gleich demjenigen des Schwingungssignals Rq, und wenn die Signale P^ und R_Q im Widerstand 69 kombiniert werden, entsteht ein resultierendes Signal R_x., dessen Phase um einen Winkel Q_x. von etwa +4-5 gegenüber dem Signal R₀ abweicht. Wenn eine kleinere Phasen/Frequenz-Abweichung in derselben Richtung wie oben existiert, dann liefert ä.ex AFPR-Detektor 32 ein kleineres Steuersignal, und wenn das Oszillatorsignal Rq und ein kleinerer Teil P~ des Quadratursignals miteinander kombiniert werden, dann entsteht ein resultierendes Signal R2 mit einem Phasenwinkel §2^m ^Wenn die Abweichung zwischen dem Burstsignal und dem Oszillatorsignal in das andere Extrem geht, dann liefert die Phasensteuerstufe 90 ein

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Quadratursignal P, entgegengesetzter Polarität. Unter dieser Bedingung ist der Betrag des Signals P^ beispielsweise gleich demjenigen des Oszillatorsignals Rq, und bei Vereinigung der Signale P-z und Rr₁ entsteht ein resultierendes Signal R-,- dessen Phase um

< ° ο ο

einen Winkel Θ, von etwa -45 gegenüber dem Signal R_n versetzt ist. ■) > ·.- .. ν

Infolge der oben beschriebenen Arbeitsweise laßt sich die Phase des am Widerstand 69 entwickelten kombinierten Signals über einen vorhersagbaren und im wesentlichen symmetrischen Steuerbereich von etwa 90° (d.h. +^5 )steuern. Das kombinierte Signal wird über den Transistor 70 auf den Resonanzkreis 63 der Schwingstufe 60 gekoppelt und dient zur Verstellung der Betriebsfrequenz und -phase der Schwingstufe 60. Die Änderung der Betriebsfrequenz hängt ab von der Bandbreite des Resonanzkreises 63 und vom Maß der in der Oszillatorschleife bewirkten Phasenverschiebung, die durch das am Widerstand 69 entwickelte kombinierte Signal bestimmt wird. Die Frequenzänderung (Af) der Schwingstufe 60 läßt sich mathematisch folgendermaßen ausdrücken:

Af = I B-tan θ

B = Bandbreite des Resonanzkreises 63

θ = Phasenwinkel des am Widerstand 69 entwickelten kombinierten Signals.

Die Betriebsfrequenz der Schwingstufe 60 bleibt unverändert, solange dem Widerstand 69 von der Phasensteuerstufe 90 kein Quadratursignal zugeführt wird, d.h. wenn das Oszillator-Schwingungssignal und das Burstsignal im wesentlichen gleiche Frequenz haben. Das am Widerstand 69 erzeugte und dem Resonanzkreis 63 zugeführte Signal entspricht dann dem Oszillator-Bezugssignal bei der vorgeschriebenen Bezugsphase von 0 . Positive oder negative Abweichungen von der gewünschten Frequenz führen zu entsprechenden positiven und negativen Beträgen des von der Phasensteuerstufe 90 gelieferten Quadratursignals, so daß bei Vereinigung des Quadratursignals und des Be-

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zugssignals im Widerstand 69 ein resultiertendes Signal entsteht, dessen Phasenwinkel θ ein für die Frequenzabweichung charakteristisches Maß ist. Die Betriebsfrequenz der Schwingstufe 60 wird gemäß der obigen Gleichung verändert, bis sie der Frequenz des Burstsignals entspricht, und das Gesamtmaß der Phasenverschiebung über die Rückkopplungsschleife der Schwingstufe bleibt auf-.O,''um die Schwingung aufrecht zu erhalten.

V.

Wenn der spannungsgesteuerte Oszillator 55 in einem Farbfernsehempfänger verwendet wird, dann erhält man neben einem vorhersagbaren und symmetrischen Steuerbereüi auch noch auf bequeme Weise das In-Phase- und das Quadratur-BezugsSchwingungssignal (I-Signal und Q-Signal) zur Demodulation der Farbdifferenzsignale B-Y und R-Y. Im vorliegenden Fall wird das zur Demodulation des Farbdifferenzsignals R-Y dienende Bezugssignal von der Schwingstufe 60 und das zur Demodulation des Farbdifferenzsignals B-Y dienende Bezugssignal vom Phasenschieber 80 geliefert. Natürlich kann auch mit anderen Phasenbeziehungen gearbeitet werden. Beispielsweise kann das Ausgangssignal der Schwingstufe 60 um 90° verschoben werden, indem man den Eingang des AFPR-Detektors 32 mit dem Ausgang des Phasenschiebers 80 verbindet.

Der Widerstand 64- ist so dimensioniert, daß sich für den Resonanzkreis 63 eine Bandbreite von etwa 1000 Hz (zentriert um die Oszillatornennfrequenz von 3»58 MHz) zwischen den -3-db-Punkten der Resonanzkurve ergibt. Die Bandbreite von 1000 Hz bringt für die » Schwingstufe 60 einen Mitziehbereich+500 Hz , der völlig ausreicht, um die typischen Auswanderungen des Oszillators, die beispielsweise durch die Einflüsse von Temperatur- und Feuchtigkeitsänderungen auf den Kristall 65 hervorgerufen werden, zu kompensieren. Eine solche Bandbreite erlaubt außerdem einen genügenden Verstärkungsfaktor der Schaltung, ohne die Bildung von Störsignalen befürchten zu müssen. Der Widerstand 64- führt in Verbindung mit dem Kondensator 67 außerdem zu einer Dämpfung höherer Harmonischer oder Oberwellen, die u.a. als Folge des Vorhandenseins einer parasitären Kapazität zwischen den Anschlüssen des Kristalls 65 entstehen können. Eine solche Dämpfungsanordnung verhindert nach-

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teilige Einflüsse von Oberwellenschwingungen, ohne die Verstärkung der Rückkopplungsschleife zu beeinträchtigen.

Es sei ferner angemerkt, daß der Phasenschieber 80 je nach den Anforderungen des Geräts,mit dem der gesteuerte Oszillator verwendet wird, auch für ändere Phasenverschiebungen als 9O^ ausgelegt werden kann. Ein Phasenschieber 80 der beschriebe-nen Art hat die wünschenswerte natürliche Eigenschaft, daß er bei Resonanz ein vorbestimmtes Maß an Phasenverschiebung liefert, welches unabhängig von der Belastung des Phasenschiebers durch nachfolgende Schaltungen ist. Der Phasenschieber 80 bringt einen minimalen Einfügungs-Phasenfehler und ist daher in allen Schaltungen vorteilhaft, wo eine vorgeschriebene Phase eingehalten werden muß.

Die Induktivität 82 des Phasenschiebers 80 ist relativ billig und leicht erhältlich. Die Anforderungen an die Toleranz der Induktivität 82 sind nicht hoch, und Änderungen des Induktivitätswerts infolge von Alterung und Temperaturschwankungen können toleriert werden.

Der für den Phasenschieber 80 gewählte relativ niedrige Q-Wert (im vorliegenden Fall ungefähr 1) gibt dem Phasenschieber eine Bandbreite, die wesentlich größer als die Bandbreite des mit hoher Gütezahl Q ausgelegten Resonanzkreises 63 ist. Der Phasenschieber 80 bewirkt daher keine unerwünschten Blindkomponenten in der Phasenverschiebung, die den Betrieb der Schwingstufe 60 beeinträchtigen könnten. Eine weitere angenehme Folge der Breitbandigkeit des Phasenschiebers 80 besteht darin, daß der Kondensator 67 eventuelle vom Kristall 65 erzeugte Harmonische ausfiltern kann, ohne eine zusätzliche unerwünschte Phasenverschiebung einzuführen.

Das Prinzip der Erfindung kann auch mit anderen Anordnungen als der vorstehend beschriebenen speziellen Schaltung realisiert werden. Beispielsweise können statt des beschriebenen Widerstands 69 zur Kombination der Signale aktive Signalvereinigungsschaltungen verwendet werden, und statt des beschriebenen LC-Netzwerkes 80 können auch andere Anordnungen zur Erzeugung des phasenverschobenen Sig-

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nals (d.h. des Quadratursignals) verwendet werden. Außerdem kann den Transistoren 95 ^un(i 96 der Phasensteuerstufe 90 das Steuersignal in Eintakt- oder in Gegentaktform zugeführt werden. Ferner können die Bollen der oberen und unteren Teile der Phasensteuerstufe 90 vertauscht werden.

Es ist auch möglich, den Phasenschieber 80 in den Resonanzkreis 63 zu legenu.zumTeil dieses Kreises zu machen, z.B. indem man zwischen die Klemmen 8 und 9 der integrierten Schaltung zwei 90°- Phasenschieber in Kaskade schaltet und die Klemme 11 direkt mit dem Verbindungspunkt der beiden Phasenschieber verbindet.

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Claims

Patentansprüche

Oszillatorschaltung, deren Ausgangssignal in seiner Phase und/oder seiner Frequenz gegenüber einer vorbestimmten Bezugsfrequenz steuerbar ist, mit einem einen Eingang und einen Ausgang aufweisenden Verstärker, ferner mit einer Reaktanzschaltung, die ein vorbestimmtes Resonanzfrequenzverhalten hat und in einer geschlossenen Schleife zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Verstärkers zur Bildung einer Mitkopplung ausreichender Stärke angeordnet ist, um an einem Ausgang der Oszillatorschaltung ein Schwingungssignal mit einer Bezugsphase zu erzeugen, sowie mit einem Steuersignalgeber zur Erzeugung von Steuersignalen, die charakteristisch für die Phasen- und/oder !Frequenzlage des Schwingungssignals gegenüber einem vorbestimmten Bezugssignal sind, gekennzeichnet durch einen mit dem besagten Ausgang der Oszillatorschaltung gekoppelten Phasenschieber (80), der die Phase des Schwingungssignals um ein vorbestimmtes Maß (-90°) gegenüber der Bezugsphase verschiebt, um ein phasenverschobenes Signal zu erzeugen; eine mit dem Phasenschieber (80) gekoppelte Steuerstufe (90), die das phasenverschobene Signal empfängt, um gegenphasige Ausgangssignale (P_x, und P₅ ) zu erzeugen, und die auf die Steuersignale anspricht, um Teile der gegenphasigen Ausgangssignale auszuwählen; ein Vereinigungsglied (69)» welches unter Vereinigung der von der Steuerstufe ausgewählten Signalteile mit dem Schwingungssignal ein kombiniertes Signal mit einer resultierenden Phase erzeugt und dieses kombinierte Signal dem Verstärker (60) zuführt, um das Schwingungssignal in einer gewünschten Beziehung zu dem vorbestimmten Bezugssignal zu halten.

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ι,
2. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (80) und die Steuerstufe (90) außerhalb der geschlossenen Rückkopplungsschleife des Verstärkers (60) angeordnet sind.
3. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch^ gekennzeichnet, daß die Steuerstufe (90) einen Gegentaktverstärker aufweist, der einen Signaleingang (Basis von 95» 96; zum Empfang des phasenverschobenen Signals, einen Steuereingang (Basis von 91, 92) zum Empfang der Steuersignale sowie einen Ausgang (Kollektor von 91» 94·) hat, um abhängig von den Steuersignalen gesteuerte Beträge des phasenverschobenen Signals zu liefern.
4-. Oszillatorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegentaktverstärker (90) folgendes enthält: Einen ersten Verstärker (91) mit einem Signaleingang (Basis von 91) und einem Ausgang (Kollektor von 91); einen dem ersten Verstärker ähnlichen zweiten Verstärker (9*0 mit einem Signaleingang (Basis von 94) und einem Ausgang (Kollektor von 94-); einen dritten Verstärker (95» 96), der einen mit dem phasenverschobenen Signal beaufschlagten Eingang (Basis von 95) und gegenphasige Signalausgänge aufweist, deren einer mit dem Signaleingang des ersten Verstärkers (91) und deren zweiter mit dem Signaleingang des zweiten Verstärkers (94) gekoppelt ist; eine Anordnung (Verbindungen) zum Anlegen der Steuersignale an den ersten und den zweiten Verstärker (91, 94), um deren Leitfähigkeiten relativ zueinander zu verändern; eine Anordnung (Verbindung der Kollektoren von 91 und 94), welche die zueinander gegenphasigen Ausgänge des ersten und zweiten Verstärkers (91» 94) summiert, um ein kombinier-' tes Ausgangssignal des Gegentaktverstarkers (90) zu erzeugen, welches einem Teil des phasenverschobenen Signals mit einem Betrag und einer Polarität entspricht, die durch den Betrag und die Polarität der Steuersignale bestimmt sind.

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5. Oszillatorschaltung nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Verstärker ein aus einem ersten Transistor (91) und einem zweiten Transistor (92) gebildetes emittergekoppeltes erstes Transistorpaar enthält; daß der zweite Verstärker ein aus einem dritten Transistor (93) und einem vierten Transistor (94-)" gebildetes zweites emittergekopp'eltes Tr'ansistorpaar enthält; daß die Kollektoren des zweiten und des dritten Transistors miteinander und mit einem Versorgungspotential verbunden sind; daß der dritte Verstärker ein aus einem fünften Transistor (95) und einem sechsten Transistor (96) gebildetes emittergekoppeltes drittes Transistorpaar enthält, deren Kollektoren mit den zusammengekoppelten Emittern der Transistoren des ersten bzw. des zweiten Transistorpaars verbunden sind und deren Emitter gemeinsam an eine Quelle für einen Betriebsgleichstrom angeschlossen sind und die ähnlich vorgespannte Basiselektroden haben, von denen mindestens eine mit dem phasenverschobenen Signal beaufschlagt wird; daß die Anordnung zum Anlegen der Steuersignale an den ersten und den zweiten Verstärker aus einer Verbindung der Basiselektroden des ersten und des dritten Transistors und einer Verbindung der Basiselektroden des zweiten und vierten Transistors besteht, wobei mindestens eine der miteinander verbundenen Basiselektrodenpaare mit dem Steuersignal beaufschlagt wird; daß die Summierungsanordnung aus einer Verbindung der Kollektorelektroden des ersten und vierten Transistors besteht.
6. Oszillatorschaltung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß das Vereinigungsglied aus einer breitbandigen Impedanz (69) besteht.
7. Oszillatorschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Vereinigungsglied aus einem Widerstand (69) besteht.
8. Oszillator schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber für das Schwingungssignal aus einer LC-Serienresonanzschaltung besteht.

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9. Oszillatorschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die LC-Schaltung (80) eine Induktivität (82) enthält, der an ihrem einen Ende das Schwingungssignal zugeführt wird, sowie eine Parallelschaltung eines Widerstands (85) und einer Kapazität (83) aufweist, die mit dem anderen Ende der Induktivität verbunden is'.t, um eine Resonanzschaltung mit Einern relativ niedrigen Q-Wert zu bilden.

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