DK152868B - Styret oscillator - Google Patents

Description

DK 152868 B

Opfindelsen angår en oscillator af den i krav l's indledning angivne art.

Kredsløb ifølge opfindelsen er specielt tilpasset til integreret kredsløbsteknik. Betegnelsen integreret kredsløb henviser heri til et enhedsorgan eller en monolitisk halvlederplade, der er ækvivalent med et netværk af sammenkoblede aktive og passive kredsløbselementer.

I mange typer elektriske apparater er der behov for en styrbar oscillator, der udviser et i hovedsagen symmetrisk eller balanceret styreområde og har reproducerbare egenskaber fra enhed til enhed. Disse særegenskaber er specielt ønskelige for spændings 2

DK 152868 B

styrede oscillatorer, der almindeligvis anvendes i en farvefjernsynsmodtagers chrominanskanal for at tilvejebringe et referencesignal til demodulering af den modtagne chrominansinformation.

Sådanne oscillatorer styres typisk som svar på en spænding proportionalt med fase- og/eller frekvensforskellen mellem det lokalt frembragte oscillatorreferencesignal og det modtagne chrominans-signals impulssignalkomposant.

Kendte typer af spændingsstyrede oscillatorer anvender ofte et eller flere RC-faseforskydningsnetværk i oscillatorens tilbagekoblingssløjfe for at opnå et symmetrisk eller balanceret oscillatorstyreområde. Faseforskydningsnetværkene kan omfatte komponenter med faste værdier, der giver en forud fastlagt faseforskydning, eller.de kan indeholde variable komponenter, der styres af tilhørende kredsløb som svar på et passende styresignal, der er repræsentativt for oscillatorens ønskede fase- og frekvensfunktion.

Spændingsstyrede oscillatorer, der anvender RC-faseforskyd-ningsnetværk med de ovenfor beskrevne formål, kan udvise et uønsket ubalanceret styreområde. F.eks. kan faseforskydningsnetværkets ar-bejdskarakteristikker forstyrres af belastning af de tilhørende kredsløb eller ved ændring i tolerancerne for de resistive og kapacitive elementer, der danner faseforskydningsnetværket. Det sidstnævnte resultat er specielt bemærkelsesværdigt i integrerede RC-faseforskydningsne tværk, eftersom de absolutte værdier af integrerede modstande og kondensatorer kan afvige 30% eller mere fra en nominel værdi. Sådanne faktorer gør det vanskeligt at forudsige den resulterende faseforskydning og derfor såvel den ukorrigerede oscillatorfase og -frekvens som området for oscillatorstyring. Forsøg på at kompensere for disse faktorer til opnåelse af en forudsigelig nominel udgangsfase og et symmetrisk styreområde for oscillatoren har typisk medført anvendelsen af et centreringspotentiometer til tilpasning af kredsløbet til balanceret styring af oscillatoren. I-midlertid er det at anvende relativt store diskrete komponenter, såsom potentiometre, og det, at de skal indstilles, forholdsvis bekosteligt og/eller upålideligt og er derfor almindeligvis uønskeligt.

Det er opfindelsens formål at anvise en oscillator, hvormed det er muligt uden anvendelse af et styrbart RC-faseforskyd-ningsnetværk at frembringe et symmetrisk styreområde. Det angivne

DK 152868B

3 formål opnås med en oscillator af den indledningsvis angivne art, som ifølge opfindelsen er ejendommelig ved den i krav l's kendetegnende del angivne udformning. I modsætning til den kendte teknik opnås med oscillatoren ifølge opfindelsen et symmetrisk styreområde uden anvendelse af et styrbart RC-faseforskydningsnetværk.

Den foreliggende oscillators udgangssignals ønskede afhængighed af en referencesvingning kan altid frembringes på en sådan måde, at det i den stationære tilstand er unødvendigt med korrektion af styresignalgeneratoren eller af styrekredsløbet.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken ....

fig. 1 delvis i blokform og delvis som skematisk kredsløbsdiagram viser en del af en fjernsynsmodtagers signalbehandlingskredsløb iføgle opfindelsen, og fig. 2 en grafisk fremstilling til forklaring af funktionen af det i fig. 1 viste kredsløb.

I fig. 1 er der vist en del af en fjernsynsmodtager omfattende en komplet chrominansbehandlingskredsløb, der er egnet til opbygning på en enkelt, monolitisk integreret kredsløbsplade 20, der er markeret ved en punkteret linie. I fig. 1 er visse yderligere chrominansbehandlingskredsløb af kendt opbygning ikke vist i detaljer, da sådanne detaljer ikke er væsentlige for forståelsen af opfindelsen.

Farvefjernsynssignaler modtages af en antenne 21 og behandles af standard farvefjernsynssignalbehandlingskredsløb, der er angivet ved en blok 22. Signalbehandlingskredsløbene 22 omfatter f.eks. en afstemningsenhed, der har radiofrekvensforstærker og -omsættertrin til forstærkning og omsætning af modtagne signaler til mellemfrekvenssignaler. Mellemfrekvenssignalerne forstærkes af flere forstærkertrin, der indeholder behørige frekvensselektive elementer og er koblet til en videodetektor, altsammen i blokken 22. Der findes også automatiske forstærkningskontrolapparater i forbindelse med radiofrekvens- og mellemfrekvensforstærkerne. Synkroniserings-signalkomposanter, der er indeholdt i det modtagne signal, adskilles i blokken 22, og vandrette linieafbøjningsimpulser kobles til linieafbøjningsapparatet 25 i modtageren.

Yderligere ikke viste udgangssignaler, såsom lydsignalkompo-santer, luminanssignalkomposanter og lodrette afbøjningssynkroni-seringskomposanter, kobles på kendt måde fra signalbehandlingskreds- 4 DK 1528688 løbene 22 til andre dele af modtageren.

Detekterede videosignaler, der frembringes ved det signalbehandlende kredsløb 22's udgang, er koblet til et chrominansbånd-pasfilternetværk 27, der er indrettet til at udvælge farverepræsen-tativ signalinformation, der er indeholdt i de detekterede videosignaler. De farverepræsentative signaler omfatter f.eks. farve-differenssignalinformation, R-Y, B-Y og G-Y, der er indført som amplitudemodulation ved valgte faser af en undertrykt farveunder-bærebølge. Båndpasfilternetværket 27 lader også det udsendte signals farveimpulssignalkomposant passere. Ved de i Amerika anvendte udsendelsesnormer, der er typiske normer for opfindelsens formål, udsendes farveimpulsinformation under et forholdsvis kort synkroniseringsinterval, der følger efter enden af hver billedrepræsen-tative del af signalet svarende til en vandret afsøgningslinie. Farveimpulssignalet består typisk af ca. otte svingninger af en Limoduleret bølgeform, der har en frekvens lig med frekvensen af et referencefarveunderbærebølgesignal, ca. 3,58 MHz.

Farveimpulssignalet og modulerede, undertrykte underbære-bølgesignaler kobles fra filteret 27 over en indgangsterminal 1 ' til et integreret kredsløb 20, der indeholder et chrominanssignalbehandling skreds løb . Nøglesignaler, der uddrages fra linieafbøj-ningsapparatet 25, føres til et styrekredsløb i det integrerede kredsløb 20 over en terminal 2. Nøglesignalerne er vist som omfattende i positiv retning gående impulser af forholdsvis kort varighed, f.eks. linieslukkeintervallet, adskilt af intervaller med forholdsvis lang varighed, den billedrepræsentative del af linieafsøgningscyklen .

Kredsløbet inden for det integrerede kredsløb 20's grænser omfatter en forstærkningsstyret første chrominansforstærker 30, der tjener til styrbart at forstærke både den undertrykte under bærebølge og impulssignalkomposanterne af det sammensatte chro-minanssignal, der leveres fra chrominansbåndpasfilteret 27. Forstærkede impulssignaler fra den første chrominansforstærker 30 føres over styrekredsløbet 29 til en automatisk frekvens- og fase-kontroldetektor 32 og til et automatisk farvekontrolkredsløb 35.

Detektoren 32 forsynes også med et oscillerende referencesignal fra et spændingsstyret chrominansoscillatorkredsløb 55. Den automatiske frekvens- og fasekontroldetektor 32 kan f.eks. være af den i amerikansk patentskrift nr. 3.740.456 beskrevne type.

5

DK 152868B

Detektoren 32 tilvejebringer udgangsstyresignaler, der er repræsentative for fase og/eller frekvensforholdet mellem den udsendte impulssignalkomposant og det referencesignal, der frembringes af en spændingsstyret oscillator 55. Filtrerede udgangssignaler fra detektoren 32 føres til et styretrin 90 for den spændingsstyrede oscillator 55, hvis funktion senere skal beskrives mere detaljeret.

Det automatiske farvekontrolkredsløb 35 forsynes også med impulssignalinformation fra styrekredsløbet 29 og tilvejebringer en styrespænding til styring af den første chrominansforstærker 30's forstærkning. Styrespændingen fra det automatiske farvekontrolkredsløb 35 føres også til et farvedræberkredsløb 40, der frembringer et styresignal til at sætte den anden chrominansforstærker 44 ud af drift under en monochromatisk udsendelse eller en udsendelse med svagt farvesignal for at hindre modtageren i at frembringe parasitiske farver. Den modulerede chrominansunderbæresignalkomposant, der tilvejebringes ved e.n anden udgang fra styrekredsløbet 29, forstærkes yderligere af den anden chrominansforstærker 44.

Et chrominansforstærkningskontrolpotentiometer 45 er koblet til en arbejdsspændingsforsyning på ca. 11,2 volt og har en aftagerarm koblet til en indgang til den anden chrominansforstærker 44 over en terminal 3. Potentiometeret 45 tilvejebringer midler til seerstyring af mætningen, dys. farveintensiteten, af billederne, der frembringes på fjernsynsmodtagerens ikke viste billed-rør.

. Et farvetonekredsløb 50 tjener til indføring af en styrbar faseforskydning af referencesignalet, der tilvejebringes af den spændingsstyrede oscillator 55, før dette føres til en farvedemodu-lator 53. Indstilling af faseforskydningen, der tilvejebringes ved hjælp af farvetonekredsløbet 50, sker ved hjælp af et farvetone-kontrolpotentiometer 52, der er koblet til en arbejdsspændingsforsyning på ca. 11,2 volt og har en aftagerarm koblet til farvetonekredsløbet 50 over en terminal 4. Potentiometeret 52 kan indstilles af seeren for at ændre den relative fase for impulssignalkom-posanten og referencesignalet, der leveres fra den spændingsstyrede oscillator 55 til demodulatoren 53, således at seeren kan ændre det reproducerede billedes farvetone efter sin egen personlige smag.

Farvedemodulatoren 53 modtager også forstærkede chrominans-underbærebølgesignaler fra den anden chrominansforstærker 44. Farve- 6

DK 152868 B

demodulatoren 53, der kan indeholde passende matrixbehandlingskreds-løb, tilvejebringer farvedifferenssignaler R-Y, G-Y og B-Y ved terminalerne 5, 6 og 7. Sådanne farvedifferenssignaler kombineres til slut med luminanssignaler Y for at frembringe farverepræsentative signalkomposanter for rødt R, grønt G og blåt B, der på kendt måde føres til fjernsynsmodtagerens billedrør ved hjælp af passende ikke viste billedrørdrivkredsløb.

Chrominansbehandlingskredsløbet 20 indeholder yderligere en spændingsstyret oscillator, der er opbygget ifølge opfindelsen og som helhed betegnet med henvisningsbetegnelsen 55. Oscillatoren 55 indeholder et oscillatortrin 60 med lukket sløjfe og et særskilt fasekontroltrin 90.

Oscillatortrinnet 60 er indrettet til at frembringe et kontinuerligt bølgesignal ved den nominelle chrominansunderbærebølge-frekvens, f.eks. ca. 3,58 MHz ifølge amerikanske fjernsynsnormer. Oscillatortrinnet 60 omfatter en forstærker, der er dannet af emit-terkoblede transistorer 61 og 62, der er indrettet til at forstærke og begrænse signaler i oscillatorsløjfen, og et ydre frekvensbestemmende resonanskredsløb 63, der er koblet mellem terminaler 8 og 9. Resonanskredsløbet 63 omfatter en seriekombination af en båndbreddebestemmende modstand 64, et smalbåndet krystalfilter 65 og en indstillelig afstemningskondensator 66, alt koblet mellem terminalerne 8 og 9. En filterkondensator 67 er koblet mellem modstanden 64 og jord.

En strømkildetransistor 68 er koblet fra forstærkertransistorerne 61 og 62's sammenkoblede emittere til et punkt med referencepotential, jord, over en forspændingsmodstand 79. En belastningsmodstand 69 er koblet mellem kollektoren på transistoren 61 og en arbejdsspændingsforsyning på ca. 11,2 volt ved terminalen 10. Kollektoren på transistoren 62 er direkte koblet til ar-bejdsspændingsforsyningen. Der er tilvejebragt regenerativ vekselstrømstilbagekobling til understøttelse af svingningerne ved hjælp af en tilbagekoblingssløjfe, der indeholder en emitterfølger-buf-fertransistor 70, resonanskredsløbet 63 og en anden emitterfølger--buffertransistor 71. Transistoren 70's basis er koblet til udgangskol lektorelektroden fra forstærkertransistoren 61 til modtagelse af signaler, der fremkaldes over belastningsmodstanden 69, medens transistoren 71's emitter er koblet til transistoren 62's basis-

DK 152868 B

7 indgang. En forspændingsmodstand 81 er koblet til terminalen 8 og kobler transistoren 70's emitter til jord.

Arbejdsforspænding til oscillatorforstærkertransistorerne 61, 62 tilvejebringes af en opstilling omfattende en dobbeltemit-ter-forspændingstransistor 72, der har sin kollektor koblet til arbejdsspændingsforsyningen, sin basis koblet til en forspændings-forsyning på ca. 5,4 volt over en forspændingsmodstand 73, og en emitter koblet til basen på forstærkertransistoren 61. En forspændingsmodstand 74 kobler forspændingsforsyningen til transistoren 71's basis. Forspændingsopstillingen omfatter yderligere en forspændingstransistor 75, der har sin basis koblet til basen på strømkildetransistoren 68, sin kollektor koblet til en emitter på transistoren 72 og sin emitter ført tilbage til jord ved hjælp af en forspændingsmodstand 76. En yderligere forspændingstransistor 77 har sin kollektor koblet til emitteren på buffertransistoren 71, sin basis koblet til basen på strømkildetransistoren 68 og sin emitter ført tilbage til jord over en forspændingsmodstand 78. En kilde for forspændingsjævnspænding på ca. +1,2 volt er ført til basiselektroderne på transistorerne 68, 75 og 77 til etablering af hvilestrømme.

Oscillerende signaler, der i fase og frekvens står i forhold til impulssignalkomposanten af det modtagne chrominanssignal, føres fra transistoren 71's emitter til farvetonekredsløbet 50 og den automatiske frekvens- og fasedetektor 32. Tilsvarende fasede oscillerende signaler kobles fra forbindelsespunktet mellem modstanden og kondensatoren 67 til et ydre faseforskydningsnetværk 80, der ligger uden for oscillatortrinnet 60's regenerative tilbagekoblingssløjfe .

Faseforskydningsnetværket 80 omfatter en selvinduktion 82, hvis ene ende er koblet til forbindelsespunktet mellem modstanden 64 og kondensatoren 67. En kondensator 83, der er koblet mellem selvinduktionen 82's anden ende og jord, er shuntet ved hjælp af seriekombinationen af en modstand 85 og en kondensator 86. Faseforskydningsnetværket 80 er indrettet til at have et forholdsvis lille Q på ca. 1, idet det meddeler en faseforskydning bagud på ca. 90° ved resonans, f.eks. ved 3,58 MHz, med signalet, der leveres fra oscillatortrinnet 60.

Faseforskudte signaler fra netværket 80, der herefter be- 8

DK 152&68B

tegnes som tværfasesignaler, kobles til den spændingsstyrede oscillator 55's fasestyretrin 90 og til farvetonekredsløbet 50 og det automatiske farvekontrolkredsløb 35 over terminalen 11 og en emitterfølger-buffertransistor 88.

Fasestyretrinnet 90 omfatter en balanceret forstærker med et første og andet par differentielt koblede transistorer 91, 92 og 93, 94, der reagerer på styresignaler, der leveres fra den automatiske frekvens- og fasekontroldetektor 32, og et tredje par differentielt koblede transistorer 95 og 96, der forsynes med tvær-fasesignalet fra transistoren 88*s emitter. Transistorerne 91 og 92 har deres emitterelektroder koblet sammen og deres respektive kollektorelektroder koblet til kollektorelektroderne på transistorerne 94 og 93. De sammenkoblede kollektorer på transistorerne 92 og 93 er direkte koblet til arbejdsspændingsforsyningen, og de sammenkoblede kollektorer på transistorerne 91 og 94 er koblet til belasningsmodstanden 69. Basiselektroderne på transistorerne 91 og 93 er sammen koblet til en styresignaludgang fra den automatiske frekvens- og fasekontroldetektor 32, og transistorerne 92 og 94's basiselektroder er sammen koblet til en forspændingsudgang fra detektoren 32.

Emitterkbblede transistorer 95 og 96 har deres respektive kollektorelektroder koblet til de sammenkoblede emittere på transistorerne 91, 92 og 93, 94. Kollektor-emittervejen for en strømkildetransistor 97 kobler de sammenkoblede emittere på transistorerne 95 og 96 til jord over en forspændingsmodstand 98. En kilde for forspændingsjævnspænding på ca. +1,2 volt er ført til basen på transistoren 97 for at bestemme hvilestrømmen. Arbejdsforspænding leveres til transistoren 96's basis fra forspændingsforsyningen +5,4 volt over transistoren 75's kollektor, og en lignende arbejds-forspænding leveres til transistoren 95’s basis over transistoren 88, selvinduktionen 82 og modstanden 74. Transistoren 95's basis modtager også tværfasesignalet fra transistoren 88's emitter.

Funktionen af den i fig. 1 viste spændingsstyrrede oscillator 55 skal nu beskrives.

Ved normal arbejdsmåde til korrekt demodulation af det modtagne chrominanssignal ønsker man, at udgangssignalet, der leveres af oscillatortrinet 60 ved terminalen 9, har en frekvens lig med frekvensen af den modtagne impulssignalkomposant og ligger i

DK 152868B

9 tværfase til denne. Det ønskede signalforhold tilvejebringes ved hjælp af fasestyretrinet 90 i samarbejdet med oscillatortrinet 60 på følgende måde.

Transistorerne 61 og 62 i oscillatortrinet 60 er forspændt til selvbegrænsende funktion for at tillade oscillatorsignaler-ne at nå en forud fastlagt amplitude tværs over belastningsmodstanden 69. Dette signal leveres ved en forholdsvis lav udgangsimpedans fra emitteren på følgetransistoren 70 til det afstemte kredsløb 63. Det niveau, ved hvilket begrænsningen sker, fastlægger spændingen fra spids til spids af oscillatorudgangssignalet ved terminalen 9.

Krystallet 65 har en resonansfrekvens omkring chrominans-underbærerbølgefrekvensen på 3,58 MHz, hvor resonansfrekvensen bestemmes nøjere ved indstilling af den variable kondensator 66. Krystallet 65 frafiltrerer også de højere ordens harmoniske af den rektangulære svingningsbølgeform ved terminalen 8 for ved terminalen 9 at tilvejebringe en sinusbølgeform, der herefter betegnes som "signalet i fase". Dette signal faseforskydes i hovedsagen 90° ved hjælp af kredsløbet 80.

Et resulterende kontinuerligt tværfasebølgesignal føres til det tredje par differentielt koblede transistorer 95,96 over terminalen 11 og transistoren 88 for at frembringe lige store, men modsat fasede udgangssignaler, der styrbart leveres til belastningsmodstanden 69 ved ændring af ledningen i det øvre differentielle pars transistorer 91-94 som funktion af størrelsen af styresignalerne fra detektoren 32's udgang. Den automatiske frekvens- og fasedetektor 32 forsynes med impulssignalinforma-tion fra styrekredsløbet 29 og med i-fase-signalet fra oscillatortrinet 60 til frembringelse af styresignaler, der er repræsentative for fase- og/eller frekvensforskellen mellem i-fase--signalet og impulssignalkomposanten. Den automatiske frekvens-og forstærkningskontroldetektor 32's funktion er beskrevet i amerikansk patentskrift nr. 3.740.456.

Når oscillatorr'eferencesignalet ved terminalen 9 og det modtagne impulssignal er i korrekt fase- og frekvensforhold, dvs. har samme frekvens og er 90° faseforskudt i forhold til hin-

10 DK 152868B

anden, frembringer detektoren 32 på hver udgangslinie styresignaler, der er af samme størrelse. Transistorerne 91 og 94 leder derfor begge lige store, men modsat rettede signalstrømme der svarer til det fra transistorerne 95 og 96 leverede tværfase-signaliog ophæves, når de kombineres i modstanden 69. Når udgangssignalet fra oscillatortrinet 60 har den rette fase og frekvens i forhold til impulssignalet, påvirker fasekontroltri-net 90 således ikke udgangssignalet fra oscillatortrinet 60.

Når oscillator- og impulssignalerne afviger fra det ønskede forhold, fremkalder den automatiske frekvens- og fasekontrol detektor 32 udgangsstyresignaler med uens størrelse.

Transistorerne 91 og 94 leder da uens størrelser af tvær-fasesignalstrømmene til frembringelse af en resulterende tværfa ses ignalkomposant i modstanden 69 med en størrelse og polaritet, der er bestemt af den relative størrelse og polaritet af styresignalerne, der tilvejebringes af den automatiske frekvens-og fasekontroldetektor 32. På denne måde frembringes positive eller negative dele af tværfasesignalet over modstanden 69 i overensstemmelse med størrelsen og polariteten af styresignalerne, der føres til basiselektroderne på transistorerne 91,92 og 93, 94 fra den automatiske frekvens- og fasekontroldetektor 32. Symmetrisk styring tilvejebringes af den balancerede forstærkerfunktion af fasekontroltrinet 90.

Det skal bemærkes, at den strøm, der i fasekontroltrinet 90's deletilstand leveres af strømkildetransistoren 97, deles i hovedsagen ensartet mellem de ens forspændte transistorer 95 og 96. Med lige store hvileudgangssignaler fra den automatiske frekvens- og fasekontroldetektor 32, dvs. intet fejlsignal, deler transistorerne 95 og 96's ko1lektorstrømme sig ensartet i det efterfølgende første og andet par differentielt koblede transistorer 91,92 og 93,94. Transistorerne 91 og 94's kollektorstrøm-me kombineres i modstanden 69 til tilvejebringelse af en hvile = belastningsstrøm, der er den halve af den strøm, der leveres over transistoren 97. Det skal også bemærkes, at den automatiske frekvens- og fasekontroldetektor og fasestyretrinet 90, når oscillatortrinet 60 er korrekt afstemt til farveunderbærebølgefrekven-sen, vil vende tilbage til en O-fejltilstand, når først det korrekt fasede signal tilvejebringes over belastningsmodstanden 69.

Virkningen af kombineringen af signaler fra oscillatortrinet 60 og fasekontroltrinet 90 er vist i diagrammet i fig. 2.

11 DK 152868 B

Fig. 2 viser et vektordiagram, der viser området for fase variation af det kombinerede signal, der fremkaldes over modstanden 69. En vektor Rq repræsenterer udgangssignalet fra oscillatortrinet 60 med en nominel referencefase på 0°. Størrelsen af oscillatorsignalet Rq er i hovedsagen konstant bestemt ved oscillatorforstærkeren 61,62's begrænsende virkning. I dette eksempel svarer signalet Rq også til et resulterende signalfremkaldt over modstanden 69 i fravær af tværfasesignalet, der leveres fra fasekontroltrinet 90, dvs. når det modtagne impulssignal og referencesignalet fra oscillatortrinet 60 er i tværfase.

En vektor repræsenterer tværfasesignalet fra fasekon-troltrinnet 90, når forholdet mellem impulssignalet og signalet fra oscillatortrinet 60 afviger fra normen i et ydertilfælde, dvs. maksimal styresignaludgang på én måde fra den automatiske frekvens- og fasekontroldetektor 32. Ved denne tilstand er størrelsen af tværfasesiganlet lig med f.eks. størrelsen af os cillatorsignalet Rq, og et resulterende signal R1 med en fasevinkel 0·^ på ca. + 45° i forhold til Rq frembringes, når signalerne P. og R kombineres i modstanden 69. Når der eksisterer en mindre fase/frekvens-afvigelse af samme art, der frembringer et mindre styresignal fra den automatiske frekvens- og fasekontroldetektor 32, frembringes et resulterende signal R£ med en fasevinkel ©2* når oscillatorsignalet RQ og en mindre del af tværfasesignalet, P2/ kombineres. Når det ønskede forhold mellem impulssignalet dg oscillatorsiganlerne afviger i det andet ydertilfælde, leveres et tværfasesignal iP^ med modsat polaritet fra fasekontroltrinnet 90. Ved denne tilstand er størrelsen af signalet P^ f.eks. lig med oscillatorsignalet Rq, og et resulterende signal R^ med en fasevinkel 0^ på ca. -45° i forhold til Rq frembringes, når signalerne P3 og RQ kombineres.

I kraft af den ovenfor beskrevne funktion kan der forventes et i hovedsagen symmetrisk fasekontrolområde på ca. 90°, dvs.

- 45°, for det kombinerede signal, der fremkaldes over modstanden 69. Det kombinerede signal kobles af transistoren 70 til oscillatortrinet 60's resonanskredsløb 63 og tjener til indstilling af oscillatortrinets arbejdsfrekvens og fase. Ændringen i arbejds-frekvens er en funktion af resonanskredsløbet 63's båndbredde og størrelsen af faseforskydningen, der indføres i oscillatorsløjfen bestemt af det kombinerede signal, der fremkaldes over modstanden

12 DK 152868B

69. Følgelig kan frekvensændringen Af for oscillatortrinet 60 matematisk bestemmes ved udtrykket

Af = l/2Btg© hvor B = båndbredden for resonanskredsløbet 63, og Θ = fasevinkelen for det kombinerede signal fremkaldt over modstanden 69.

Oscillatortrinet 60's arbejdsfrekvens forbliver uændret i fravær af tværfasesignal til modstanden 69 fra fasekontroltrinet 90, når oscillatorsignalfrekvensen og impulsignalfrekvensen er i hovedsagen ens. Signalet, der fremkaldes over modstanden 69 og føres til resonanskredsløbet 63, svarer derfor til oscilla-torreferencesignalet ved den nominelle 0° referencefase. Positive eller negative afvigelser af det ønskede frekvensforhold resulterer i at tilsvarende positive og negative størrelser af tvær-fasesignalet leveres fra fasekontroltrinet 90 til dannelse af et resulterende signal med en fasevinkel Θ, der er repræsentativ for frekvensafvigelsen, når tværfasesignalet og referencesiganlet kombineres i modstanden 69. Oscillatortrinet 60's arbejdsfrekvens ændres i overensstemmelse med det ovennævnte udtryk til at svare til frekvensen af impulssignalet, og nettofaseforskydningen langs oscillatortrinet 60's tilbagekoblingssløjfe forbliver 0 til opretholdelse af svingning.

Foruden at udvise et forudsigeligt symmetisk styreområde tilvejebringer den spændingsstyrede oscillator 55, når den anvendes i en farvefjernsmodtager, også bekvemt svingende referencesignaler i fase og i tværfase til demodulering af B-Y- og R-Y--farvedifferensunderbærebølgesignaler. I dette tilfælde fremkaldes R-Y- og B-Y-referencesignaler af henholdsvis oscillatortrinet 60 og faseforskydningsnetværket 80. Der kan naturligvis anvendes andre forhold. F.eks. kan udgangen fra oscillatortrinet 60 faseforskydes 90° ved at koble den automatiske frekvens- og fasekontroldetektor 32's indgang til faseforskydningsledet 80's udgang.

Det bemærkes, at modstanden 64 er dimensioneret til at tilvejebringe en båndbredde for resonanskredsløbet 63 af størrelsesordnen 1000 Hz, centreret omkring den nominelle 3,58 MHz oscillatorfrekvens, ^.ed -3 db punktet. Båndbredden på 1000 Hz bidrager

13 DK 152868 B

til et -500 Hz indtrækningsområde for oscillatortrinet 60, hvilket er tilstrækkeligt under hensyntagen til den typisk forekommende oscillatordrift på grund af temperatur- og fugtighedsændringers virkninger på krystallet 65. En sådan båndbredde tillader også tilstrækkelig kredsløbsforstærkning uden at indføre tendens til frembringelse af parasitiske signaler. Modstanden 64 i forbindelse med kondensatoren 67 virker også til dæmpning af højere ordens harmoniske af signalet eller overtoner, der kan fremkaldes som resultat af tilstedeværelsen af parasitisk kapacitet over krystallet 65's terminaler. En sådan dæmpningsopstilling hindrer overtonesvingningernes uheldige virkninger uden at forstyrre tilbagekoblingssløj feforstærkningen.

Det skal også bemærkes, at faseforskydningsnetværket 80 kan vælges til at tilvejebringe en faseforskydning forskellig fra 90° afhængigt af kravene for det apparat, som den styrede oscillator anvendes sammen med. Et faseforskydningsnetværk 80 af den beskrevne art har det ønskelige medfødte træk, at det tilvejebringer en faseforskydning af en forud bestemt størrelse ved resonans uafhængigt af faseforskydningsnetværkets belastning med det efterfølgende kredsløb. Faseforskydningsnetværket 80 bevirker minimal fasefejl ved indsættelse og anvendes derfor med fordel i kredsløb, hvor en nominel fase skal bevares.

Faseforskydningsnetværket 80's selvinduktion 82 er forholdsvis billig og let tilgængelig. Selvinduktionen 82 behøver ikke at udvise nogen høj tolerance, og variationer i selvinduk-tionensværdi som følge af ældning og temperaturændringer kan tolereres.

Det relativt lille Q, ca. 1 i nærværende tilfælde, der vælges for faseforskydningsnetværket 80,resulterer i en båndbredde, der er betydeligt større end båndbredden for resonanskredsløbet 63 med stort Q. Faseforskydningsnetværket 80 indfører derfor ikke uønskede reaktive faseforskydningskomponenter, der vil forstyre funktionen af oscillatortrinet 60. En yderligere ønskelig konsekvens af faseforskydningsnetværket 80's store båndbredde er, at kondensatoren 67 kan filtrere harmoniske, der eventuelt frembringes af krystallet 65, uden at indføre yderligere uønsket faseforskydning.

Selv om opfindelsen er beskrevet ved en speciel kredsløbsudformning, skal det bemærkes, at andre opstillinger kan udøves I- I- rn -| I ___ .. O ·* mm «— * 1

14 DK 152868 B

der anvendes aktive signalkombineringskredsløb i stedet for den viste kombineringsmodstand 69, og andre opstillinger kan anvendes i stedet for det omtalte LC-netværk 80 til tilvejebringelse af det faseforskudte tværfasesignal. Desuden kan styresignalet leveres til fasekontroltrinet 90's transistorer 95, 96 på enpolet eller balanceret måde. Endvidere kan den øvre og nedre del af fasekontroltrinet 90 skifte roller.

Ligeledes kan faseforskydningsnetværket 80 være indeholdt i og gjort til en del af resonanskredsløbet 63, som f.eks. ved kaskadekobling af to 90° faseforskydningsnetværk mellem terminalerne 8 og 9 på IC 20 og kobling af terminalen 11 direkte til faseforskydningsnetværkernes forbindelsespunkt.

Claims (9)

15 DK 152868 B _P_a_t_e_n_t_k_r_a_v_

1. Oscillator med en udgang, der i fase og/eller frekvens kan styres under hensyntagen til en forud fastlagt referencefrekvens, omfattende forstærkerorganer (60), der har en indgang (9) og en udgang (8), reaktive organer (63), der har en forud fastlagt resonansfrekvens, koblet i en lukket kredsløbssløjfe mellem indgangen (9) og udgangen (8) på forstærkerorganerne (60) til tilvejebringelse af regenerativ tilbagekobling af tilstrækkelig størrelse til frembringelse af et svingningssignal, der har en referencefase, ved en udgang fra oscillatoren, organer (32) til tilvejebringelse af styresignaler, der er repræsentative for svingningssignalets fase og/eller frekvens i forhold til et forud fastlagt referencesignal, kendetegnet ved organer (80) koblet til oscillatorens udgang til faseforskydning af svingningssignalet et forud fastlagt beløb (-90°) i forhold til referencefasen til frembringelse af et faseforskudt signal, styreorganer (90) koblet til faseforskydningsorganerne (80) til modtagelse af det faseforskudte signal til frembringelse af udgangssignaler (P^ og P^) i modfase og reagerende på styresignalerne til udvælgelse af dele af modfaseudgangssignalerne, organer (69) til kombinering af de ved styreorganerne udvalgte dele med svingningssignalet til frembringelse af et sammensat signal, der har en resulterende fase (Θ), og til levering af det kombinerede signal til forstærkerorganerne til opretholdelse af svingningssignalet i det ønskede forhold til det forud fastlagte referencesignal.

2. Oscillator ifølge krav 1, kendetegnet ved, at organerne (80) til faseforskydning af svingningssignalet og styreorganerne (90) er koblet uden for forstærkerorganernes (60) lukkede kredsløbstilbagekoblingssløjfe.

3. Oscillator ifølge krav 1, kendetegnet ved, at styreorganerne (90) omfatter en balanceret forstærker (90), der har en signalindgang (basen på 95, 96) til modtagelse af det faseforskudte signal, en styreindgang (basen på 91, 94) til modtagelse af styresignalerne og en udgang (kollektoren på 91,94) til tilvejebringelse af styrbare beløb af det faseforskudte signal afhængigt af styresignalet.

4. Oscillator ifølge krav 3, kendetegnet ved, at den balancerede forstærker (90) omfatter en første forstærker (91) med en signalindgang (basen på (91) og en udgang (kollektoren på 91), en anden forstærker (94) magen til den første forstærker (91) med en signalindgang (basen på 94) og en udgang (kollektoren på 94), en

16 DK 152868B tredje forstærker (95, 96) med en indgang (basen på 95) forsynet med det faseforskudte signal, og udgange med signaler i modfase koblet til henholdsvis signalindgangene til den første (91) og anden (94) forstærker, organer (forbindelser) til levering af styresignalerne til den første (91) og anden (94) forstærker til ændring af disses relative ledningsevne, og organer (forbindelse af kollektorerne på 91,94) til summering af udgangssignaler i modfase fra den første (91) og den anden (94) forstærker til tilvejebringelse af et kombineret udgangssignal for den balancerede forstærker (90) svarende til en del af det faseforskudte signal med en størrelse og polaritet, der er bestemt ved størrelsen og polariteten af styresignalerne.

5. Oscillator ifølge krav 4, kendetegnet ved, at den første forstærker yderligere omfatter et første par bestående af en første (91) og en anden (92) emitterkoblet transistor, at den anden forstærker yderligere omfatter et andet par bestående af en tredje (93) og en fjerde (94) emitterkoblet transistor, hvor den anden (92) og tredje (93) transistor har deres kollektorelektroder koblet sammen og til en kilde for arbejdspotential, den tredje forstærker omfatter et tredje par bestående af en femte (95) og en sjette (96) emitterkoblet transistor, hvis kollektorer er koblet til de sammenkoblede emittere på transistorerne i henholdsvis første og andet par, og som har deres emittere koblet sammen til en kilde for arbejdsjævnstrøm og har ens forspændte basiselektroder, hvoraf i det mindste den ene forsynes med det faseforskudte signal, og hvor organerne til levering af styresignalet til den første og anden forstærker omfatter sammenkobling af basiselektroderne på den første (91) og tredje (93) transistor og sammenkobling af basiselektroderne på den anden (92) og fjerde (94) transistor, idet i det mindste det ene af disse par sammenkoblede basiselektroder forsynes med styresignalet, og at summeringsorganerne omfatter en sammenkobling af kollektroelek-troderne på den første (91) og fjerde (94) transistor.

6. Oscillator ifølge krav 5, kendetegnet ved, at de kombinerende organer omfatter en impedans (69) med stor båndbredde .

7. Oscillator ifølge krav 6, kendetegnet ved, at de kombinerende organer omfatter en modstand (69).

8. Oscillator ifølge krav 1, kendetegnet ved, at organerne (80) til faseforskydning af svingningssignalet omfatter et serieresonans LC-netværk (80).

17 DK 152868 B

9. Oscillator ifølge krav 8, kendetegnet ved, at LC-netværket (80) omfatter en selvinduktion (82), der ved den ene ende forsynes med svingningssignalet, og en parallelkomhination af en modstand (85) og en kondensator (83) koblet til den anden ende af selvinduktionen til med denne at danne et resonansnetværk med forholdsvis lille Q.