DE3038050C2 - Regelbarer Oszillator - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen regelbaren Oszillator,

wie er im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist.

Bei vielen Arten von Geräten benötigt man einen Oszillator mit vorbestimmten Phasen- und Frequenzverhalten, unter anderem mit einem symmetrischen Phasen- und Frequenzregelbereich. Diese Eigenschaften sind z. B. insbesondere erwünscht bei einem geregelten Oszillator im Farbkanal eines Farbfernsehempfängers für die Lieferung eines Bezugssignals zur Demodulierung der Farbsignaiinformation. Ein solcher Oszillator ist aus der US-PS 40 20 500 bekannt, und hiervon geht die Erfindung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 aas. Eine ähnliche Schaltung ist auch aus der DE-AS 12 49 332 bekannt. Der Oszillator wird typischerweise durch eine Spannung gesteuert, die proportional ist zu einer Phasen- oder Frequenzdifferenz zwischen einem im Empfänger erzeugten Oszillator-Bezugssignal und dem Farbsynchronsignal des Farbsignals. Er enthält ferner eine Resonanzschaltung mit einem Kristallfilter in einer Rückkopplungsschleife zur Bestimmung der gewünschten Schwingfrequenz. Die Abstimmung der Resonanzschaltung für die Einstellung einer genauen Betriebsfrequenz erfolgt üblicherweise mit Hilfe einer kleinen veränderbaren Trimm-Kapazität, welche zur Resonanzschaltung gehört. Im Oszillator wirksame parasitäre Kapazitäten, die durch mit der Resonanzschaltung gekoppelte Schaltungsteile bedingt sind, beispielsweise durch den am Ausgang der Resonanzschaltung liegenden Verstärker oder die ebenfalls mit der Resonanzschaltung gekoppelte Regelschaltung, können jedoch den Betrieb des Oszillators durch Einführung einer unerwünschten Phasenverschiebung beeinträchtigen. Eine solche Phasenverschiebung kann die Abstimmung der Resonanzschaltung und den Fangbereich des Oszillators verändern und den durch die veränderbare Trimm-Kapazität gegebenen Abstimmbereich begrenzen. Bei einem spannungsgesteuerten Oszillator kann auch der Regelbereich unsymmetrisch werden.

Eine Möglichkeit zur Verringerung der schädlichen Auswirkungen solcher parasitären Kapazitäten auf die Betriebsweise des Oszillators ist in der US-PS 40 95 255

beschrieben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Schaltungsmaßnahmen zur Kompensierung der Auswirkungen solcher parasitären Kapazitäten anzugeben. Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst

Bei der Erfindung wird ein Kompensationssignal von der Frequenz der Oszillatorschwingung mit dem Oszillatorsignal und dem Regelsignal für die nonnale Frequenz und Pbasenregelung des Oszillators kombiniert und das daraus resultierende Signal kann durch Veränderung von Amplitude und Phase des Kompensationssignals in seiner Phase verschoben werden. Auf diese Weise läßt sich die durch die parasitären Kapazitäten bedingte Phasenverschiebung wieder rückgängig machen, so daß das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung keine unerwünschte Phasenverschiebung meiir aufweist Die Erfindung hat den Vorteil, daß nicht mehr ein Teil der Regelwirkung durch statische »Vorspannungen«, wie sie die parasitären Kapazitäten verur-Sachen, verbraucht wird, so daß der gesamte Regelbereich der Schaltung für den eigentlichen Regelzweck zur Verfügung bleibt Unerwünschte Frequenzverschiebungen werden auf diese Weise kompensiert, denn die zusätzlich eingekoppelte Kompensationsspannung bringt das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung in diejenige Phasenlage zurück, welche es ohne Beeinflussung durch parasitäre Kapazitäten haben würde. Ohne die erfindungsgemäße Kompensation würden zwar die durch parasitäre Kapazitäten verursachten Phasenverschiebungen durch den Regelmechanismus auch ausgeregelt, jedoch wird dabei ein Teil der möglichen Regelwirkung bereits verbraucht, so daß die Regelschaltung in ihrem Normalzustand nicht mehr in ihrem eigentlichen Nullpunkt oder Symmetriepunkt arbeitet.

Gemäß der Erfindung enthält ein geregelter Oszillator einen Verstärker mit einem aktiven Schaltungselement, welches einen Ausgangsanschluß hat, eine Filterschaltung, die in einem Rückkopplungszweig des Verstärkers liegt und eine Mitkopplung ausreichender Größe ergibt, um am Ausgangsanschluß des aktiven Schaltungselementes ein Schwingungssignal zu erzeugen, ferner eine Regelschaltung, die an einem Ausgangsanschluß ein Regelsignal liefert, sowie eine Schaltung zur Kombinierung des Schwingungssignals mit dem Regelsignals zu einem Kombinationssignal am Ausgang dieser Kombinationsschaltung, und schließlich eine Koppelschaltung, welche Ausgangssignale von der Kombinationsschaltung zum Fiiter koppelt. Der Ausgangsan-Schluß des aktiven Schaltungselementes und der Ausgangsanschluß der Regelschaltung sind jeweils mit einer parasitären Kapazität behaftet, welche in dem Kombinationssignal eine unerwünschte Phasenverschiebung hervorrufen. Der Oszillator enthält auch eine Anordnung zur Lieferung eines Kompensationssignals vorbestimmter Größe und Phase von der Frequenz der durch die Filterschaltung gefilterten Signale. Dieses Kompensationssignal wird der Kombinationsschaltung zugeführt, welche ein resultierendes Signal mit dem Oszillatorsignal und dem Regelsignal an ihrem Ausgang liefert. Die Größe und Phasenlage des Kompensationssignals werden gegenüber Größe und Phasenlage des kombinierten Signals derart bestimmt, daß die unerwünschte Phasenverschiebung im resultierenden Signal im wesentlichen verschwunden ist.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

In den Zeichnungen zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Teils eines Farbsignalverarbeitungskanals eines Farbfernsehempfängers mit einem geregelten Farboszillator gemäß der Erfindung,

F i g. 2 ein Schaltbild eines Teils des Farbkanals gemäß F i g. 1 mit einem geregelten Farboszillator und zugehöriger Phasenkompensationsschaltung gemäß der Erfindung,

F i g. 3 ein Zeigerdiagramm zur Erläuterung der Betriebsweise der erfindungsgemäßen Kompensationsschaltung und

F i g. 4 eine alternative Ausführungsform der Phasenkompensationsschaltung gemäß F i g. 2.

Die innerhalb der gestrichelten Umrandung 10 in Fig.] angedeuteten Signalverarbeitungsfunktionen können in einer einzigen monolithisch integrierten Schaltung realisiert werden. In diesem Falle stellen die Anschlüsse 71, 7*2 und Γ3 äußere Verbindungsanschlüsse zur integrierten Schaltung dar. Eine Farbsignalgemischquelle 20 liefert Farbinformation in Form von Farbdifferenzsignalen R-Y, C-Y und B-Y, die mit ausgewählten Phasenlagen in Amplitudenmodulation einer unterdrückten Farbträgerschwingung aufmoduliert sind, und eine Farbsynchronsignalkomponente des Signalgemisches. Gemäß den US-Fernseh-Normen wird die Farbsynchronsignalinformation während eines relativ kurzen Synchronisierintervalles nach dem Ende jeder Bildzeile übertragen. Das Farbsynchronsignal besteht typischerweise aus mehreren Zyklen einer unmodulierten Schwingung, deren Frequenz gleich der Frequenz eines Bezugsfarbträgersignals ist.

Die Farbsynchronsignalkomponente und der modulierte Farbträger des Farbsignalgemisches werden durch eine Signaltrennschaltung 32 (beispielsweise einen getasteten Verstärker) getrennt. Die abgetrennte mudulierte Farbträgerkomponente wird den nachfolgenden Farbsignalverarbeitungsschaltungen zugeführt (die beispielsweise die Farbtönungseinstellung, die automatische Farbregelung und Matrix- und Demodulatorschaltungen enthalten), um schließlich in bekannter Weise die Farbsignale R, Bund Gabzuleiten,die dann in üblicher Weise einer nicht dargestellten Bildröhre des Empfängers zugeführt werden.

Die von der Signaltrennschaltung 32 abgetrennten Farbsynchronsignale werden einem AFPC-Detektor 50 für die automatische Frequenz- und Phasenregelung zugeführt. Diesem Detektor 50 wird außerdem ein Bezugsschwingungssignal von einem spannungsgesteuerten Farboszillator 100 zugeführt, der eine Phasenregelstufe 54, einen Oszillator 70 und eine Phasenschieberschaltung 85 enthält. Der Oszillator 70 enthält einen Verstärker 66 und einen Rückkopplungszweig mit einer Signalkombinationsschaltung 58 und einer Resonanzschaltung 75. Wie noch im einzelnen erläutert werden wird, faßt die Signalkombinationsschaltung 58 die Ausgangssignale des Oszillatorverstärkers 66 und tier Phasenregelstufe 54 mit einem vorbestimmten Anteil des der Stufe 54 zugeführten phaser.verschobenen Eingangssignals zusammen, das der Kombinationsschaltung 58 über eine proportionierende Signalübertragungsstufe 57 zugeführt wird. Der regelbare Oszillator 100 ist im einzelnen in der bereits erwähnten US-PS 40 20 500 beschrieben, und der Detektor 50 kann beispielsweise von der in der US-PS 37 40 456 beschriebenen Art sein. Der Detektor 50 liefert Ausgangsregelsignale, welche ein Maß für die Phasen- und/oder Frequenzbeziehung zwischen der gesendeten Farbsyn-

chronsignalkomponente und einem von dem geregelten Oszillator 100 ei gten Bezugssignal ist. Die gefilterten Ausgangssignale des AFPC-Detektors 50 werden der Phasenregelstufe 54 des geregelten Oszillators 100 zugeführt, dessen Betrieb nun im Zusammenhang mit F i g. 2 beschrieben wird.

In F i g. 2 ist der geregelte Oszillator 100 in Form eines mit 270 bezeichneten Oszillators mit geschlossener Schleife und einer getrennten Phasenregelstufe 254 veranschaulicht.

Der Oszillator 270 erzeugt ein kontinuierliches Schwingungssignal mit einer Sollfarbträgerfrequenz (die beispielsweise gemäß der US-Fernsehnorm etwa 3,58 MHz beträgt). Der Oszillator 270 enthält einen Verstärker 266 aus emittergekoppeiten Transistoren 211 und 212, die so geschaltet sind, daß sie in der Oszillatorschleife Signale verstärken und begrenzen, und eine frequenzbestimmende Resonanzschaltung 75 mit einem schmalbandigen Kristallfilter 78, einem einstellbaren Trimm-Kondensator 77 und einem Widerstand 79, die in Reihe zwischen Anschlüsse Ti und 7Ί liegen. Die Resonanzfrequenz des Kristalls 78 liegt um die Farbträgerfrequenz und wird mit Hilfe des Trimm-Kondensators 77 genau eingestellt. Der Widerstand 79 ist so dimensioniert, daß die Bandbreite der Resonanzschaltung 75 bei — 3 db in der Größenordnung von 1000 Hz zentrisch um die Oszillator-Sollfrequenz von 3,58 MHz liegt. Die Bandbreite von 1000 Hz ergibt einen Fangbereich des Oszillators 270 um ± 500 Hz. Die Ausgangssignale des Verstärkers 266 erscheinen am Kollektor des Transistors 211 am Schaltungspunkt A und werden über einen Lastwiderstand 262 und einen als Emitterfolger geschalteten Puffertransistor 263 dem Anschluß T-i zugeführt. Ein Abschlußwiderstand 265 verbindet den Emitter des Transistors 263 mit Masse.

Von dem zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 211 und 212 ist ein Stromquellentransistor 224 über einen Vorspannungswiderstand 242 an einen Bezugspotentialpunkt (Masse) geschaltet Die Vorspannung für den Betrieb der Verstärkertransistoren 211 und 212 wird geliefert von einem Vorspannungstransistor 221 mit zwei Emittern, Transistoren 222—225 und Widerständen 241—243, die in der gezeigten Weise geschaltet sind.

Am Anschluß Ti erscheinende Signale, die nachfolgend als Gleichphasensignale bezeichnet werden, werden durch die Phasenschieberschaltung 85 (beispielsweise eine LC-Schaltung) in der Phase verschoben. Im vorliegenden Beispiel haben die Ausgangssignale der Schaltung 85 bei Resonanz (also bei 3,58 Mz) eine Phasennacheiiung von etwa 9ir gegenüber den Gieichphasensignalen. Die von der Schaltung 85 gelieferten Signale, die nachfolgend als Quadratursignale bezeichnet werden, werden über den Anschluß Ti und einen als Emitterfolger arbeitenden Puffertransistor 250 der Regelstufe 254 des geregelten Oszillators 100 zugeführt Die Quadratursignale können auch den in den nicht dargestellten zusätzlichen Farbsignalverarbeitungsschaltungen enthaltenen Schaltungen für die Farbtoneinstellung und die automatische Farbregelung (ACC) zugeführt werden, und die Gleichphasensignale können ebenfalls der Farbtoneinstellung zugeführt werden, wie es in der erwähnten US-PS 40 20 500 beschrieben ist

Die Regelstufe 254 enthält einen symmetrischen Verstärker mit einem ersten und einem gleichen zweiten Paar Differenzverstärkertransistoren 201, 202 und 203, 204, die in der gezeigten Weise geschaltet sind und denen vom AFPC-Detektor 50 Regelsigrsale zugeführt werden, ferner ein drittes Paar in der veranschaulichten Weise in Differenzanordnung geschalteter Transistoren 205,206, denen über den Transistor 250 die Quadratursignale zugeführt werden. Die als Eingangselektroden dienenden Basen der Transistoren 201 und 203 sind zusammen an einen Regelsignalausgang des A FPC-Detektors 50 über eine Leitung 51 angeschlossen, und die als Eingangselektroden dienenden Basen der Transistoren 202 und 204 sind über eine Leitung 52 an einen ίο anderen Ausgang des AFPC-Detektors 50 angeschlossen. Ein Transistor 207 mit zugehörigem Widerstand 208 liefert den Betriebsstrom für die Stufe 254. Be-' triebsstrom für den Transistor 250 wird von einer einen Transistor 260 und einen Widerstand 261 enthaltenden Schaltung geliefert.

Bei normaler Betriebsweise sollen für die richtige Demodulation der empfangenen Farbsignale die normalerweise gleichphasigen Signale am Anschluß 7Ί die gleiche Frequenz wie das empfangene Farbsynchronsignal haben und zu diesem in Quadratur stehen (also 90° Phasenverschiebung gegenüber ihnen haben). Die gewünschte Signalbeziehung wird durch die Regelstufe 254 im Zusammenwirken mit dem Oszillator 270 hergestellt wie es in der US-PS 40 20 500 erläutert ist. Hierbei erscheinen die gleichphasigen Oszillatorsigriale des Oszillators 270 am Kollektor des Transistors 211 und einem Schaltungspunkt A als Spannungsabfall am Widerstand 262. Dieses Signal durchläuft einen Transistor 263, die Resonanzschaltung 75, einen Folgertransistor 222 und einen Transistor 212, wodurch die Rückkopplungsschleife des Oszillators 270 geschlossen wird. Die Regelstufe 254 erzeugt gleiche, jedoch gegenphasige Quadraturausgangssignale an den jeweiligen Kollektoren der Transistoren 201 und 204. Dem AFPC-Detektor 50 werden die Farbsynchronsignale und die gleichphasigen Signale vom Oszillator 270 vom Emitter des Folgetransistors 222 zugeführt zur Erzeugung von Differenzregelsignalen auf den Leitungen 51 und 52, welche den Phasen- und/oder Frequenzunterschied zwischen den Gleichphasensignalen und den Farbsynchronsignalen darstellen. Die Quadraturausgangssignale der Stufe 254 werden in ihrer Größe geregelt durch Veränderung des Leitungszustandes der Transistoren 201—204 in Abhängigkeit von der Größe des vom AFPC-Detektor 50 gelieferten Regelsignals.

Wenn das Gleichphasen-Oszillator-Bezugssignal und das Farbsynchronsignal in der richtigen Phasen- und Frequenzbeziehung zueinander stehen (also die gleiche Frequenz und eine Phasenverschiebung von 90° haben), dann erzeugt der AFPC-Detektor 50 Steuersignale gleicher Größe auf jeder Ausgangsieitung. Die Transistoren 201 und 204 führen daher jeweils Signalströme gleicher Größe, aber entgegengesetzter Phasenlage, entsprechend dem von den Transistoren 205 und 206 zugeführten Quadratursignal, welche sich bei Kombination am Punkt A auslöschen. Wenn die Oszillator- und Farbsynchronsignale von der gewünschten Phasenverschiebung abweichen, dann erzeugt der AFPC-Detektor 50 Ausgangsregelsignale ungleicher Größe. Die Transistoren 201 und 204 leiten dann ungleiche Beträge der Quadratursignalströme, und am Punkt A ergibt sich eine resultierende Quadratursignalkomponente, deren Größe und Phasenlage durch das Verhältnis der Größe und Phase der vom AFPC-Detektor 50 erzeugten Regelsignale bestimmt wird. Auf diese Weise entstehen am Punkt A Versionen des Quadratursignals, deren Größe und Phasenlage der Größe und Phasenlage von Regelsignalen entsprechen, welche den Basen der Transistoren

201,202 und 203,204 vom AFPC-Detektor 50 zugeführt werden.

Ein somit am Punkt A erscheinendes Signal ist die resultierende (Vektorsumme) der Quadratursignale von den Kollektoren der Transistoren 201 und 204 der Phasenregelstufe 254, der Gleichphasensignale vom Kollektor des Transistors 211 des Oszillators 270 und eines Hilfs-Quadratur-Phasenkompensationssignales, wie noch erläutert wird. Dieses resultierende Signal hat eine Phasenlage zwischen denjenigen der Gleichphasen- und der Quadratursignale. Das resultierende Signal tritt am Lastwiderstand 262 auf und gelangt über den Transistor 263 zur Resonanzschaltung 75, um die Betriebsfrequenz und -Phasenlage des Oszillators 270 einzuregeln. Die Eir.regelung der Betriebsfrequer.z hängt von der Bandbreite der Resonanzschaltung 75 und der Größe der Phasenverschiebung ab, welche in die Oszillator-Rückkopplungsschleife eingeführt und durch das resultierende Signal bestimmt wird. Beim vorliegenden Beispiel kann das resultierende Signal eine Phasenlage innerhalb eines Bereiches etwa 90° (+ 45°) haben, welche durch die Größe und Polarität des Quadratursignals von der Regelstufe 254 und die Verstärkung des Oszillatorverstärkers 266 bestimmt wird.

Die Schwingfrequenz des Oszillators 270 bleibt beim Fehlen der von der Regelstufe 254 gelieferten Quadratursignale unverändert, wenn die Signalfrequenz des Oszillators 270 und die Farbsynchronsignalfrequenz im wesentlichen gleich sind. Das am Widerstand 262 entstehende Signal, welches der Resonanzschaltung 75 zugeführt wird, entspricht daher dem Oszillator-Bezugssignal bei der nominellen Null-Grad-Bezugsphase. Positive oder negative Abweichungen von der gewünschten Frequenzbeziehung führen zu entsprechenden positiven oder negativen Werten des Quadratursignals, welches von der Regelstufe 254 geliefert wird, so daß das resultierende Signal mit einem Phasenwinkel gebildet wird, welcher ein Maß für die Frequenzabweichung ist, wenn die Quadratur- und Gleichphasensignale am Punkt A kombiniert werden. Die Betriebsfrequenz des Oszillators 270 wird so verändert, daß sie der Frequenz des Farbsynchronsignals entspricht, und die Gesamt-Phasenverschiebung um die Rückkopplungsschleife des Oszillators 270 herum bleibt zur Aufrechterhaltung der Schwingungen Null.

Es ist darauf hinzuweisen, daß an jedem, als Ausgangselektrode dienenden Kollektor der Transistoren 201 und 204 der Regelstufe 254 eine parasitäre Kapazität wirksam ist (nämlich die Kapazität zwischen Kollektor und Basis und zwischen Kollektor und Substrat), die

Lfbopivtavvbiat Lr^i ί. pi u\»gu i^iiii* αΐιιιιιΐΊΐν poiuouttiv

Kapazität erscheint auch am Kollektorausgang des Transistors 211 des Oszillators 270. Die Größen dieser Kapazitäten lassen sich von Schaltung zu Schaltung vorhersagen, wenn die Regelstufe 254 und der Verstärker 266 in integrierter Schaltung ausgebildet werden. Die Gesamtheit dieser parasitären Kapazitäten stellt für die am Punkt A entstehenden Signale eine Impedanz dar, und die Gesamt-Kapazität kann die Ursache für eine unerwünschte Phasenverzögerung gegenüber dem am Punkt A erzeugten resultierenden Signal sein. Bei gegebener Amplitude und Polarität der Quadratursigr.ale von der Stufe 254 kann beispielsweise eine solche Phasenverschiebung die Phasenlage des resultierenden Signals am Punkt A gegenüber einer zu erwartenden Phasenlage versetzen. Damit treten Unsymmetrien bei der Regelung des Oszillators 270 auf.

Im vorliegenden Beispiel arbeitet der Kristall 78 zwischen seiner Serien- und seiner Parallelresonanz. Der Oszillator 270 arbeitet im Idealfall bei der Serienresonanzfrequenz der Schaltung 75. Der Trimm-Kondensator 77 wird so eingestellt, daß sich die Entwurfs-Betriebsfrequenz ergibt, um die herum ein gewünschter Frequenzeinfangbereich des Oszillators 270 liegt. Die Parallel- und Serienresonanzfrequenzen definieren einen Betriebsfrequenzbereich, und innerhalb eines Teils dieses Bereichs kann der Kristall 78 mit Hilfe des Kondensators 77 abgestimmt werden, und innerhalb eines Teils dieses Bereiches rufen Veränderungen der Oszillatorsignalphase entsprechende Veränderungen der Oszillatorsignalfrequenz hervor, wie dies bekannt ist. Der Einfangbereich des Oszillators 270 umschließt einen vorbestimmten Ausschnitt aus dem erwähnten Betriebsbereich, und der Schwingbetrieb sowie die Einfangfähigkeit des Oszillators 270 nehmen mit Annäherung an die Parallelresonanz ab (+ 90° Phasenabweichung von der nominellen Null-Grad-Bezugsphase).

Die durch die parasitären Kapazitäten bedingte unerwünschte Phasenverschiebung bewirkt eine Verschiebung der Phasenachse, um welche die Phasen des resultierenden Signals abgeleitet werden (also + 45° um die nominelle Null-Grad-Phasenachse). Beispielsweise kann die unerwünschte Phasenverschiebung eine Verschiebung der Phasenachse auf diejenige Phasenlage bewirken (nämlich + 90°), die zur Parallelresonanz gehört. Ein Ende des Phasenbereiches des resultierenden Signals liegt dann näher bei der der Parallelresonanz zugeordneten Phasenlage (oder reicht über diese hinaus). Ein resultierendes Signal mit einer Phasenlage bei oder nahe einem solchen Ende kann außerhalb der Einfangmöglichkeit des Oszillators 270 liegen. Das heißt, daß die Phase des resultierenden Signals nicht die gewünschte Wirkung der Erzeugung einer entsprechenden Veränderung der Betriebsfrequenz des Oszillators 270, gemäß der Phasen/Frequenz-Kennlinie des Kristalls 78, haben kann. Damit ergibt sich aber ein unsymmetrischer Fangbereich mit entsprechender unsymmetrischer Regelung des Oszillators 270.

Die unerwünschte Signalphasenverschiebung wird eliminiert mit Hilfe einer Phasenkompensationsschaltung, die den Transistor 257 enthält. Mit seiner Hilfe wird ein vorgegebener Anteil des vom Emitter des Transistors 250 abgenommenen Quadratursignals an den Signalkombinationspunkt A gekoppelt, und zwar im Sinne einer Auslöschung der unerwünschten Phasenverzögerung, die andernfalls durch die parasitäre Kapazität hervorgerufen würde.

Der als Eingangselektrode geschalteten Basis des Transistors 257 werden vom Emitter des Transistors 250 Quadraturphasensignale zugeführt, und diese Basis ist unmittelbar mit der Basis des Transistors 205 verbunden. Eine Emitterelektrode des Transistors 257 ist direkt mit den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 205 und 206 verbunden, während die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren 257 und 205 unmittelbar parallel mit solcher Polung zueinander liegen, daß sie Strom in derselben Richtung leiten. Die Transistoren 205, 206 und 257 sind bei der hier beschriebenen Ausführungsform planare Bipolartypen. Das vom Transistor 250 gelieferte Quadratursignal erscheint invertiert am Kollektorausgang des Transistors 257.
Die Größe des Kollektorstroms des Transistors 257 und damit die Größe des invertierten Quadratursignals am Kollektor des Transistors 257 hängt von der Geometrie der Emitter-Sperrschichtfläche des Transistors 257 ab. Im vorliegenden Beispiel steht die Emitterfläche des

Transistors 257 in einer vorbestimmten Beziehung zu den Emitterflächen der Transistoren 205 und 206 des Quadratursignalverstärkers. Die relativen Größen der in den Transistoren 205,206 und 257 fließenden Signalströme an deren Kollektorausgängen stehen daher in einem entsprechenden vorbestimmten Verhältnis. Im einzelnen beträgt hier die Emitterfiäche des Transistors 257 2,58064 ■ 10-* mm², und die Emitterflächen der Transistoren 205 und 206 sind jeweils 4,8387 · 10-⁴ mm² groß. Bei diesem Emitterflächenverhälnis teilen sich die Betriebsströme vom Stromquellentransistor 207 so auf, daß ungefähr 21% (γ- χ 100J des vom Transistor 207 gelieferten Stromes alsEmitterstrom im Transistor 257 fließt, während der restliche vom Transistor 207 zur Verfügung gestellte Strom sich gleichmäßig zwischen den Transistoren 205 und 206 aufteilt. Die Größe des am Kollektor des Transistors 257 entstehenden Quadratursignals beträgt daher 21% der zusammengefaßten Größen der an den Kollektoren der Transistoren 205 und 206 erzeugten Quadratursignale. Das beschriebene Verhältnis der Kollektorströme der Transistoren 205, 206 und 257 läßt sich genau bestimmen, wenn diese Transistoren in derselben integrierten Schaltung hergestellt werden, wie es bei diesem Beispiel der Fall ist.

Die erwähnte Größe des am Kollektor des Transistors 257 entstehenden invertierten Quadraturphasensignals genügt in diesem Beispiel, um die unerwünschte Signalphasenverschiebung virtuell zu eliminieren, die durch die parasitäre Kapazität bedingt ist, wenn das Signal vom Transistor 257 dem Schaltungspunkt A zugeführt wird. Dieses Resultat ergibt sich dadurch, daß dem andernfalls am Schaltungspunkt A durch die Vektorsummation auftretenden Signal eine Phasenvoreilung in gleicher Größe wie die durch die parasitären Einflüsse bedingte Phasennacheilung erteilt wird. Wie dies im einzelnen vor sich geht, sei nun anhand des Vektordiagrammes der F i g. 3 erläutert

In Fi g. 3 stellt &_Q das durch die Phasenverschieberschaltung 85 abgeleitete Quadratursignal dar, welches gegenüber dem vom Verstärker 266 gelieferten Gleichphasensignal um 90° in der Phase nacheilt. Das Signal Φ₉ stellt einen invertierten Anteil des Quadratursignals am Kollektor des Transistors 257 dar. Ein Signal 0D stellt das unerwünscht phasenverzögerte resultierende Signal dar, welches bei Fehlen der Phasenkompensationsschaltung mit dem Transistor 257 andernfalls am Schaltungspunkt A auftreten würde. Durch Vektorsummierung des Signals Φ_ς mit dem Signal 4>_D erscheint am Punkt A ein phasenkompensiertes resultierendes Signal Φα mit der gewünschten Phasenlage=

Fig.4 zeigt eine alternative Ausführungsform der Phasenkompensationsschaltung nach Fig.2 mit dem Unterschied, daß der Transistor 257 in F i g. 2 durch eine Schaltung mit den Transistoren 275,280 und den Widerständen 277, 278, 282 in Fig.4 ersetzt ist Bei dieser Ausführungsform wird ein Phasenkompensationssignal ausreichender Größe (also ein invertiertes Quadratursignal) am Kollektor des Transistors 275 erzeugt, indem die Vorspannungen der Schaltung und die Werte der Kollektor- und Emitter-Widerstände 277 und 278 in geeigneter Weise gewählt werden. Der Transistor 280 und der Widerstand 282 liefern die Vorspannung für den Emitterkreis des Transistors 275.

Die beschriebenen Phasenkompensationsschaltungen dienen der Optimierung der Betriebsweise des geregelten Oszillators 100 durch Eliminierung der durch die parasitäre Kapazität bedingten Signalphasenverschiebung in der erläuterten Weise. Dadurch wird die Abstimmung des Oszillators 270 auf eine gewünschte Mittenfrequenz erleichtert, und man erhält einen gewünschten Einfangbereich um die Betriebsfrequenz. Ebenso ergibt sich ein besser symmetrischer Bereich für die Phasen- und Frequenzregelung.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Regelbarer Oszillator mit einem Verstärker, der ein aktives Schaltungselement mit einem Ausgangsanschluß enthält, an dem eine parasitäre Kapazität wirksam ist, ferner mit einer Filterschaltung, die in einer Rückkopplungsschleife des Verstärkers angeordnet ist, weiche eine Mitkopplung genügender Größe ergibt, um an dem Ausgangsanschluß des aktiven Schaltungselementes ein Schwingungssignal entstehen zu lassen, mit einer ein Regelsignal an dem Ausgangsanschluß erzeugenden Phasen- und/oder Frequenzregelschaltung, an deren Ausgangsanschluß ebenfalls eine parasitäre Kapazität wirksam ist, mit einer Kombinationsschaltung zum Kombinieren des Schwingungssignals mit dem Regelsignal zu einem Kombinationssignal am Ausgang der Kombinationsschaltung, welches infolge der parasitären Kapazitäten einer unerwünschten Phasenverschiebung unterworfen ist, und mit einer Koppelschaltung, welche das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung dem Filter zuführt, dadurch gekennzeichnet, daß der Kombinationsschaltung (262, A) außer dem Schwingungssignal und dem Regelsignal von einer Kompensationssignalerzeugungsschaltung (205, 206, 250, 257) ein Kompensationssignal, dessen Frequenz derjenigen durch die Filterschaltung (75) gefilterten Signale gleich ist, mit solcher Amplitude und Phasenlage zugeführt wird, daß die unerwünschte Phasenverschiebung des Kombinationssignals im resultierenden Signal am Ausgang der Kombinationsschaltung eliminiert ist.

2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Kompensationssignal von den durch die Filterschaltung (75) gefilterten Signalen (über Anschluß Γ3) abgeleitet wird.

3. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Regelsignal und das Kompensationssignal von durch das Filter (75) gefilterten Signalen abgeleitet wird.

4. Oszillator nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß den durch die Filterschaltung (75) gefilterten Signalen mittels einer Phasenschieberschaltung (85) eine vorgegebene Phasenverschiebung erteilt wird, und daß das Regelsignal und das Kompensationssignal aus den durch die Phasenschieberschaltung (85) phasenverschobenen Signalen abgeleitet wird.

5. Oszillator nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das aktive Schaltungselement des Verstärkers (266) eit\en ersten Transistor (211) aufweist, dessen Kollektor den Ausgangsanschluß (A) des Verstärkers bildet, und daß die Regelschaltung (254) einen zweiten Transistor (201) aufweist, dessen Kollektor den Ausgangsanschluß der Regelstufe bildet.

6. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (270) eine Einrichtung (50) zur Lieferung eines Wechselstromsignals mit einer von der Phasenlage des Oszillatorsignals unterschiedliche Phasenlage enthält, daß die Regelschaltung (254) je einen durch das Wechselstromsignal gesteuerten ersten und zweiten Transistor (204,201) enthält, die in ihrem Leitungszustand komplentär zueinander gesteuert werden und an deren als Ausgangselektroden geschalteten Kollektoren parasitäre KaDazitäten wirksam sind, und daß das aktive

Schaltungselement des Verstärkers (266) einen dritten Transistor (211) umfaßt, an dessen als Ausgangselektrode geschalteten Kollektor ebenfalls eine parasitäre Kapazität wirksam ist und daß die Kombinationsschaltung (262, A) die von den Kollektoren des ersten, zweiten und dritten Transistors (204,201, 211) gelieferten Signale zusammenfaßt

7. Oszillator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß dem ersten und zweiten Transistor (204, 201) Betriebsströme von einem vierten und fünften, von dem Wechselstromsigna! gesteuerten Transistor (205, 206) zugeführt werden, daß ein durch das Wechselstromsignal gesteuerter sechster Transistor (257) an seiner Ausgangselektrode ein dem Kompensationssignal entsprechendes Wechselstromsignal liefert und in seiner Stromleitung in einem bestimmten Verhältnis zur Stromleitung des vierten und fünften Transistors gesteuert wird derart, daß das vom sechsten Transistor geführte Wechselstrom-Kompensationssignal in einem vorbestimmten Verhältnis zu den vom vierten und fünften Transistor geführten Wechselstromsignalen steht