AT390534B - Geregelter oszillator - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft einen geregelten Oszillator mit einem Verstärker, der ein aktives Schaltungselement mit einem Ausgangsanschluß enthält, an dem eine parasitäre Kapazität wirksam ist, einer Filterschaltung, die in einer Rückkopplungsschleife des Verstärkers angeordnet ist, welche eine Mitkopplung genügender Größe ergibt, um an dem Ausgangsanschluß des aktiven Schaltungselementes ein Schwingungssignal entstehen zu lassen, mit einer ein Regelsignal an dem Ausgangssignal erzeugenden Regelschaltung, an deren Ausgangsanschluß ebenfalls eine parasitäre Kapazität wirksam ist, mit einer Kombinationsschaltung zur Kombinierung des Schwingungssignals mit dem Regelsignal zu einem Kombinationssignal am Ausgang der Kombinationsschaltung, welches infolge der parasitären Kapazitäten einer unerwünschten Phasenverschiebung unterworfen ist, und mit einer Koppelschaltung, welche das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung dem Filter zuführt.

Bei vielen Arten von Geräten benötigt man einen Oszillator mit vorbestimmten Phasen- und Frequenzbetriebseigenschaften einschließlich eines symmetrischen Bereiches für die Phasen- und Frequenzregelung. Diese Eigenschaften sind insbesondere erwünscht bei einem geregelten Oszillator im Farbkanal eines Farbfernsehempfängers für die Lieferung eines Bezugssignals zur Demodulierung der Farbsignalinformation, um ein Beispiel anzuführen. Ein solcher Oszillator wird typischerweise durch eine Spannung gesteuert, die proportional ist zu einer Phasen- oder Frequenzdifferenz zwischen einem im Empfänger erzeugten Oszillator-Bezugssignal und einer Farbsynchronsignalkomponente des Farbsignals. Ein Beispiel für einen solchen gesteuerten Oszillator ist in der US-PS 4 020 500 mit dem Titel "Controlled Oscillator" beschrieben.

Ein Oszillator benutzt üblicherweise eine Resonanzschaltung (die beispielsweise ein Kristallfilter enthält) in einer Rückkopplungsschleife des Oszillators zur Bestimmung der gewünschten Betriebsfrequenz. Die Abstimmung der Resonanzschaltung für die Einstellung einer genauen Betriebsfrequenz erfolgt häufig mit Hilfe einer kleinen veränderbaren Trimm-Kapazität, welche zur Resonanzschaltung gehört. Im Oszillator wirksame parasitäre Kapazitäten können den Betrieb des Oszillators durch Einführung einer unerwünschten Signalphasenverschiebung jedoch beeinträchtigen. Eine solche Phasenverschiebung kann die Abstimmung der Resonanzschaltung und den Fangbereich des Oszillators verändern und den durch die veränderbare Trimm-Kapazität gegebenen Abstimmbereich begrenzen. Bei einem spannungsgesteuerten Oszillator kann auch der Regelbereich unsymmetrisch werden.

Die parasitäre Kapazität kann durch Schaltungen bedingt sein, die mit der Resonanzschaltung gekoppelt sind. Beispielsweise kann bei einem Oszillator mit einer in einem Rückkopplungszweig eines Verstärkers liegenden Resonanzschaltung die parasitäre Kapazität am Ausgang des mit der Resonanzschaltung gekoppelten Verstärkers auftreten. Im Fall eines geregelten Oszillators kann eine solche Kapazität auch in der ebenfalls mit der Resonanzschaltung gekoppelten Regelschaltung vorliegen.

Eine Möglichkeit zur Verringerung der schädlichen Auswirkungen solcher parasitären Kapazitäten auf die Betriebsweise des Oszillators ist in der US-PS 4 095 255 mit dem Titel "Controlled Oscillator With Increased Immunity To Parasitic Capacitance" beschrieben.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen geregelten Oszillator der eingangs angeführten Art zu schaffen, der gegen Auswirkungen der erläuterten parasitären Kapazität kompensiert ist. Insbesondere ist der Oszillator so aufgebaut, daß auf die parasitäre Kapazität zurückzuführende unerwünschte Signalphasenverschiebungen virtuell eliminiert werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß eine Hilfssignalerzeugungsschaltung, welche einen gefilterte Signale von der Filterschaltung empfangenden Phasenschieber und eine Signalwandlerschaltung aufweist, welche die vom Phasenschieber phasenverschobenen Signale empfängt, ein Hilfssignal vorbestimmter Größe und Phasenlage und von der Frequenz der durch die Filterschaltung gefilterten Signale erzeugt und das Hilfssignal der Kombinationsschaltung zur Bildung eines resultierenden Kombinationssignals mit dem Oszillatorsignal und dem Regelsignal am Ausgang der Kombinationsschaltung zugeführt wird, und daß die vorbestimmte Größe und Phasenlage des Kombinationssignals derart bestimmt wird, daß die unerwünschte Phasenverschiebung im resultierenden Kombinationssignal im wesentlichen ausgelöscht isL

Bei dem Oszillatorsystem gemäß US-PS 4 095 255 ist ein Verstärker in Basisschaltung in einer Lastschaltung, welche parasitäre Kapazitäten aufweist, zwischengeschaltet, um eine Reduzierung des Betrages einer unerwünschten Phasenverschiebung durch die parasitäre Kapazität zu bewirken.

Obwohl diese Reduzierung die ungünstigen Auswirkungen infolge der unerwünschten Phasenverschiebung verringert, verbleibt dennoch ein Restbetrag an unerwünschter Phasenverschiebung. Die Erfindung ermöglicht durch die Zufuhr eines Hilfssignalbeitrages eine im wesentlichen vollständige Eliminierung der unerwünschten Phasenverschiebung durch ein die Summierung von Vektoren mit geeigneter Beziehung umfassendes Löschverfahren.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Blochschaltbild eines Teils eines Farbsignalverarbeitungskanals eines Farbfernsehempfängers mit einem geregelten Farboszillator gemäß der Erfindung,

Fig. 2 ein Schaltbild eines Teils des Farbkanals gemäß Fig. 1 mit einem geregelten Farboszillator und zugehöriger Phasenkompensationsschaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 3 ein Zeigerdiagramm zur Erläuterung der Betriebsweise der erfindungsgemäßen Kompensationsschaltung und -2-

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Fig. 4 eine alternative Ausführungsform der Phasenkompensationsschaltung gemäß Fig. 2.

Die innerhalb der gestrichelten Umrandung (10) in Fig. 1 angedeuteten Signalverarbeitungsfunktionen können in einer einzigen monolithischen integrierten Schaltung realisiert werden. In diesem Falle stellen die Anschlüsse (Tj), (T2) und (T-j) äußere Verbindungsanschlüsse zur integrierten Schaltung dar. Eine Farbsignalgemischquelle (20) liefert Farbinformation in Form von Farbdifferenzsignalen (R-Y), (G-Y) und (B-Y), die mit ausgewählten Phasenlagen in Amplitudenmodulation einer unterdrückten Farbträgerschwingung aufmoduliert sind, und eine Farbsynchronsignalkomponente des Signalgemisches. Gemäß den US-Rundfunk-Normen wird die Farbsynchronsignalinformation während eines relativ kurzen Synchronisierintervalles nach dem Ende jeder Bildzeile übertragen. Das Farbsynchronsignal besteht typischerweise aus mehreren Zyklen einer unmodulierten Schwingung, deren Frequenz gleich der Frequenz eines Bezugsfarbträgersignals ist.

Die Farbsynchronsignalkomponente und der modulierte Farbträger des Farbsignalgemisches werden durch eine Signaltrennschaltung (32) (beispielsweise einen getasteten Verstärker) getrennt. Die abgetrennte modulierte Faibträgerkomponente wird den nachfolgenden Farbsignalverarbeitungsschaltungen zugeführt (die beispielsweise die Farbtönungseinstellung, die automatische Farbregelung und Matrix· und Demodulatorschaltungen enthalten), um schließlich in bekannter Weise die Farbsignale (R), (B) und (G) abzuleiten, die dann in üblicher Weise einer nicht dargestellten Bildröhre des Empfängers zugeführt werden.

Die von der Signaltrennschaltung (32) abgetrennten Farbsynchronsignale werden einem AFPC-Detektor (50) für die automatische Frequenz- und Phasenregelung zugeführt. Diesem Detektor (50) wird außerdem ein Bezugsschwingungssignal von einem spannungsgesteuerten Farboszillator (100) zugeführt, der eine Phasenregelstufe (54), einen Oszillator (70) und eine Phasenschieberschaltung (85) enthält. Der Oszillator (70) enthält einen Verstärker (66) und einen Rückkopplungszweig mit einer Signalkombinationsschaltung (58) und einer Resonanzschaltung (75). Wie noch im einzelnen erläutert werden wird, faßt die Signalkombinationsschaltung (58) die Ausgangssignale des Oszillatorverstärkers (66) und der Phasenregelstufe (54) mit einem vorbestimmten Anteil des der Stufe (54) zugeführten phasenverschobenen Eingangssignals zusammen, das der Kombinationsschaltung (58) über eine proportionierende Signalübertragungsstufe (57) zugeführt wird. Der regelbare Oszillator (100) ist im einzelnen in der bereits erwähnten US-PS 4 020 500 beschrieben, und der Detektor (50) kann beispielsweise von der in der US-PS 3 740 456 beschriebenen Art sein. Der Detektor (50) liefert Ausgangsregelsignale, welche ein Maß für die Phasen- und/oder Frequenzbeziehung zwischen der gesendeten Farbsynchronsignalkomponente und einem von dem geregelten Oszillator (100) erzeugten Bezugssignal ist. Die gefilterten Ausgangssignale des AFPC-Detektors (50) werden der Phasenregelstufe (54) des geregelten Oszillators (100) zugeführt, dessen Betrieb nun im Zusammenhang mit Fig. 2 beschrieben wird.

In Fig. 2 ist der geregelte Oszillator (100) in Form eines mit (270) bezeichneten Oszillators mit geschlossener Schleife und einer getrennten Phasenregelstufe (254) veranschaulicht

Der Oszillator (270) erzeugt ein kontinuierliches Schwingungssignal mit einer Sollfarbträgerfrequenz (die beispielsweise gemäß der US-Femsehnorm etwa 3,58 MHz beträgt). Der Oszillator (270) enthält einen Verstärker (266) aus emittergekoppelten Transistoren (211) und (212), die so geschaltet sind, daß sie in der Oszillatorschleife Signale verstärken und begrenzen, und eine frequenzbestimmende Resonanzschaltung (75) mit einem schmalbandigen Kristallfilter (78), einem einstellbaren Trimm-Kondensator (77) und einem Widerstand (79), die in Reihe zwischen Anschlüssen (T2) und (Tj) liegen. Die Resonanzfrequenz des Kristalls (78) liegt um die Farbträgerfrequenz und wird mit Hilfe des Trimm-Kondensators (77) genau eingestellt. Der Widerstand (79) ist so dimensioniert, daß die Bandbreite der Resonanzschaltung (75) bei -3 db in der Größenordnung von 1000 Hz zentrisch um die Oszillator-Sollfrequenz von 3,58 MHz liegt. Die Bandbreite von 1000 Hz ergibt einen Fangbereich des Oszillators (270) um + 500 Hz. Die Ausgangssignale des Verstärkers (266) erscheinen am Kollektor des Transistors (211) am Schaltungspunkt (A) und werden über einen Lastwiderstand (262) und einen als Emitterfolger geschalteten Puffertransistor (263) dem Anschluß (T2) zugeführt. Ein

Abschlußwiderstand (265) verbindet den Emitter des Transistors (263) mit Masse.

Von den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren (211) und (212) ist ein Stromquellentransistor (224) über einen Vorspannungswiderstand (242) an einen Bezugspotentialpunkt (Masse) geschaltet. Die Vorspannung für den Betrieb der Verstärkertransistoren (211) und (212) wird geliefert von einem Vorspannungstransistor (221) mit zwei Emittern, Transistoren (222) bis (225) und Widerständen (241) bis (243), die in der gezeigten Weise geschaltet sind.

Am Anschluß (Tj) erscheinende Signale, die nachfolgend als Gleichphasensignale bezeichnet werden, werden durch die Phasenschieberschaltung (85) (beispielsweise eine LC-Schaltung) in der Phase verschoben. Im vorliegenden Beispiel haben die Ausgangssignale der Schaltung (85) bei Resonanz (also bei 3,58 MHz) eine Phasennacheilung von etwa 90 ° gegenüber den Gleichphasensignalen. Die von der Schaltung (85) gelieferten Signale, die nachfolgend als Quadratursignale bezeichnet werden, werden über den Anschluß (Tj) und einen als Emitterfolger arbeitenden Puffertransistor (250) der Regelstufe (254) des geregelten Oszillators (100) zugeführt. Die Quadratursignale können auch den in den nicht dargestellten zusätzlichen Farbsignalverarbeitungsschaltungen enthaltenen Schaltungen für die Farbtoneinstellung und die automatische -3-

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Farbregelung (ACC) zugeführt werden, und die Gleichphasensignale können ebenfalls der Farbtoneinstellschaltung zugeführt werden, wie es in der erwähnten US-PS 4 020 500 beschrieben ist.

Die Regelstufe (254) enthält einen symmetrischen Verstärker mit einem ersten und einem gleichen zweiten Paar Differenzverstärkertransistoren (201), (202) und (203), (204), die in der gezeigten Weise geschaltet sind 5 und denen vom AFPC-Detektor (50) Regelsignale zugeführt werden, ferner ein drittes Paar in der veranschaulichten Weise in Differenzanordnung geschalteter Transistoren (205), (206), denen über den Transistor (250) die Quadratursignale zugeführt werden. Die als Eingangselektroden dienenden Basen der Transistoren (201) und (203) sind zusammen an einen Regelsignalausgang des AFPC-Detektors (50) über eine Leitung (51) angeschlossen, und die als Eingangselektroden dienenden Basen der Transistoren (202) und (204) 10 sind über eine Leitung (52) an einen anderen Ausgang des AFPC-Detektors (50) angeschlossen. Ein Transistor (207) mit zugehörigem Widerstand (208) liefert den Betriebsstrom für die Stufe (254). Betriebsstrom für den Transistor (250) wird von einer einen Transistor (260) und einen Widerstand (261) enthaltenden Schaltung geliefert.

Bei normaler Betriebsweise sollen für die richtige Demodulation der empfangenen Farbsignale die 15 normalerweise gleichphasigen Signale am Anschluß (T) die gleiche Frequenz wie das empfangene Farbsynchronsignal haben und zu diesem in Quadratur stehen (also 90 ° Phasenverschiebung gegenüber ihnen haben). Die gewünschte Signalbeziehung wird durch die Regelstufe (254) im Zusammenwirken mit dem Oszillator (270) hergestellt, wie es in der US-PS 4 020 500 erläutert ist Hierbei erscheinen die gleichphasigen Oszillatorsignale des Oszillators (270) am Kollektor des Transistors (211) und einem Schaltungspunkt (A) als 20 Spannungsabfall am Widerstand (262). Dieses Signal durchläuft einen Transistor (263), die Resonanzschaltung (75), einen Folgertransistor (222) und einen Transistor (212), wodurch die Rückkopplungsschleife des Oszillators (270) geschlossen wird. Die Regelstufe (254) erzeugt gleiche, jedoch gegenphasige Quadraturausgangssignale an den jeweiligen Kollektoren der Transistoren (201) und (204). Dem AFPC-Detektor (50) werden die Farbsynchronsignale und die gleichphasigen Signale vom Oszillator (270) vom 25 Emitter des Folgertransistors (222) zugeführt zur Erzeugung von Differenzregelsignalen auf den Leitungen (51) und (52), welche den Phasen- und/oder Frequenzunterschied zwischen den Gleichphasensignalen und den Farbsynchronsignalen darstellen. Die Quadraturausgangssignale der Stufe (254) werden in ihrer Größe geregelt durch Veränderung des Leitungszustandes der Transistoren (201) bis (204) in Abhängigkeit von der Größe des vom AFPC-Detektor (50) gelieferten Regelsignals. 30 Wenn das Gleichphasen-Oszillator-Bezugssignal und das Farbsynchronsignal in der richtigen Phasen- und Frequenzbeziehung zueinander stehen (also die gleiche Frequenz und eine Phasenverschiebung von 90 ° haben), dann erzeugt der AFPC-Detektor (50) Steuersignale gleicher Größe auf jeder Ausgangsleitung. Die Transistoren (201) und (204) führen daher jeweils Signalströme gleicher Größe, aber entgegengesetzter Phasenlage, entsprechend dem von den Transistoren (205) und (206) zugeführten Quadratursignal, welche sich bei 35 Kombination am Punkt (A) auslöschen. Wenn die Oszillator- und Farbsynchronsignale von der gewünschten Phasenverschiebung abweichen, dann erzeugt der AFPC-Detektor (50) Ausgangsregelsignale ungleicher Größe. Die Transistoren (201) und (204) leiten dann ungleiche Beträge der Quadratursignalströme, und am Punkt (A) ergibt sich eine resultierende Quadratursignalkomponente, deren Größe und Phasenlage durch das Verhältnis der Größe und Phase der vom AFPC-Detektor (50) erzeugten Regelsignale bestimmt wird. Auf diese Weise 40 entstehen am Punkt (A) Versionen des Quadratursignals, deren Größe und Phasenlage der Größe und Phasenlage von Regelsignalen entsprechen, welche den Basen der Transistoren (201), (202) und (203), (204) vom AFPC-Detektor (50) zugeführt werden.

Ein somit am Punkt (A) erscheinendes Signal ist die resultierende (Vektorsumme) der Quadratursignale von den Kollektoren der Transistoren (201) und (204) der Phasenregelstufe (254), der Gleichphasensignale vom 45 Kollektor des Transistors (211) des Oszillators (270) und eines Hilfs-Quadratur-Phasenkompensationssignales, wie noch erläutert wird. Dieses resultierende Signal hat eine Phasenlage zwischen denjenigen der Gleichphasen-und der Quadratursignale. Das resultierende Signal tritt am Lastwiderstand (262) auf und gelangt über den Transistor (263) zur Resonanzschaltung (75), um die Betriebsfrequenz und -Phasenlage des Oszillators (270) einzuregeln. Die Einregelung der Betriebsfrequenz hängt von der Bandbreite der Resonanzschaltung (75) und der 50 Größe der Phasenverschiebung ab, welche in die Oszillator-Rückkopplungsschleife eingeführt und durch das resultierende Signal bestimmt wird. Beim vorliegenden Beispiel kann das resultierende Signal eine Phasenlage innerhalb eines Bereiches etwa 90 ° (± 45 °) haben, welche durch die Größe und Polarität des Quadratursignals von der Regelstufe (254) und die Verstärkung des Oszillatorverstärkers (266) bestimmt wird.

Die Schwingfrequenz des Oszillators (270) bleibt beim Fehlen der von der Regelstufe (254) gelieferten 55 Quadratursignale unverändert, wenn die Signalfrequenz des Oszillators (270) und die Farbsynchronsignalfrequenz im wesentlichen gleich sind. Das am Widerstand (262) entstehende Signal, welches der Resonanzschaltung (75) zugefuhrt wird, entspricht daher dem Oszillator-Bezugssignal bei der nominellen Null-Grad-Bezugsphase. Positive oder negative Abweichungen von der gewünschten Frequenzbeziehung führen zu entsprechenden positiven oder negativen Werten des Quadratursignals, welches von der Regelstufe (254) geliefert wird, so daß das resultierende 60 Signal mit einem Phasenwinkel gebildet wird, welcher ein Maß für die Frequenzabweichung ist, wenn die Quadratur- und Gleichphasensignale am Punkt (A) kombiniert werden. Die Betriebsfrequenz des Oszillators (270) wird so verändert, daß sie der Frequenz des Farbsynchronsignals entspricht, und die Gesamt- -4-

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Phasenverschiebung um die Rückkopplungsschleife des Oszillators (270) herum bleibt zur Aufrechterhaltung der Schwingungen Null.

Es ist darauf hinzuweisen, daß an jedem, als Ausgangselektrode dienenden Kollektor der Transistoren (201) und (204) der Regelstufe (254) eine parasitäre Kapazität wirksam ist (nämlich die Kapazität zwischen Kollektor und Basis und zwischen Kollektor und Substrat), die beispielsweise bei 2 pF liegt. Eine ähnliche parasitäre Kapazität erscheint auch am Kollektorausgang des Transistors (211) des Oszillators (270). Die Größen dieser Kapazitäten lassen sich von Schaltung zu Schaltung Vorhersagen, wenn die Regelstufe (254) und der Verstärker (266) in integrierter Schaltung ausgebildet werden. Die Gesamtheit dieser parasitären Kapazitäten stellt für die am Punkt (A) entstehenden Signale eine Impedanz dar, und die Gesamt-Kapazität kann die Ursache für eine unerwünschte Phasenverzögerung gegenüber dem am Punkt (A) erzeugten resultierenden Signal sein. Bei gegebener Amplitude und Polarität der Quadratursignale von der Stufe (254) kann beispielsweise eine solche Phasenverschiebung die Phasenlage des resultierenden Signals am Punkt (A) gegenüber einer zu erwartenden Phasenlage versetzen. Damit treten Unsymmetrien bei der Regelung des Oszillators (270) auf.

Im vorliegenden Beispiel arbeitet der Kristall (78) zwischen seiner Serien- und seiner Parallelresonanz. Der Oszillator (270) arbeitet im Idealfall bei der Serienresonanzfrequenz der Schaltung (75). Der Trimm-Kondensator (77) wird so eingestellt, daß sich die Entwurfs-Betriebsfrequenz ergibt, um die herum ein gewünschter Frequenzeinfangbereich des Oszillators (270) liegt. Die Parallel- und Serienresonanzfrequenzen definieren einen Betriebsfrequenzbereich, und innerhalb eines Teils dieses Bereichs kann der Kristall (78) mit Hilfe des Kondensators (77) abgestimmt werden, und innerhalb eines Teils dieses Bereichs rufen Veränderungen der Oszillatorsignalphase entsprechende Veränderungen der Oszillatorsignalfrequenz hervor, wie dies bekannt ist. Der Einfangbereich des Oszillators (270) umschließt einen vorbestimmten Ausschnitt aus dem erwähnten Betriebsbereich, und der Schwingbetrieb sowie die Einfangfähigkeit des Oszillators (270) nehmen mit Annäherung an die Parallelresonanz ab (+90 ° Phasenabweichung von der nominellen Null-Grad-Bezugsphase).

Die durch die parasitären Kapazitäten bedingte unerwünschte Phasenverschiebung bewirkt eine Verschiebung der Phasenachse, um welche die Phasen des resultierenden Signals abgeleitet werden (also ± 45 ° um die nominelle Null-Grad-Phasenachse). Beispielsweise kann die unerwünschte Phasenverschiebung eine Verschiebung der Phasenachse auf diejenige Phasenlage bewirken (nämlich +90 °), die zur Parallelresonanz gehört. Ein Ende des Phasenbereiches des resultierenden Signals liegt dann näher bei der der Parallelresonanz zugeordneten Phasenlage (oder reicht über diese hinaus). Ein resultierendes Signal mit einer Phasenlage bei oder nahe einem solchen Ende kann außerhalb der Einfangmöglichkeit des Oszillators (270) liegen. Das heißt, daß die Phase des resultierenden Signals nicht die gewünschte Wirkung der Erzeugung einer entsprechenden Veränderung der Betriebsfrequenz des Oszillators (270), gemäß der Phasen/Frequenz-Kennlinie des Kristalls (78), haben kann. Damit ergibt sich aber ein unsymmetrischer Fangbereich mit entsprechender unsymmetrischer Regelung des Oszillators (270).

Die unerwünschte Signalphasenverschiebung wird eliminiert mit Hilfe einer Phasenkompensationsschaltung, die den Transistor (257) enthält. Mit seiner Hilfe wird ein vorgegebener Anteil des vom Emitter des Transistors (250) abgenommenen Quadratursignals an den Signalkombinationspunkt (A) gekoppelt, und zwar im Sinne einer Auslöschung der unerwünschten Phasenverzögerung, die andernfalls durch die parasitäre Kapazität hervorgerufen würde.

Der als Eingangselektrode geschalteten Basis des Transistors (257) werden vom Emitter des Transistors (250) Quadraturphasensignale zugeführt, und diese Basis ist unmittelbar mit der Basis des Transistors (205) verbunden. Eine Emitterelektrode des Transistors (257) ist direkt mit den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren (205) und (206) verbunden, während die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren (257) und (205) unmittelbar parallel mit solcher Polung zueinander liegen, daß sie Strom in derselben Richtung leiten. Die Transistoren (205), (206) und (257) sind bei der hier beschriebenen Ausführungsform planare Bipolartypen. Das vom Transistor (250) gelieferte Quadratursignal erscheint invertiert am Kollektorausgang des Transistors (257).

Die Größe des Kollektorstroms des Transistors (257) und damit die Größe des invertierten Quadratursignals am Kollektor des Transistors (257) hängt von der Geometrie der Emitter-Sperrschichtfläche des Transistors (257) ab. Im vorliegenden Beispiel steht die Emitterfläche des Transistors (257) in einer vorbestimmten Beziehung zu den Emitterflächen der Transistoren (205) und (206) des Quadratursignalverstärkers. Die relativen Größen der in den Transistoren (205), (206) und (257) fließenden Signalströme an deren Kollektorausgängen stehen daher in einem entsprechenden vorbestimmten Verhältnis. Im einzelnen beträgt hier die Emitterfläche des Transistors (257) 2,58064.10~^ mm^ (0,4 Quadratmil), und die Emitterflächen der Transistoren (205) und (206) sind jeweils 4,8387.10"^ mm^ (0,75 Quadratmil) groß. Bei diesem Emitterflächenverhältnis teilen sich die Betriebsströme vom Stromquellentransistor (207) so auf, daß ungefähr 21 % [(0,4/1,9) x 100] des vom Transistor (207) gelieferten Stromes als Emitterstrom im Transistor (257) fließt, während der restliche vom Transistor (207) zur Verfügung gestellte Strom sich gleichmäßig zwischen den Transistoren (205) und (206) aufteilt Die Größe des am Kollektor des Transistors (257) entstehenden Quadratursignals beträgt daher 21 % der zusammengefaßten Größen der an den Kollektoren der Transistoren (205) und (206) erzeugten Quadratursignale. Das beschriebene Verhältnis der Kollektorströme der Transistoren (205), (206) und (257) läßt sich genau bestimmen, wenn diese Transistoren in derselben integrierten Schaltung hergestellt werden, wie es bei diesem -5-

Claims (4)

1. Nr. 390 534 Beispiel der Fall ist. Die erwähnte Größe des am Kollektor des Transistors (257) entstehenden invertierten Quadraturphasensignals genügt in diesem Beispiel, um die unerwünschte Signalphasenverschiebung virtuell zu eliminieren, die durch die parasitäre Kapazität bedingt ist, wenn das Signal vom Transistor (257) dem Schaltungspunkt (A) zugeführt wird. Dieses Resultat ergibt sich dadurch, daß dem andernfalls am Schaltungspunkt (A) durch die Vektorsummation auftretenden Signal eine Phasenvoreilung in gleicher Größe wie die durch die parasitären Einflüsse bedingte Phasennacheilung erteilt wird. Wie dies im einzelnen vor sich geht, sei nun anhand des Vektordiagrammes der Fig. 3 erläutert. In Fig. 3 stellt $q) das durch die Phasenschieberschaltung (85) abgeleitete Quadratursignal dar, welches gegenüber dem vom Verstärker (266) gelieferten Gleichphasensignal um 900 in der Phase nacheilt. Das Signal (φ^) stellt einen invertierten Anteil des Quadratursignals am Kollektor des Transistors (257) dar. Ein Signal <V stellt das unerwünscht phasenverzögerte resultierende Signal dar, welches bei Fehlen der Phasenkompensationsschaltung mit dem Transistor (257) andernfalls am Schaltungspunkt (A) auftreten würde. Durch Vektorsummierung des Signals (<|>q) mit dem Signal (φ0) erscheint am Punkt (A) ein

   Fig. 4 zeigt eine alternative Ausführungsform der Phasenkompensationsschaltung nach Fig. 2 mit dem Unterschied, daß der Transistor (257) in Fig. 2 durch eine Schaltung mit den Transistoren (275), (280) und den Widerständen (277), (278), (282) in Fig. 4 ersetzt ist. Bei dieser Ausführungsform wird ein Phasenkompensationssignal ausreichender Größe (also ein invertiertes Quadratursignal) am Kollektor des Transistors (275) erzeugt, indem die Vorspannungen der Schaltung und die Werte der Kollektor- und Emitter-Widerstände (277) und (278) in geeigneter Weise gewählt werden. Der Transistor (280) und der Widerstand (282) liefern die Vorspannung für den Emitterkreis des Transistors (275). Die beschriebenen Phasenkompensationsschaltungen dienen der Optimierung der Betriebsweise des geregelten Oszillators (100) durch Eliminierung der durch die parasitäre Kapazität bedingten Signalphasenverschiebung in der erläuterten Weise. Dadurch wird die Abstimmung des Oszillators (270) auf eine gewünschte Mittenbetriebsfrequenz erleichtert, und man erhält einen gewünschten Einfangbereich um die Betriebsfrequenz. Ebenso ergibt sich ein besser symmetrischer Bereich für die Phasen- und Frequenzregelung. PATENTANSPRÜCHE 1. Geregelter Oszillator mit einem Verstärker, der ein aktives Schaltungselement mit einem Ausgangsanschluß enthält, an dem eine parasitäre Kapazität wirksam ist, einer Filterschaltung, die in einer Rückkopplungsschleife des Verstärkers angeordnet ist, welche eine Mitkopplung genügender Größe ergibt, um an dem Ausgangsanschluß des aktiven Schaltungselementes ein Schwingungssignal entstehen zu lassen, mit einer ein Regelsignal an dem Ausgangsanschluß erzeugenden Regelschaltung, an deren Ausgangsanschluß ebenfalls eine parasitäre Kapazität wirksam ist, mit einer Kombinationsschaltung zur Kombinierung des Schwingungssignals mit dem Regelsignal zu einem Kombinationssignal am Ausgang der Kombinationsschaltung, welches infolge der parasitären Kapazitäten einer unerwünschten Phasenverschiebung unterworfen ist, und mit einer Koppelschaltung, welche das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung dem Filter zuführt, dadurch gekennzeichnet, daß eine Hilfssignalerzeugungsschaltung (205, 206, 250, 257), welche einen gefilterte Signale von der Filterschaltung (75) empfangenden Phasenschieber (85) und eine Signalwandlerschaltung (57) aufweist, welche die vom Phasenschieber (85) phasenverschobenen Signale empfängt, ein Hilfssignal vorbestimmter Größe und Phasenlage und von der Frequenz der durch die Filterschaltung (75) gefilterten Signale erzeugt und das Hilfssignal der Kombinationsschaltung (58) zur Bildung eines resultierenden Kombinationssignals mit dem Oszillatorsignal und dem Regelsignal am Ausgang der Kombinationsschaltung (58) zugeführt wird, und daß die vorbestimmte Größe und Phasenlage des Kombinationssignals derart bestimmt wird, daß die unerwünschte Phasenverschiebung im resultierenden Kombinationssignal im wesentlichen ausgelöscht ist.
2. 2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das aktive Schaltungselement des Verstärkers (266) einen ersten Transistor (211) aufweist, dessen Kollektor den Ausgangsanschluß (A) des Verstärkers bildet, und daß die Regelstufe (254) einen zweiten Transistor (201) aufweist, dessen Kollektor den Ausgangsanschluß der Regelstufe bildet. -6- Nr. 390 534
3. 3. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (270) eine Schaltung zur Erzeugung eines Wechselstromsignals mit einer von der Phasenlage des Oszillatorsignals unterschiedlichen Phasenlage liefert, daß die Regelstufe (254) einen durch das Wechselstromsignal gesteuerten ersten und zweiten Transistor (204,201) enthält, an deren als Ausgangselektroden geschalteten Kollektoren parasitäre Kapazitäten wirksam sind und die in ihrem Leitungszustand komplementär zueinander gesteuert werden, und daß das aktive Schaltungselement des Verstärkers (266) einen dritten Transistor (211) umfaßt, an dessen als Ausgangselektrode geschaltetem Kollektor ebenfalls eine parasitäre Kapazität wirksam ist, und daß die Kombinationsschaltung (58) die von den Kollektoren des ersten, zweiten und dritten Transistors (204, 201, 211) gelieferten Signale zusammenfaßt.
4. 4. Oszillator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß dem ersten und dem zweiten Transistor (204, 201) Betriebsströme von einem vierten und fünften, von dem Wechselstromsignal gesteuerten Transistor (205, 206) zugeführt werden, daß ein durch das Wechselstromsignal gesteuerter sechster Transistor (257) an seiner Ausgangselektrode ein dem Hilfssignal entsprechendes Wechselstromsignal liefert und in seiner Stromleitung in einem bestimmten Verhältnis zur Stromleitung des vierten und fünften Transistors gesteuert wird derart, daß das vom sechsten Transistor geführte Wechselstrom-Hilfssignal in einem vorbestimmten Verhältnis zu den vom vierten und fünften Transistor geführten Wechselstromsignalen steht Hiezu 3 Blatt Zeichnungen -7-