DE69616105T2

DE69616105T2 - Abstimmschaltung für Empfangsgerät insbesondere Fernsehempfänger

Info

Publication number: DE69616105T2
Application number: DE69616105T
Authority: DE
Inventors: Gilles Chevalier
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1995-02-08
Filing date: 1996-01-23
Publication date: 2002-06-20
Anticipated expiration: 2016-01-24
Also published as: CN1135696A; JPH08265202A; CN1091999C; US5859674A; DE69616105D1; MX9600519A; FR2730363A1; EP0726648B1; EP0726648A1; MY132214A

Description

Diese Erfindung betrifft eine Abstimmschaltung für ein Empfangsgerät, in dem ein lokaler, spannungsgesteuerter Oszillator aus einem Verstärker gebildet wird, gekoppelt an eine Resonanzschaltung induktiven Widerstands und variabler Kapazität, wobei eine Ausgangsklemme des Verstärkers an einen Eingang des Verstärkers sowie an eine Klemme der Resonanzschaltung positiv rückgekoppelt ist, der Verstärker in dieser Schaltung eine erste Stufe aufweist, gebildet aus einem Differentialpaar bipolarer Transistoren, deren verbundenen Emitter an eine Stromquelle angeschlossen sind, das Paar aus einem ersten Transistor gebildet wird, dessen Basis mit einer Eingangsklemme des Verstärkers verbunden ist, und einem zweiten Transistor, dessen Kollektor an einen sogenannten Haupt-Ladewiderstand gekoppelt ist, wobei das eine Ende an eine Versorgungsklemme angeschlossenen und das andere an eine Ausgangsklemme des Verstärkers angeschlossen ist.
Die Erfindung betrifft zugleich einen integrierten Schaltkreis für ein Empfangsgerät, der die besagten Abstimmschaltungselemente enthält, sowie einen Fernsehempfänger, der eine solche Abstimmschaltung verwendet.
Eine Abstimmschaltung des vorgenannten Typs ist praktisch in allen Radio- oder Fernsehempfängern vorhanden, in denen er für die dem Wunsch des Anwenders entsprechenden Auswahl einer der verfügbaren Kanäle verwendet wird. In dieser Abstimmschaltung spielt der lokale Oszillator eine sehr wichtige Rolle zur Erzeugung eines sogenannten Zwischenfrequenzsignals über einen Frequenzunterschied zwischen dem zu empfangenden Signal und dem Signal dieses lokalen Oszillators. Insbesondere in bezug auf die Fernsehempfänger besteht oft ein Problem für den Erhalt eines Oszillators mit der Fähigkeit, in einer hohen Frequenzspanne zu arbeiten.
Der lokale Oszillator eines Empfangsgeräts wird bekannterweise aus einer Verstärkervorrichtung gebildet, gekoppelt an eine Resonanzschaltung, meist in der Form einer Induktanz-Kapazität-Verbindung. Gegenwärtig wird vorgezogen, diesen Verstärker mit einem Transistor-Differentialpaar zu bauen, anstatt einen einzigen Transistor zu verwenden. Denn so werden bessere Leistungen erzielt, insbesondere in bezug auf nicht vorhandene harmonische Paare in dem vom lokalen Oszillator erzeugten Signal und die Tatsache, daß die Eingangsimpedanz des Verstärkers über den Großteil einer Periode des Ausgangssignals hoch bleibt und diese folglich durchschnittlich hoch ist.
Ein mit einem Transistor-Differentialpaar aktivierter Oszillator ist aus dem Dokument EP-A-0 412 435 bekannt, in dem eine Resonanzschaltung vom Typ LC beschrieben wird.
Wenn man versucht, den Frequenzbereich zu erweitern, der von einem Resonatoroszillator LC abgedeckt wird, in dem das variable Element eine Diode variabler Kapazität entsprechend einer Steuerspannung ist, beobachtet man, daß eine starke Begrenzung in den untersten Frequenzen, in denen der Oszillator nicht mehr arbeitet, stattfindet. Dieses Phänomen ist an einen Koeffizienten unzureichender Qualität der Resonanzschaltung gebunden, aufgrund hoher Verluste in der Diode variabler Kapazität.
Da die variable Kapazität C einer Parallelen mit einer Induktanz L angegliedert ist, kann der äquivalente parallele Verlustwiderstand Rp dieser Kapazität mit einer einfachen Rechnung bewertet werden, anhand des Serien-Verlustwiderstands RS. Man erhält:
Rp = L/(RS.C)
Man bemerke, daß der parallele Verlustwiderstand Rp abnimmt, wenn Rs und/oder C ansteigen und folglich eine Oszillation bei den niedrigen Frequenzen des gesuchten Bereichs schwierig wird, Umstände, unter denen der Wert der Kapazität groß ist.
Ein erster Lösungsansatz für dieses Problem kann darin bestehen, mehrere Dioden in Serien-Parallel-Angliederung zu verwenden, um eine variable Kapazität mit verbesserter Qualität zu erhalten.
Allerdings ist diese Lösung aufgrund der Tatsache kaum zufriedenstellend, daß die Verluste entsprechend der Anzahl verwendeter Dioden nur leicht reduziert werden, eine Lösung, die teuer und sperrig wäre, wenn man eine sehr große Anzahl Dioden verwenden müßte.
Ein zweiter, häufig verwendeter Ansatz besteht darin, eine (nahezu verlustfreie) feste Kapazität in Serie mit der variablen Kapazität anzuordnen, eine unter dem angelsächsischen Namen "Padder" bekannte Kapazität. Dieser Lösung zufolge werden die Verluste effektiv reduziert, doch durch eine Reduzierung der Breite des abgedeckten Frequenzbands, was dem gesuchten Ziel entgegenwirkt.
Man kann folglich davon ausgehen, daß eine Lösung zu dem gestellten Problem einer Abstimmschaltung, die in einer breiten Frequenzspanne arbeiten muß, mit der Steigerung der Leistung des den lokalen Oszillator aktivierenden Verstärkers erhalten werden könnte, um es ihm zu ermöglichen, am Ausgang einen ausreichend schwachen negativen Widerstand aufzuweisen, um die hohen Verluste der Resonanzschaltung in den niederen Frequenzen zu kompensieren.
Eines der Ziele der Erfindung ist es folglich, eine Abstimmschaltung vorzuschlagen, in der der lokale Oszillator mit einem Verstärker hoher Leistung und Grenzfrequenz versehen wird. Ein anderes Ziel der Erfindung ist die Bereitstellung eines Oszillators, der eine Resonanzschaltung vom Typ LC verwendet, in der die Variationsspanne der Oszillationsfrequenz aufgrund der Tatsache auf die niedrigen Frequenzen erweitert wird, daß der Verstärker die Verluste effizienter kompensiert.
Denn der Erfindung zufolge ist eine der Definition des einleitenden Absatzes entsprechende Abstimmschaltung dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker zusätzlich eine zweite Stufe aufweist, bestehend aus einem Transistor-Differentialpaar, das aus einem dritten und einem vierten Transistor gebildet wird, deren verbundenen Emitter an den Kollektor des zweiten Transistors angeschlossen sind, und dadurch, daß der Haupt- Ladewiderstand an den Kollektor des dritten Transistors angeschlossen ist, die Basis dieses dritten Transistors an ein Ende eines sogenannten Neben-Ladewiderstands angeschlossen ist, der an den Kollektor des ersten Transistors gekoppelt ist, während die Basis des vierten Transistors an eine Referenzspannung angeschlossenen ist.
So versorgt der Kollektorstrom des zweiten Transistors, der das von der ersten Stufe verstärkte Signal enthält, das Differentialpaar der zweiten Stufe, in der der dritte Transistor dieses Signal erneut verstärkt, über eine von der ersten Stufe kommende Steuerung, eine die geeignete Phase aufweisende Steuerung.
Nach einer ersten Durchführungsform liefert der Verstärker ein asymmetrisches Signal an die Ausgangsklemme. Um am Eingang in asymmetrischem Modus zu arbeiten kann die Basis des zweiten Transistors an eine feste Gleichspannungsquelle angeschlossen werden. Allerdings kann der Verstärker auch ein Differentialpaar an seinen beiden Eingangsklemmen erhalten.
Nach einer Variante dieser Durchführungsform wird der Hauptstromweg eines Kaskodentransistors zwischen dem Kollektor des ersten Transistors und dem Neben- Ladewiderstand angeordnet. Eine solche Kaskodenstufe bewirkt eine Erhöhung der Grenzfrequenz des Verstärkers, insbesondere mit der Verminderung des Einflusses der Störkapazitäten.
Es kann sinnvoll sein, die Leistung des Verstärkers progressiv zu reduzieren, wenn die Frequenz ansteigt, da die erheblichen Verluste der Resonanzschaltung nur bei den niedrigsten Frequenzen vorkommen. Es kann daher vorteilhaft sein, vorzusehen, daß der Neben-Ladewiderstand parallel an eine Kapazität angeschlossen ist. So erhält die Spannung der Basis des dritten Transistors ein Signal, das bei den obersten Frequenzen abgeschwächt wird. In anderen Fällen sorgen die Störkapazitäten der verwendeten Transistoren für diese Abschwächung, ohne das hinzufügen einer zusätzlichen Kapazität erforderlich zu machen.
Eine andere Durchführungsform der Erfindung betrifft eine Abstimmschaltung für ein Empfangsgerät, in dem ein lokaler Oszillator einen Verstärker aufweist, der symmetrisch arbeiten kann. Dieser zweiten Durchführungsform zufolge weist die Abstimmschaltung einen lokalen Oszillator auf, dessen Frequenz von einer Spannung gesteuert wird, gebildet aus einem Verstärker, gekoppelt an eine Resonanzschaltung induktiven Widerstands und variabler Kapazität, wobei eine Ausgangsklemme des Verstärkers an einen Eingang des Verstärkers sowie an eine Klemme der Resonanzschaltung positiv rückgekoppelt ist, der Verstärker in dieser Schaltung eine erste Stufe aufweist, gebildet aus mindestens einem Differentialpaar bipolarer Transistoren, deren verbundenen Emitter von einer ersten Stromquelle versorgt werden, das Paar aus einem ersten Transistor gebildet wird, dessen Basis mit einer ersten Eingangsklemme verbunden ist, und einem zweiten Transistor, dessen Basis mit einer zweiten Eingangsklemme verbunden ist und dessen Kollektor an einen ersten Haupt-Ladewiderstand gekoppelt ist, wobei das eine Ende an eine Versorgungsklemme angeschlossenen und das andere an eine erste Ausgangsklemme des Verstärkers angeschlossen ist, während der Kollektor des ersten Transistors symmetrisch an einen zweiten Haupt-Ladewiderstand gekoppelt ist, der an eine zweite Ausgangsklemme des Verstärkers angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnete Schaltung, daß die erste Verstärkerstufe zudem ein zweites Transistor-Differentialpaar enthalten, deren verbundenen Emitter an eine zweite Stromquelle angeschlossen sind, wobei das zweite Paar einerseits aus einem zum ersten Transistor homologen Transistor gebildet wird, dessen Basis an die Basis des ersten Transistors angeschlossen und dessen Kollektor an einen ersten Neben- Ladewiderstand gekoppelt ist, und andererseits aus einem zum zweiten Transistor homologen Transistor gebildet wird, dessen Basis an die Basis des zweiten Transistors angeschlossen und dessen Kollektor an einen zweiten Neben-Ladewiderstand gekoppelt ist, und dadurch, daß der Verstärker zusätzlich eine zweite Stufe aufweist, bestehend aus zwei Transistor-Differentialpaaren:
- ein Transistorpaar, dessen verbundenen Emitter an den Kollektor des zweiten Transistors angeschlossen sind, wobei der Kollektor einer der Transistoren des Paars mit dem ersten Haupt-Ladewiderstand verbunden ist und seine Basis mit dem ersten Neben- Ladewiderstand verbunden ist, und die Basis des anderen Transistors mit der Basis des zweiten Neben-Ladewiderstands verbunden ist,
- und ein anderes Transistorpaar, in bezug auf das vorhergehende Paar symmetrisch angeordnet, dessen verbundenen Emitter an den Kollektor des ersten Transistors angeschlossen sind, wobei der Kollektor einer der Transistoren des anderen Paars mit dem zweiten Haupt- Ladewiderstand verbunden ist und seine Basis mit dem zweiten Neben-Ladewiderstand verbunden ist, und die Basis des anderen Transistors mit der Basis des ersten Neben- Ladewiderstands verbunden ist.
In bezug auf die erste Durchführungsform der Erfindung enthält die zweite Stufe des Verstärkers jetzt zwei Transistorpaare anstatt eines, während die erste Stufe ein zusätzliches Transistor-Differentialpaare enthält, an das erste Paar gekoppelt und dazu dienend, die Ströme in die beiden Neben-Ladewiderstände zu liefern.
Nach einer vorteilhaften Variante dieser Durchführungsform ist die Schaltung dadurch gekennzeichnet, daß in der zweiten Verstärkerstufe der Kollektor des besagten anderen Transistors, dessen Basis mit dem ersten Neben-Ladewiderstand verbunden ist, mit dem ersten Haupt-Ladewiderstand verbunden ist, und symmetrisch der Kollektor des anderen Transistors, dessen Basis mit dem zweiten Neben-Ladewiderstand verbunden ist, mit dem zweiten Haupt-Ladewiderstand verbunden ist.
Die Leistung dieses Verstärkers wird so aufgrund der Tatsache maximal gesteigert, daß die Kollektorströme des vierten Transistors der zweiten Stufe alle an einen der beiden Ladewiderstände gekoppelt sind, entsprechend der von diesen Transistoren erzeugten Signalphasen.
Die Erfindung enthält auch einen integrierten Schaltkreis zur Ausrüstung eines Empfangsgeräts, und insbesondere einen Fernsehempfänger, in den die zuvor beschriebene Schaltung zumindest teilweise integriert wird.
Weitere Besonderheiten, Details und Vorzüge werden anhand der folgenden Beschreibung in bezug auf die beigefügten Zeichnungen ersichtlich, insgesamt als nicht beschränkende Beispiele gegeben, in denen:
Fig. 1 ein Funktionsschema ist, das die eine Abstimmschaltung für einen Fernsehempfänger bildenden Teile zeigt,
Fig. 2 ein elektrisches Schema eines Verstärkers als Teil eines lokalen Oszillators zeigt, der Erfindung entsprechend geändert, in der einfachsten Durchführungsform,
Fig. 3 das elektrische Schema einer Variante des Verstärkers der Fig. 2 zeigt,
Fig. 4 ein elektrisches Schema des Verstärkers als Teil der der Erfindung entsprechenden Schaltung nach einer zweiten Durchführungsform ist, um einen symmetrischen Betrieb zu ermöglichen,
Fig. 5 das Schema einer Variante des Verstärkers der Fig. 4 zeigt,
Fig. 6 ein vereinfachtes Anwendungsschema des in den Fig. 2 und 3 beschriebenen Verstärkers ist, mit einem in asymmetrischem Modus arbeitenden Oszillator,
Fig. 7 das Schema eines in symmetrischem Modus arbeitenden Oszillators zeigt, mit einem Verstärker des in den Fig. 4 oder 5 beschriebenen Typs, und
Fig. 8 ein Funktionsschema darstellt, das die einen Fernsehempfänger bildenden Teile zeigt, die für eine Schaltung nach der Erfindung in Frage kommen. Fig. 1 zeigt sehr schematisch eine Abstimmschaltung für einen Fernsehempfänger. Sie wird allgemein in zwei sehr ähnlich zusammengestellte Abschnitte geteilt, wobei ein Abschnitt die Signale des sogenannten VHF-Bands, und ein Abschnitt die des sogenannten UHF-Bands verarbeitet. Die über eine Antenne 1 empfangenen Signale werden zuerst von den respektiven Eingangsfiltern 2a und 2b verarbeitet und dann von den Vorverstärkers 3a, 3b verstärkt und erneut in den Bandweichenfiltern 4a und 4b gefiltert. Die respektiven Signale des VHF- und UHF-Bands werden daraufhin jeweils an einen der Eingänge von zwei Mischern Mxa und Mxb geführt.
Der andere Eingang des besagten Mischer empfängt einerseits das Signal eines lokalen Oszillators Os1 in bezug auf den Mischer Mxa, und andererseits eines lokalen Oszillators Os2 in bezug auf den Mischer Mxb. Genauer gesagt wurde mit den Bezeichnungen Os1 und Os2 auf die aktiven Teile der Oszillatoren verwiesen, wobei diesen Teilen Resonanzschaltungen angegliedert sind, schematisch bei 5a und 5b dargestellt, induktiven Widerstands und variabler Kapazität. Als Beispiel kann die dem VHF-Band entsprechende Resonanzschaltung 5a des lokalen Oszillators Os1 mit einer Induktanzschaltung zur Aufteilung des Frequenzintervalls in zwei Unterbänder versehen werden.
Die Ausgänge der beiden Mischer Mxa und Mxb werden verbunden und zum Eingang eines Zwischenfrequenz-Vorverstärkers 6 geführt, dessen Ausgang 7 ebenfalls den Ausgang der Abstimmschaltung bildet.
Nach einer vorgezogenen Durchführungsform werden die Mischer Mxa, Mxb, die aktiven Teile Os1 und Os2 der Oszillatoren und der Vorverstärker 6 innerhalb einer selben integrierten Schaltung gruppiert, was auf der Figur symbolisch durch den gestrichelten Rahmen mit der Bezeichnung IC dargestellt ist.
Eine Schaltsteuerung zwischen den Frequenzbereichen VHF und UHF wurde auf Fig. 1 über die von einer Klemme Cmd kommenden Verbindungen dargestellt. Eine solche Steuerung erfordert keine detaillierte Beschreibung, da sie dem Fachmann wohl bekannt ist und sich nicht direkt auf die Verfahren der Erfindung bezieht.
Man beziehe sich jetzt auf Fig. 2 für die Beschreibung eines den aktiven Teil eines der Oszillatoren Os1 oder Os2 der Fig. 1 darstellenden Verstärkers nach einer ersten Durchführungsform, die sehr vereinfacht als Basisverfahren des Prinzips der Erfindung bezeichnet werden kann.
Der Verstärker enthält eine erste Stufe, gebildet aus einem Differentialpaar bipolarer Transistoren T1, T2 vom Typ NPN. Die verbundenen Emitter dieser Transistoren sind an eine Stromquelle So angeschlossen, die einen Strom Io liefert. Die Basis von Transistor T1 ist mit einer Eingangsklemme 10 des Verstärkers verbunden, während die Basis des zweiten Transistors T2 an eine Gleichspannungsquelle Vref1 angeschlossen ist. Diese Quelle wird von dem durch die beiden Widerstände 12, 14 in Serie bewirkt, von einem Strom I1 durchquert, von einer Stromquelle S1 zwischen der Versorgungsspannung Vcc und der Masse Vee abgegeben. Die Gleichspannung Vref1 wird in bezug auf die Masse durch eine Kapazität 16 entkoppelt, die geringen Werts sein kann, wenn der Verstärker mit sehr hoher Frequenz, z.B. 400 MHz, arbeiten muß. Der Kollektor des zweiten Transistors T2 ist an die verbundenen Emitter eines zweiten Transistor-Differentialpaar angeschlossen, aus den Transistoren NPN T3 und T4 gebildet, wobei in dem Differentialpaar der Kollektor von Transistor T3 an die Versorgungsspannung Vcc über einen Ladewiderstand RL gekoppelt ist, weiterhin Haupt-Ladewiderstand bezeichnet. Der Kollektor des vierten Transistors T4 ist direkt an die Versorgungsspannung Vcc angeschlossen. Der Verbindungsknoten zwischen dem Kollektor von Transistor T3 und dem Haupt-Ladewiderstand RL ist an eine Ausgangsklemme 30 des Verstärkers angeschlossen. Der Kollektorstrom des zweiten Transistors T2, der eine von der ersten Stufe T1-T2 bereits verstärkte Wechselstromkomponente aufweist, wird durch das Differentialpaar T3-T4 aufgrund der Tatsache erneut verstärkt, daß die Basis des dritten Transistors T3 ein Spannungssignal mit einer geeigneten Phase aus einem Neben-Ladewiderstand Rb erhält, an den Kollektor des ersten Transistors T1 angeschlossen. Das andere Ende dieses Neben-Ladewiderstands Rb ist an die Versorgungsspannung Vcc angeschlossen.
Die Basis des vierten Transistors T4 ist ein eine Referenzspannungsquelle Vref2 angeschlossen, zwischen den Widerständen 12 und 14 entnommen.
Eine optimale Funktionsweise dieses Verstärkers wird erreicht, wenn das Transistorpaar T3, T4 gleichstrombedingt ausgeglichen arbeitet, d.h. in dem Beispiel der Fig. 1, daß wenn der Widerstand 12 einen Wert gleich dem Neben-Ladewiderstand Rb aufweist, wird der von der Stromquelle S1 abgegebene Strom 11 gleich der Hälfte des von der Stromquelle So abgegebenen Stroms Io gewählt. So werden die Basen der Transistoren T3 und T4 auf eine sehr benachbarte Gleichspannung polarisiert. Selbstverständlich könnte man dasselbe Ergebnis mit einer anderen geeigneten Wahl der Stromwerte 11 und des Widerstands 12 erreichen.
Wie später in bezug auf die Anwendung dieses Verstärkers mit einem Breitbandoszillator ersichtlich wird, kann es sinnvoll sein, die Leistung des Verstärkers progressiv zu reduzieren, wenn die Frequenz des Wechselstromsignals steigt. Dies kann sehr einfach durch eine reduzierte Verstärkung der zweiten Transistorstufe T3, T4 verwirklicht werden, durch eine Reduzierung des Wechselstromsignals, das der Basis von Transistor T3 zugeführt wird, ein vom Neben-Ladewiderstand Rb geliefertes Spannungssignal. Diese Reduzierung wird durch die zu diesem Widerstand parallele Kopplung einer Kapazität geringen Werts Cp erreicht, eine auf der Figur durch gestrichelte Verbindungen dargestellte Möglichkeit. Folglich wird ersichtlich, daß die von dem Neben-Ladewiderstand Rb und der parallelen Kapazität Cp gebildete Einheit eine komplexe Ladung bildet, die in einem bestimmten Maß die Steuerung der Leistung dieses Verstärkers entsprechend der Frequenz ermöglicht.
Die Praxis erwies, daß die Störkapazitäten des dritten Transistors T3 denselben Effekt wie die parallele Kapazität Cp liefern kann, um es durch die Wahl der Größe und Bauart von Transistor T3 zu ermöglichen, die Reaktionskurve des Verstärkers zu steuern.
Selbstverständlich ist es vorzuziehen, als vierten Transistor T4 einen Transistor entsprechen der Bauart von Transistor T3 zu wählen, um ein ausgeglichenes Transistor-Differentialpaar zu erhalten.
Fig. 3 zeigt eine Durchführungsvariante des Verstärkers der Fig. 2.
Auf dem Schema der Fig. 3 wurde den Elementen selber Funktion dieselbe Bezeichnung gegeben. In bezug auf die erste Stufe, aus dem Transistorpaar T1, T2 gebildet, zeigt Fig. 3 den Fall eines Verstärkers mit Differentialeingängen, da die Basis von Transistor T2 mit einer zweiten Eingangsklemme 20 versehen ist, im Gegensatz zum Verstärker der Fig. 2, bei dem die Basis von Transistor T2 mit einer Referenzspannung verbunden ist.
Ein weiterer Unterschied in bezug auf den Verstärker der Fig. 3 besteht in den eingefügten Dioden D1 und D2, die die Polarisierung der Basen der Transistoren T3 und T4 um eine direkte Verbindungsspannung senken. So kann die an die Ausgangsklemme 30 des Verstärkers gelieferte Spannung eine höhere Spannungsauswanderung zulassen. Die wichtigste Variante des Schemas der Fig. 3 bildet der zwischen den
Kollektor von Transistor T1 und die Basis von Transistor T3 eingefügte Kaskodentransistor T100, wobei die Basis dieses Kaskodentransistors mit einer festen Spannung, z.B. der Spannung Vref2 verbunden ist, bereits zur Polarisierung der Basis von Transistor T4 verwendet. Der vorhandene Kaskodentransistor T100 verbessert die Leistungen des Verstärkers im höchsten Frequenzbereich. Obwohl die Anordnung von Fig. 3 aufgrund ihrer beiden Eingänge 10 und 20 der von einem symmetrischen Signal versorgt werden könnte, weist der dargestellte Verstärker nur einen einzigen Ausgang 30 auf und ist von diesem Standpunkt aus folglich asymmetrisch.
Es ist zu bemerken, daß die Wahl einer Eingangskonfiguration an der ersten Verstärkerstufe, d.h.: in asymmetrischem, differentialem oder symmetrischem Modus, unabhängig von den anderen, den auf den Fig. 2 und 3 dargestellten Schaltungen eigenen Eigenschaften ist.
Es folgt die Beschreibung der in einer Abstimmschaltung nach der Erfindung zu verwendenden Verstärkerbeispiele, die vollkommen symmetrisch arbeiten können und folglich zwei Eingänge und zwei Ausgänge aufweisen.
Fig. 4 zeigt das Schema eines ersten Beispiels eines solchen symmetrischen Verstärkers. Eine erste Stufe enthält ein erstes Transistor-Differentialpaar T10, T20, dessen Basen respektive mit den Eingangsklemmen 10 und 20 verbunden sind. Die verbundenen Emitter der Transistoren T10 und T20 werden von einer Stromquelle So versorgt, die einen Strom Io abgibt.
Der Verstärker weist, weiterhin in der ersten Stufe, ein zweites Transistor-Differentialpaar T11, T22 auf, dessen Basen respektive mit den Basen der Transistoren T10 und T20 sowie mit den Eingangsklemmen 10 und 20 verbunden sind. Die verbundenen Emitter dieses zweiten Transistor-Differentialpaar sind mit einer zweiten Stromquelle S2 verbunden, die einen Strom 12 abgibt. Das Differentialpaar der Transistoren T11 und T22 wird verwendet, um spannungsverstärkte Signale an die Basen der Transistoren der zweiten Stufe zu liefern. Dies findet über die Kopplung des Kollektors von Transistor T11 mit einem ersten Neben- Ladewiderstand Rb 1 und die Kopplung des Kollektors von Transistor T22 mit einem zweiten Neben-Ladewiderstand Rb2 statt. Diese beiden Transistoren sind dazu mit einer Leitung 35 der Versorgungsspannung Vcl verbunden, zwischen Vcc und Vee. Diese Spannung Vcl wird einfach von der Versorgungsspannung Vcc nach dem Spannungsabfall in einem Widerstand 120 erhalten. Der so geschaffene Spannungsabfall ist mit dem Effekt der Dioden D1 und D2 des Verstärkers von Fig. 3 verwandt und bewirkt einen ähnlichen Effekt.
Eine andere Besonderheit dieser Durchführungsform wird von der zweiten Verstärkerstufe bewirkt, die zwei Transistor-Differentialpaare enthält, anstatt einem, d.h.: ein Transistorpaar T32, T42, dessen verbundenen Emitter an den Kollektor von Transistor T20 angeschlossen sind, wobei dieses Paar eine zu den Transistoren T3 und T4 der vorhergehenden Beispiele analoge Rolle spielen. Allerdings ist die Basis von Transistor T42 nicht mit einer Referenzspannungsquelle, sondern mit einer variablen Spannung entsprechend der Eingangsspannung verbunden, da sie an den Neben-Ladewiderstand Rb2 angeschlossen ist. Sie weist folglich eine Spannung in entgegengesetzter Phase zur Spannung der Basis von Transistor T32 auf, der mit dem Neben-Ladewiderstand Rb1 verbunden ist. Der Kollektor von Transistor T42 ist mit der Spannung Vcc verbunden.
Das Transistorpaar T32, T42 ist folglich aktiver als ihr Äquivalent der vorhergehenden Beispiele, gebildet aus den Transistoren T3 und T4, da die Basen dieses Transistorpaars symmetrisch aktiviert werden. Der Kollektor von Transistor T32 ist an einen ersten Haupt-Ladewiderstand RL1 gekoppelt, wobei dieser Widerstand zudem mit einer Versorgungsspannung Vcc verbunden ist. Der Verbindungsknoten zwischen dem Kollektor dieses Transistors und dem Widerstand RL1 ist mit einer ersten Ausgangsklemme 31 des Verstärkers verbunden.
Eine völlig symmetrische Anordnung wird durch ein anderes Transistor- Differentialpaar T31, T41 erhalten, dessen verbundenen Emitter an den Kollektor von Transistor T10 angeschlossen sind. Die Basis von Transistor T31, symmetrisch zum Transistor T32, ist mit den Neben-Ladewiderstand Rb2 verbunden, und sein Kollektor an einen zweiten Haupt-Ladewiderstand RL2 gekoppelt. Das andere Ende dieses Widerstands ist mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden. Der Verbindungsknoten zwischen dem Kollektor von "Transistor T31 und dem Widerstand RL2 ist ebenfalls an eine zweite Ausgangsklemme 32 des Verstärkers angeschlossen.
Die Basis von Transistor T41, der zum Transistor T42 symmetrisch ist, ist mit dem Neben-Ladewiderstand Rb1 verbunden, und sein Kollektor an die Spannung Vcc angeschlossen. Die Eingangsklemmen 10 und 20 des Verstärkers der Fig. 4 können ein symmetrisches Signal oder auch ein asymmetrisches Signal empfangen, wenn eine der beiden Klemmen auf eine feste Referenzspannung polarisiert ist. Dagegen führen die Ausgangsklemmen 31 und 32 aufgrund ihrer ausgewogenen Anordnung eine Ausgangsspannung, die in jedem Fall symmetrisch ist.
Man beziehe sich auf Fig. 5, die eine Durchführungsvariante des in Fig. 4 beschriebenen Verstärkers darstellt.
Soweit möglich wurde den Elementen selber Funktion dieselbe Bezeichnung gegeben.
Die erste Stufe des Verstärkers, gebildet aus dem Differentialpaar von Transistor T10 und T20 und dem Differentialpaar von Transistor T11 und T22, entspricht der ersten Verstärkerstufe des Verstärkers von Fig. 4. Der einzige Unterschied liegt darin, daß die Neben-Ladewiderstände Rb1 und Rb2, an die Kollektoren von Transistor T11 und T22 gekoppelt, dazu direkt mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden sind. Eine Senkung der durchschnittlichen Gleichspannung von Transistor T41 und T42 kann durch eine Erhöhung des von Stromquelle S2 abgegebenen Stroms oder durch eine Erhöhung der Neben- Ladewiderstände Rb1 und Rb2 erhalten werden. Ein bedeutender Unterschied in bezug auf das Schema von Fig. 4 besteht in der Kopplung der Kollektoren der Transistoren T41 und T42. Der Kollektorstrom dieser Transistoren, der eine verstärkte Wechselstromkomponente aufweist, wird auf die für die Phase dieser Signale geeignete Weise an die Ladewiderstände RL2 und RL1 gekoppelt. So wird der Kollektor von Transistor T42 mit dem Ladewiderstand RL2 verbunden, während der Kollektor von Transistor T41 mit dem Ladewiderstand RL1 verbunden wird. Bei dieser Durchführungsform wird aufgrund der Tatsache die höchste Leistung erhalten, daß die zweite Stufe keinerlei Verluste des verstärkten Wechselstroms aufweist.
Aus den auf Fig. 4 und 5 dargestellten Beispielen ergeht eindeutig, daß die Neben-Ladewiderstände Rb 1 und Rb2, wie in bezug auf Fig. 2 erläutert wurde, parallel an Kapazitäten gekoppelt werden, um Ladeimpedanzen zu bilden, die mit der Frequenz variieren.
Fig. 6 zeigt ein Anwendungsbeispiel eines asymmetrischen Verstärkertyps für den Bau eines Oszillators variabler Frequenz unter Verwendung einer parallelen Resonanzschaltung vom Typ LC.
Die Ausgangsklemme 30 von Verstärker A ist an den Knoten B der Resonanzschaltung über eine Kopplungskapazität Co gekoppelt. Die Resonanzschaltung wird aus einer Selfabstimmung L gebildet, parallel mit einer Serienkombination an Kapazitäten verbunden, worunter eine Festkapazität Cf und eine variable Kapazität Cv, die über eine Steuerspannung gesteuert werden können. Diese Self- und Kapazitätselemente sind parallel zwischen der Masse (Vee) und dem Knoten B angeordnet. Der Knoten B ist zudem mit der Eingangsklemme 10 des Verstärkers mittels einer Kapazität Ci positiv rückgekoppelt. Diese Rückkopplung bewirkt einen negativen Widerstand zur Versorgung der Oszillatorschaltung L, Cv + Cf, was die Oszillation der Anordnung bewirkt. Eine erweiterte Abdeckung des vom Oszillator abgedeckten Frequenzbereichs wird aufgrund der Tatsache erhalten, daß der vom Verstärker A erzeugte negative Widerstand bei den niedrigsten Frequenzen, bei denen die variable Kapazität Cv die größten Verluste aufweist, weiterhin ausreichend gering ist, um es dem Oszillator zu ermöglichen, zu arbeiten. Zur Ermöglichung dieser Erweiterung des Frequenzbereichs wird die feste Kapazität Cf mit einem relativ hohen Wert gewählt.
Man beziehe sich auf Fig. 7 für ein anderes Oszillatorbeispiels, das hier einen Verstärker symmetrischer Struktur entsprechend den Beispielen der Fig. 4 und 5 verwendet.
Diese Resonanzschaltung LC entspricht dem vorhergehenden Beispiel, wird jedoch symmetrisch versorgt. Der Verstärker A hat einen ersten Ausgang 31, gekoppelt an die Resonanzschaltung über eine Kopplungskapazität Co 1 sowie mit einem Eingang 10 des Verstärkers mittels einer Kopplungskapazität Ci1. Der zweite Ausgang 32 des Verstärkers ist symmetrisch an das andere Ende der Resonanzschaltung mittels einer Kopplungskapazität Co2 gekoppelt, und ebenfalls an den zweiten Eingang 20 des Verstärkers mittels einer Kopplungskapazität Ci2. Der Oszillator der Fig. 7 weist dieselben Vorzüge wie der Oszillator der Fig. 6 auf, d.h. eine mögliche Erweiterung des abgedeckten Frequenzbereichs. Er nutzt zudem eine hohe Gleichtaktunterdrückung.
Fig. 8 zeigt ein vereinfachtes synoptisches Schema eines Fernsehempfängers, in den die zuvor beschriebene Abstimmschaltung eingebaut werden kann. Die von einer Antenne 11 erhaltenen Empfangssignale werden dem Eingang eines aus zwei Modulen bestehenden Kanalwählers zugeführt: einem Auswahlmodul 13 für das VHF-Band, das in zwei Unterbänder aufgeteilt werden kann, und einem Modul für die Auswahl des UHF- Bands. Das einem Kanal entsprechende Signal, über einen Schalter 17 in dem einen oder anderen dieser Frequenzbänder gewählt, wird parallel dem Eingang eines Moduls 18 zugeführt, das eine Filterung und Vorverstärkung des Tonsignals vornimmt, sowie eines Moduls 19, das eine Filterung und Vorverstärkung des Bildsignals vornimmt. Das Tonsignal wird demoduliert und dann in der Leistung verstärkt, in einem spezifischen Modul 21, dessen Ausgang mit einem Lautsprecher 22 verbunden ist.
Das in Modul 19 vorverstärkte Bildsignal wird dem Eingang eines Demodulators 23 zugeführt, von dem es daraufhin dem Eingang verschiedener Abschnitte des Empfängers zugeführt wird. Ein aus einem Modul 24 zur Verarbeitung des Helligkeitssignals und einem Modul 25 zur Verarbeitung des Farbsignals zusammengesetzter Abschnitt liefert die dementsprechenden Signale an die drei Kanonen einer Bildröhre 26, über eine Schaltung 27 für die Wiedergabe und Verstärkung dieser Signale. Ein anderer Abschnitt des Empfängers dient der Abtastfunktion des Bildschirms der Röhre 26 und setzt sich hauptsächlich aus einer Synchronisations-Trennschaltung 28 zusammen, um die dementsprechenden Signale an einen Zeilenabtastgenerator 29 und einen Zwischenzeilenabtastgenerator 36 zu liefern, deren Ausgänge an einen Satz Ablenkspulen 37 angeschlossen sind.
Ein Steuermodul 38 enthält die diversen Auswahl- und Einstellvorrichtungen zur Abgabe der entsprechenden Steuersignale an die meisten Funktionsmodule des Empfängers, wie dies auf der Figur schematisch dargestellt wurde.
Ein Fernsehempfänger der hier kurz beschriebenen Art ist vorzugsweise mindestens mit einer Abstimmschaltung erweiterter Bandbreite gemäß der Erfindung ausgerüstet, wobei diese Schaltung die Form eines integrierten Schaltkreises der in bezug auf Fig. 1 beschriebenen Art aufweisen kann, auf dieser Figur mit IC bezeichnet.

Claims

1. Abstimmschaltung für ein Empfangsgerät, in dem ein lokaler, spannungsgesteuerter Oszillator aus einem Verstärker gebildet wird, der an eine Resonanzschaltung induktiven Widerstands und variabler Kapazität gekoppelt ist, wobei eine Ausgangsklemme des Verstärkers an einen Eingang des Verstärkers sowie an eine Klemme der Resonanzschaltung positiv rückgekoppelt ist, der Verstärker in dieser Schaltung eine erste Stufe aufweist, gebildet aus einem Differentialpaar bipolarer Transistoren (T1, T2), deren verbundenen Emitter an eine Stromquelle angeschlossen sind, das Paar aus einem ersten Transistor (T1) gebildet wird, dessen Basis mit einer Eingangsklemme des Verstärkers verbunden ist, und einem zweiten Transistor (T2), dessen Kollektor an einen sogenannten Haupt- Ladewiderstand gekoppelt ist, wobei das eine Ende an eine Versorgungsklemme angeschlossenen und das andere an eine Ausgangsklemme (OUT) des Verstärkers angeschlossen ist,

dadurch gekennzeichnet, daß der Haupt-Ladewiderstand (RL) an den Kollektor des dritten Transistors (T3) angeschlossen ist, die Basis dieses dritten Transistors an ein Ende eines sogenannten Neben-Ladewiderstands (Rb) angeschlossen ist, der an den Kollektor des ersten Transistors (T1) gekoppelt ist, während die Basis des vierten Transistors an eine Referenzspannung (Vref2) angeschlossenen ist.

2. Abstimmschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des zweiten Transistors an eine feste Gleichspannungsquelle (Vref1) angeschlossen ist.

3. Abstimmschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Hauptstromweg eines Kaskodentransistors (T100) zwischen dem Kollektor des ersten Transistors (T1) und dem Neben-Ladewiderstand (Rb) angeordnet wird.

4. Abstimmschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Neben-Ladewiderstand (Rb) parallel an eine Kapazität (Cp) angeschlossen ist.

5. Abstimmschaltung für ein Empfangsgerät, in dem ein lokaler Oszillator, dessen Frequenz von einer Spannung gesteuert wird, aus einem Verstärker gebildet wird, gekoppelt an eine Resonanzschaltung induktiven Widerstands und variabler Kapazität, wobei eine Ausgangsklemme des Verstärkers an einen Eingang des Verstärkers sowie an eine Klemme der Resonanzschaltung positiv rückgekoppelt ist, der Verstärker in dieser Schaltung eine erste Stufe aufweist; gebildet aus mindestens einem Differentialpaar bipolarer Transistoren, deren verbundenen Emitter von einer ersten Stromquelle (So) versorgt werden, das Paar aus einem ersten Transistor (T10) gebildet wird, dessen Basis mit einer ersten Eingangsklemme (10) verbunden ist, und einem zweiten Transistor (T20), dessen Basis mit einer zweiten Eingangsklemme (20) verbunden ist und dessen Kollektor an einen ersten Haupt-Ladewiderstand (RL1) gekoppelt ist, wobei das eine Ende an eine Versorgungsklemme angeschlossenen und das andere an eine erste Ausgangsklemme (31) des Verstärkers angeschlossen ist, während der Kollektor des ersten Transistors symmetrisch an einen zweiten Haupt-Ladewiderstand (RL2) gekoppelt ist, der an eine zweite Ausgangsklemme (32) des Verstärkers angeschlossen ist,

dadurch gekennzeichnet, daß die erste Verstärkerstufe zudem ein zweites Transistor-Differentialpaar enthalten, deren verbundenen Emitter an eine zweite Stromquelle (S2) angeschlossen sind, wobei das zweite Paar einerseits aus einem zum ersten Transistor homologen Transistor (T11) gebildet wird, dessen Basis an die Basis des ersten Transistors (T10) angeschlossen und dessen Kollektor an einen ersten Neben-Ladewiderstand (Rb 1) gekoppelt ist, und andererseits aus einem zum zweiten Transistor homologen Transistor (T22) gebildet wird, dessen Basis an die Basis des zweiten Transistors (T20) angeschlossen und dessen Kollektor an einen zweiten Neben-Ladewiderstand (Rb2) gekoppelt ist,

und dadurch, daß der Verstärker zusätzlich eine zweite Stufe aufweist, bestehend aus zwei Transistor-Differentialpaaren:

- ein Transistorpaar, dessen verbundenen Emitter an den Kollektor des zweiten Transistors (T20) angeschlossen sind, wobei der Kollektor einer der Transistoren (T32) des Paars mit dem ersten Haupt-Ladewiderstand (RL1) verbunden ist und seine Basis mit dem ersten Neben-Ladewiderstand (Rb1) verbunden ist, und die Basis des anderen Transistors (T42) mit der Basis des zweiten Neben-Ladewiderstands (Rb2) verbunden ist,

- und ein anderes Transistorpaar, in bezug auf das vorhergehende Paar symmetrisch angeordnet, dessen verbundenen Emitter an den Kollektor des ersten Transistors (T10) angeschlossen sind; wobei der Kollektor einer der Transistoren (T31) des anderen Paars mit dem zweiten Haupt-Ladewiderstand (RL2) verbunden ist und seine Basis mit dem zweiten Neben-Ladewiderstand (Rb2) verbunden ist, und die Basis des anderen Transistors (T41) mit der Basis des ersten Neben-Ladewiderstands (Rb1) verbunden ist.

6. Abstimmschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten (Rb1) und zweiten (Rb2) Neben-Ladewiderstände an eine Zwischen-Versorgungsklemme (Vcl) angeschlossen sind.

7. Abstimmschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß in der zweiten Verstärkerstufe der Kollektor des besagten anderen Transistors (T41), dessen Basis mit dem ersten Neben-Ladewiderstand (Rb1) verbunden ist, mit dem ersten Haupt- Ladewiderstand (RL1) verbunden ist, und symmetrisch der Kollektor des anderen Transistors, dessen Basis mit dem zweiten Neben-Ladewiderstand (Rb2) verbunden ist, mit dem zweiten Haupt-Ladewiderstand (RL2) verbunden ist.

8. Abstimmschaltung nach einem beliebigen der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß zu jedem Neben-Ladewiderstand parallel eine Kapazität (Cp) angeschlossen ist.

9. Integrierter Schaltkreis zur Ausrüstung eines Fernsehempfängers, dadurch gekennzeichnet, daß er einen Verstärker entsprechend dem in der Abstimmschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8 enthält, um den aktiven Teil eines lokalen Oszillators zu bilden, sowie eine Mischerschaltung (Mxa, Mxb und einen Zwischenfrequenz-Vorverstärker (6).

10. Fernsehempfänger, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Abstimmschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8 enthält.

11. Fernsehempfänger, dadurch gekennzeichnet, daß er einen integrierten Schaltkreis nach Anspruch 9 enthält.