JPH08265202A - 同調回路 - Google Patents
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＬＣ共振回路を用いて発振周波数の変化範囲
を低い周波数の側に延在させることによって増幅器が損
失を一層有効に補償し得るようにした発振器を提供せん
とする。 【解決手段】 可変容量兼インダクタンス型の共振回路
に結合された増幅器で局部発振器を構成した同調回路で
あって、その増幅器の第１増幅段をバイポーラトランジ
スタＴ１，Ｔ２の少なくとも１つの差動対で構成し、第
２増幅段にトランジスタの他の差動対を設け、その相互
接続エミッタに第１段の一方のトランジスタＴ２のコレ
クタ電流を供給する。第２増幅段の差動対のトランジス
タＴ３のコレクタを主負荷抵抗ＲＬに結合すると共にそ
のベースを第１段の他方のトランジスタＴ１のコレクタ
に結合する。第１増幅段によって追加の負荷抵抗Ｒｂを
給電する。第２増幅段の差動対の他のトランジスタＴ４
のベースを固定電圧Ｖref2によりまたは適宜の位相を有
する可変電圧によりバイアスする。
を低い周波数の側に延在させることによって増幅器が損
失を一層有効に補償し得るようにした発振器を提供せん
とする。 【解決手段】 可変容量兼インダクタンス型の共振回路
に結合された増幅器で局部発振器を構成した同調回路で
あって、その増幅器の第１増幅段をバイポーラトランジ
スタＴ１，Ｔ２の少なくとも１つの差動対で構成し、第
２増幅段にトランジスタの他の差動対を設け、その相互
接続エミッタに第１段の一方のトランジスタＴ２のコレ
クタ電流を供給する。第２増幅段の差動対のトランジス
タＴ３のコレクタを主負荷抵抗ＲＬに結合すると共にそ
のベースを第１段の他方のトランジスタＴ１のコレクタ
に結合する。第１増幅段によって追加の負荷抵抗Ｒｂを
給電する。第２増幅段の差動対の他のトランジスタＴ４
のベースを固定電圧Ｖref2によりまたは適宜の位相を有
する可変電圧によりバイアスする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は周波数が電圧制御される
局部発振器を可変容量兼インダクタンス型の共振回路に
結合された増幅器により構成し、この増幅器の出力端子
をその入力端子および前記共振回路の端子に正帰還し、
この共振回路では前記増幅器の第１段を相互接続エミッ
タが電流源に接続されたバイポーラトランジスタの差動
対により形成し、この差動対はベースが前記増幅器の入
力端子に接続された第１トランジスタと、１端が電源端
子に接続され他端が前記増幅器の出力端子に接続された
主負荷抵抗にコレクタが結合された第２トランジスタと
により形成した受信機用同調回路に関するものである。
局部発振器を可変容量兼インダクタンス型の共振回路に
結合された増幅器により構成し、この増幅器の出力端子
をその入力端子および前記共振回路の端子に正帰還し、
この共振回路では前記増幅器の第１段を相互接続エミッ
タが電流源に接続されたバイポーラトランジスタの差動
対により形成し、この差動対はベースが前記増幅器の入
力端子に接続された第１トランジスタと、１端が電源端
子に接続され他端が前記増幅器の出力端子に接続された
主負荷抵抗にコレクタが結合された第２トランジスタと
により形成した受信機用同調回路に関するものである。
【０００２】また、本発明は上述した同調回路の素子を
具える受像機用集積回路およびかかる同調回路を用いた
テレビジョン受像機に関するものである。
具える受像機用集積回路およびかかる同調回路を用いた
テレビジョン受像機に関するものである。
【０００３】
【従来の技術】上述した型の同調回路は実際上使いたい
チャネルの１つをユーザが選択する無線受信機またはテ
レビジョン受像機の全てに存在する。この同調回路で
は、局部発振器は受信すべき信号およびこの局部発振器
の信号間の周波数差によって中間周波信号を発生する極
めて重要な役割を果たす。特にテレビジョン受像機で
は、広範囲の高周波数で作用し得る発振器を得るのが困
難である場合がある。
チャネルの１つをユーザが選択する無線受信機またはテ
レビジョン受像機の全てに存在する。この同調回路で
は、局部発振器は受信すべき信号およびこの局部発振器
の信号間の周波数差によって中間周波信号を発生する極
めて重要な役割を果たす。特にテレビジョン受像機で
は、広範囲の高周波数で作用し得る発振器を得るのが困
難である場合がある。
【０００４】既知のように、受信機の局部発振器は、殆
どの場合、容量−インダクタンスの組合せにより構成さ
れる共振回路によって構成する。現在では、好適にはこ
の増幅器は単一のトランジスタの代わりにトランジスタ
の差動対を用いて形成するようにしている。これがた
め、局部発振器によって発生する信号内に偶数高調波が
存在しないことに関し、従って出力信号の１周期の大部
分に亘り高く保持されている増幅器の入力インピーダン
スが平均して高いと云う事実のため、特に、その好適な
性能が得られる。
どの場合、容量−インダクタンスの組合せにより構成さ
れる共振回路によって構成する。現在では、好適にはこ
の増幅器は単一のトランジスタの代わりにトランジスタ
の差動対を用いて形成するようにしている。これがた
め、局部発振器によって発生する信号内に偶数高調波が
存在しないことに関し、従って出力信号の１周期の大部
分に亘り高く保持されている増幅器の入力インピーダン
スが平均して高いと云う事実のため、特に、その好適な
性能が得られる。
【０００５】トランジスタの差動対により作動する発振
器は、LC型の共振回路が示されているヨーロッパ特許出
願公開EP-A-0 412 435号から既知である。
器は、LC型の共振回路が示されているヨーロッパ特許出
願公開EP-A-0 412 435号から既知である。
【０００６】可変素子を制御電圧の関数としての可変容
量ダイオードとする共振回路のLC発振器によりカバーさ
れる周波数範囲を拡張しようとする場合には、発振器が
作動停止する最低周波数で著しい制限が生ずることを確
かめた。この現象は可変容量ダイオードの損失が高いた
め、共振回路の係数が不充分な量となることに関連す
る。
量ダイオードとする共振回路のLC発振器によりカバーさ
れる周波数範囲を拡張しようとする場合には、発振器が
作動停止する最低周波数で著しい制限が生ずることを確
かめた。この現象は可変容量ダイオードの損失が高いた
め、共振回路の係数が不充分な量となることに関連す
る。
【０００７】インダクタンスＬに並列にコンデンサＣを
配列すると、このコンデンサの等価並列損失抵抗Ｒｐは
直列損失抵抗Ｒｓに基づき簡単に計算することができ、
これを次式で示す。 Ｒｐ＝Ｌ／（Ｒｓ・Ｃ） この並列損失抵抗Ｒｐは直列損失抵抗Ｒｓおよび／また
はコンデンサＣが増大するにつれて減少し、且つ所望範
囲の低い周波数での発振が困難であるため、かかる状況
のもとでは、コンデンサの値を高くする。
配列すると、このコンデンサの等価並列損失抵抗Ｒｐは
直列損失抵抗Ｒｓに基づき簡単に計算することができ、
これを次式で示す。 Ｒｐ＝Ｌ／（Ｒｓ・Ｃ） この並列損失抵抗Ｒｐは直列損失抵抗Ｒｓおよび／また
はコンデンサＣが増大するにつれて減少し、且つ所望範
囲の低い周波数での発振が困難であるため、かかる状況
のもとでは、コンデンサの値を高くする。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】かかる発振の困難性を
解決する第１の手段は数個の直並列ダイオードを用いて
良好な性能の可変キャパシタンスを得ることである。し
かし、この解決手段は決して充分に満足するものではな
い。その理由は上記損失が使用するダイオードの数の関
数として僅かに減少するだけであり、従ってこの解決手
段は極めて大多数のダイオードを使用する必要がある場
合には高価且つ厄介である。
解決する第１の手段は数個の直並列ダイオードを用いて
良好な性能の可変キャパシタンスを得ることである。し
かし、この解決手段は決して充分に満足するものではな
い。その理由は上記損失が使用するダイオードの数の関
数として僅かに減少するだけであり、従ってこの解決手
段は極めて大多数のダイオードを使用する必要がある場
合には高価且つ厄介である。
【０００９】しばしば使用する第２の解決手段は“パッ
ダー（padder）”として既知の（ほぼ損失のない）固定
コンデンサを可変コンデンサに直列に配列することであ
る。この解決手段によれば、これら損失は有効に減少す
るが、カバーされる周波数の帯域幅も減少し、これは意
図する目的に対し逆行するようになる。
ダー（padder）”として既知の（ほぼ損失のない）固定
コンデンサを可変コンデンサに直列に配列することであ
る。この解決手段によれば、これら損失は有効に減少す
るが、カバーされる周波数の帯域幅も減少し、これは意
図する目的に対し逆行するようになる。
【００１０】広範囲の周波数に亘って作動する必要のあ
る同調回路が有する斯かる問題の解決手段は局部発振器
を作動させる増幅器の利得増大させることによって得る
ことができ、従って充分に低い値の負性抵抗を出力側に
設けて低い周波数における共振回路の高い損失を補償す
ることができる。
る同調回路が有する斯かる問題の解決手段は局部発振器
を作動させる増幅器の利得増大させることによって得る
ことができ、従って充分に低い値の負性抵抗を出力側に
設けて低い周波数における共振回路の高い損失を補償す
ることができる。
【００１１】本発明の目的は局部発振器に利得およびカ
ットオフ周波数の高い増幅器を設けるようにした同調回
路を提供せんとするにある。
ットオフ周波数の高い増幅器を設けるようにした同調回
路を提供せんとするにある。
【００１２】本発明の他の目的はＬＣ共振回路を用いて
発振周波数の変化範囲を低い周波数の側に延在させるこ
とによって増幅器が損失を一層有効に補償し得るように
した発振器を提供せんとするにある。
発振周波数の変化範囲を低い周波数の側に延在させるこ
とによって増幅器が損失を一層有効に補償し得るように
した発振器を提供せんとするにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は周波数が電圧制
御される局部発振器を可変容量兼インダクタンス型の共
振回路に結合された増幅器により構成し、この増幅器の
出力端子をその入力端子および前記共振回路の端子に正
帰還し、この共振回路では前記増幅器の第１段を相互接
続エミッタが電流源に接続されたバイポーラトランジス
タの差動対により形成し、この差動対はベースが前記増
幅器の入力端子に接続された第１トランジスタと、１端
が電源端子に接続され他端が前記増幅器の出力端子に接
続された主負荷抵抗にコレクタが結合された第２トラン
ジスタとにより形成した受信機用同調回路において、前
記増幅器の第２段にも相互接続エミッタが前記第２トラ
ンジスタのコレクタに接続された第３トランジスタおよ
び第４トランジスタにより形成されたトランジスタ差動
対を具え、且つ、前記主負荷抵抗を前記第３トランジス
タのコレクタに接続し、この第３トランジスタのベース
を前記第１トランジスタのコレクタに結合された追加の
負荷抵抗の１端に接続し、前記第４トランジスタのベー
スを基準電圧源に接続するようにしたことを特徴とす
る。
御される局部発振器を可変容量兼インダクタンス型の共
振回路に結合された増幅器により構成し、この増幅器の
出力端子をその入力端子および前記共振回路の端子に正
帰還し、この共振回路では前記増幅器の第１段を相互接
続エミッタが電流源に接続されたバイポーラトランジス
タの差動対により形成し、この差動対はベースが前記増
幅器の入力端子に接続された第１トランジスタと、１端
が電源端子に接続され他端が前記増幅器の出力端子に接
続された主負荷抵抗にコレクタが結合された第２トラン
ジスタとにより形成した受信機用同調回路において、前
記増幅器の第２段にも相互接続エミッタが前記第２トラ
ンジスタのコレクタに接続された第３トランジスタおよ
び第４トランジスタにより形成されたトランジスタ差動
対を具え、且つ、前記主負荷抵抗を前記第３トランジス
タのコレクタに接続し、この第３トランジスタのベース
を前記第１トランジスタのコレクタに結合された追加の
負荷抵抗の１端に接続し、前記第４トランジスタのベー
スを基準電圧源に接続するようにしたことを特徴とす
る。
【００１４】
【作用】従って、本発明によれば、前記第１段により増
幅された信号を含む第２トランジスタのコレクタ電流を
前記第２段の差動対に供給してここで第３トランジスタ
を用いそのベースを適宜の位相で第１段から制御して再
び増幅し得るようにする。
幅された信号を含む第２トランジスタのコレクタ電流を
前記第２段の差動対に供給してここで第３トランジスタ
を用いそのベースを適宜の位相で第１段から制御して再
び増幅し得るようにする。
【００１５】本発明の第１例によれば、増幅器はその出
力側に非対称信号を発生する。この増幅器の入力側で非
対称モードで作動するためには、前記第２トランジスタ
のベースを固定直流源に接続する。しかし、この増幅器
によってもその２つの入力端子に差動信号を受信させる
ようにする。
力側に非対称信号を発生する。この増幅器の入力側で非
対称モードで作動するためには、前記第２トランジスタ
のベースを固定直流源に接続する。しかし、この増幅器
によってもその２つの入力端子に差動信号を受信させる
ようにする。
【００１６】この例の変形によれば、前記第１トランジ
スタのコレクタおよび前記追加の負荷抵抗間にカスコー
ド配置のトランジスタの主電流路を配置し得るようにす
る。かかるカスコード段を用いる目的は寄生容量の影響
を減少させることによって増幅器のカットオフ周波数を
著しく増大させることにある。
スタのコレクタおよび前記追加の負荷抵抗間にカスコー
ド配置のトランジスタの主電流路を配置し得るようにす
る。かかるカスコード段を用いる目的は寄生容量の影響
を減少させることによって増幅器のカットオフ周波数を
著しく増大させることにある。
【００１７】周波数が増大する際には増幅器の利得を徐
々に減少させるのが有利である。その理由は共振回路の
損失が最低周波数でのみ著しくなるからである。従っ
て、前記追加の負荷抵抗に並列にコンデンサを接続する
のが有利である。これがため、第３トランジスタのベー
スに最高周波数に対して減少された信号電圧を受けるよ
うになる。その他の場合には使用するトランジスタの寄
生容量によってコンデンサを追加する必要なく、かかる
減少を達成することができる。
々に減少させるのが有利である。その理由は共振回路の
損失が最低周波数でのみ著しくなるからである。従っ
て、前記追加の負荷抵抗に並列にコンデンサを接続する
のが有利である。これがため、第３トランジスタのベー
スに最高周波数に対して減少された信号電圧を受けるよ
うになる。その他の場合には使用するトランジスタの寄
生容量によってコンデンサを追加する必要なく、かかる
減少を達成することができる。
【００１８】本発明の他の例では、周波数が電圧制御さ
れる局部発振器を可変容量兼インダクタンス型の共振回
路に結合された増幅器により構成し、この増幅器の出力
端子をその入力端子および前記共振回路の端子に正帰還
し、この共振回路では前記増幅器の第１段を相互接続エ
ミッタが第１電流源により給電されるバイポーラトラン
ジスタの少なくとも第１差動対により形成し、この差動
対はベースが第１入力端子に接続された第１トランジス
タと、ベースが第２入力端子に接続されるとともに、１
端が電源端子に接続され他端が前記増幅器の第１出力端
子に接続された第１主負荷抵抗にコレクタが結合された
第２トランジスタとにより構成し、前記第１トランジス
タのコレクタを前記増幅器の第２出力端子に接続された
第２主負荷抵抗に結合するようにした受信機用同調回路
において、前記増幅器の第１段にも相互接続エミッタが
第２電流源に接続されたトランジスタの第２差動対を具
え、この第２トランジスタ差動対はベースが前記第１ト
ランジスタのベースに接続されコレクタが追加の第１負
荷抵抗に結合された前記第１トランジスタと同様のトラ
ンジスタおよびベースが前記第２トランジスタのベース
に接続されコレクタが追加の第２負荷抵抗に結合された
前記第２トランジスタと同様のトランジスタとで構成
し；前記増幅器の第２段もトランジスタの２つの差動対
で形成し、一方のトランジスタ差動対はその相互接続エ
ミッタを前記第２トランジスタのコレクタに接続し、こ
のトランジスタ差動対では一方のトランジスタのコレク
タを前記第１主負荷抵抗に接続し、ベースを前記追加の
第１負荷抵抗に接続し、他方のトランジスタのベースを
前記追加の第２負荷抵抗に接続し；前記一方の差動対に
対し対称に制御される他方のトランジスタ差動対はその
相互接続エミッタを前記第１トランジスタのコレクタに
接続し、この差動対では、一方のトランジスタのコレク
タを前記第２主負荷抵抗に接続し、ベースを前記追加の
第２負荷抵抗に接続し、他方のトランジスタのベースを
前記追加の第１負荷抵抗に接続し得るようにする。
れる局部発振器を可変容量兼インダクタンス型の共振回
路に結合された増幅器により構成し、この増幅器の出力
端子をその入力端子および前記共振回路の端子に正帰還
し、この共振回路では前記増幅器の第１段を相互接続エ
ミッタが第１電流源により給電されるバイポーラトラン
ジスタの少なくとも第１差動対により形成し、この差動
対はベースが第１入力端子に接続された第１トランジス
タと、ベースが第２入力端子に接続されるとともに、１
端が電源端子に接続され他端が前記増幅器の第１出力端
子に接続された第１主負荷抵抗にコレクタが結合された
第２トランジスタとにより構成し、前記第１トランジス
タのコレクタを前記増幅器の第２出力端子に接続された
第２主負荷抵抗に結合するようにした受信機用同調回路
において、前記増幅器の第１段にも相互接続エミッタが
第２電流源に接続されたトランジスタの第２差動対を具
え、この第２トランジスタ差動対はベースが前記第１ト
ランジスタのベースに接続されコレクタが追加の第１負
荷抵抗に結合された前記第１トランジスタと同様のトラ
ンジスタおよびベースが前記第２トランジスタのベース
に接続されコレクタが追加の第２負荷抵抗に結合された
前記第２トランジスタと同様のトランジスタとで構成
し；前記増幅器の第２段もトランジスタの２つの差動対
で形成し、一方のトランジスタ差動対はその相互接続エ
ミッタを前記第２トランジスタのコレクタに接続し、こ
のトランジスタ差動対では一方のトランジスタのコレク
タを前記第１主負荷抵抗に接続し、ベースを前記追加の
第１負荷抵抗に接続し、他方のトランジスタのベースを
前記追加の第２負荷抵抗に接続し；前記一方の差動対に
対し対称に制御される他方のトランジスタ差動対はその
相互接続エミッタを前記第１トランジスタのコレクタに
接続し、この差動対では、一方のトランジスタのコレク
タを前記第２主負荷抵抗に接続し、ベースを前記追加の
第２負荷抵抗に接続し、他方のトランジスタのベースを
前記追加の第１負荷抵抗に接続し得るようにする。
【００１９】本発明の第１例と比較するに、増幅器の第
２段には１つのトランジスタではなく２対のトランジス
タをを設け、増幅器の第１段には前記第１対のトランジ
スタに結合されたトランジスタの２つの副差動対を設
け、これにより２つの追加の負荷抵抗に電流を流し得る
ようにする。
２段には１つのトランジスタではなく２対のトランジス
タをを設け、増幅器の第１段には前記第１対のトランジ
スタに結合されたトランジスタの２つの副差動対を設
け、これにより２つの追加の負荷抵抗に電流を流し得る
ようにする。
【００２０】この例の有利な変形例では、前記増幅器の
第２段では、ベースが前記追加の第１負荷抵抗に接続さ
れた他方のトランジスタのコレクタを前記第１主負荷抵
抗に接続し、これと対称に、ベースが前記追加の第２負
荷抵抗に接続された前記他方のトランジスタのコレクタ
を前記第２主負荷抵抗に接続し得るようにする。
第２段では、ベースが前記追加の第１負荷抵抗に接続さ
れた他方のトランジスタのコレクタを前記第１主負荷抵
抗に接続し、これと対称に、ベースが前記追加の第２負
荷抵抗に接続された前記他方のトランジスタのコレクタ
を前記第２主負荷抵抗に接続し得るようにする。
【００２１】これがため、この増幅器の利得を最大値と
することができる。その理由は第２段の４つのトランジ
スタのコレクタ電流が、これらトランジスタによって発
生する信号の位相の関数として、２つの負荷抵抗の一方
に全て結合されているからである。
することができる。その理由は第２段の４つのトランジ
スタのコレクタ電流が、これらトランジスタによって発
生する信号の位相の関数として、２つの負荷抵抗の一方
に全て結合されているからである。
【００２２】さらに、本発明は上述した回路が少なくと
も部分的に組込まれた受信機、特にテレビジョン受像機
用の集積回路にも関するものである。
も部分的に組込まれた受信機、特にテレビジョン受像機
用の集積回路にも関するものである。
【００２３】
【実施例】図１はテレビジョン受像機の同調回路を線図
的に示す。この同調回路は一般に簡単な構成の２区分に
分割して示す。即ち、一方の区分によってＶＨＦ帯域の
信号を処理するとともに他方の区分によってＵＨＦ帯域
の信号を処理する。アンテナ１に受信した信号はまず最
初入力フィルタ２ａおよび２ｂで処理し、次いで前置増
幅器３ａおよび３ｂで増幅し、再び帯域分離フィルタ４
ａおよび４ｂでフィルタ処理する。次いで、ＶＨＦ帯域
およびＵＨＦ帯域の各信号はそれぞれ２つのミキサーＭ
ｘａおよびＭｘｂの入力端子のそれぞれ一方に供給す
る。
的に示す。この同調回路は一般に簡単な構成の２区分に
分割して示す。即ち、一方の区分によってＶＨＦ帯域の
信号を処理するとともに他方の区分によってＵＨＦ帯域
の信号を処理する。アンテナ１に受信した信号はまず最
初入力フィルタ２ａおよび２ｂで処理し、次いで前置増
幅器３ａおよび３ｂで増幅し、再び帯域分離フィルタ４
ａおよび４ｂでフィルタ処理する。次いで、ＶＨＦ帯域
およびＵＨＦ帯域の各信号はそれぞれ２つのミキサーＭ
ｘａおよびＭｘｂの入力端子のそれぞれ一方に供給す
る。
【００２４】ミキサーＭｘａおよびＭｘｂの他方の入力
端子にはミキサーＭｘａに対しては局部発振器Ｏｓ１か
らの信号を供給するとともにミキサーＭｘｂに対しては
局部発振器Ｏｓ２からの信号を供給する。特に、ここに
Ｏｓ１およびＯｓ２は可変容量型および可変インダクタ
ンス型の共振回路５ａおよび５ｂに関連する発振器（増
幅器）の能動部分を示す。一例ではＶＨＦ帯域に関連す
る局部発振器Ｏｓ１の共振回路５ａには周波数間隔を２
つのサブ帯域に分割するインダクタンススイッチを設け
る。
端子にはミキサーＭｘａに対しては局部発振器Ｏｓ１か
らの信号を供給するとともにミキサーＭｘｂに対しては
局部発振器Ｏｓ２からの信号を供給する。特に、ここに
Ｏｓ１およびＯｓ２は可変容量型および可変インダクタ
ンス型の共振回路５ａおよび５ｂに関連する発振器（増
幅器）の能動部分を示す。一例ではＶＨＦ帯域に関連す
る局部発振器Ｏｓ１の共振回路５ａには周波数間隔を２
つのサブ帯域に分割するインダクタンススイッチを設け
る。
【００２５】２つのミキサーＭｘａおよびＭｘｂの出力
端子を相互接続するとともにＩＦ（中間周波）前置増幅
器６の入力端子に接続し、この前置増幅器６の出力端子
によって同調回路の出力端子をも構成する。
端子を相互接続するとともにＩＦ（中間周波）前置増幅
器６の入力端子に接続し、この前置増幅器６の出力端子
によって同調回路の出力端子をも構成する。
【００２６】好適な例では、ミキサーＭｘａおよびＭｘ
ｂ、発振器の能動部分Ｏｓ１およびＯｓ２および前置増
幅器６を図１に破線ＩＣの囲みで示される同一の集積回
路内に再群別して示す。
ｂ、発振器の能動部分Ｏｓ１およびＯｓ２および前置増
幅器６を図１に破線ＩＣの囲みで示される同一の集積回
路内に再群別して示す。
【００２７】ＶＨＦ周波数領域およびＵＨＦ周波数領域
間のスイッチ制御を図１に端子Ｃｍｄからの接続によっ
て示す。かかる制御は従来知られており且つ発明的手段
に直接関連しないため、ここでは詳細に説明しない。
間のスイッチ制御を図１に端子Ｃｍｄからの接続によっ
て示す。かかる制御は従来知られており且つ発明的手段
に直接関連しないため、ここでは詳細に説明しない。
【００２８】極めて簡単な形状で、発明の原理の基本的
モードと考えられる第１例に従って図１の発振器の一方
の能動部分Ｏｓ１およびＯｓ２を構成する増幅器を図２
につき説明する。
モードと考えられる第１例に従って図１の発振器の一方
の能動部分Ｏｓ１およびＯｓ２を構成する増幅器を図２
につき説明する。
【００２９】この増幅器の第１段はＮＰＮ型のバイポー
ラトランジスタＴ１，Ｔ２の差動対で構成する。これら
トランジスタの相互接続エミッタは電流Ｉｏを供給する
電流源Ｓｏに接続する。トランジスタＴ１のベースを増
幅器の入力端子１０に接続し、第２トランジスタＴ２の
ベースを直流電源Ｖref1に接続する。この電源の電圧値
は直列接続の抵抗１２，１４による電圧降下によって決
まり、電流源Ｓ１により供給される電流Ｉ１をこれら抵
抗を経て電力供給電圧Ｖｃｃおよび接地点Ｖｅｅ間に流
すようにする。直流電圧Ｖref1はコンデンサ１６により
接地点に対し減結合し、このコンデンサの値は、増幅器
を極めて高い周波数例えば４００ＭＨｚで作動させる必
要がある場合には、低くする。第２トランジスタＴ２の
コレクタはＮＰＮトランジスタＴ３およびＴ４により構
成されるトランジスタの第２差動対の相互接続エミッタ
に接続し、この差動対ではトランジスタＴ３のコレクタ
を以下主負荷抵抗と称される負荷抵抗ＲＬを経て電力供
給電圧Ｖｃｃに結合する。第４トランジスタのＴ４のコ
レクタを電力供給電圧Ｖｃｃに直接接続する。トランジ
スタＴ３のコレクタおよび主負荷抵抗ＲＬ間の接続点を
増幅器の出力端子３０に接続する。増幅器の第１段Ｔ１
−Ｔ２により既に増幅された交流成分を有する第２トラ
ンジスタＴ２のコレクタ電流を差動対Ｔ３−Ｔ４によっ
て再び増幅する。その理由は第１トランジスタＴ１のコ
レクタに接続された追加の負荷抵抗Ｒｂから発生する好
適な位相の電圧信号が第３トランジスタＴ３のベースに
供給されるからである。前記追加の負荷抵抗Ｒｂの他端
は電力供給電圧Ｖｃｃに接続する。
ラトランジスタＴ１，Ｔ２の差動対で構成する。これら
トランジスタの相互接続エミッタは電流Ｉｏを供給する
電流源Ｓｏに接続する。トランジスタＴ１のベースを増
幅器の入力端子１０に接続し、第２トランジスタＴ２の
ベースを直流電源Ｖref1に接続する。この電源の電圧値
は直列接続の抵抗１２，１４による電圧降下によって決
まり、電流源Ｓ１により供給される電流Ｉ１をこれら抵
抗を経て電力供給電圧Ｖｃｃおよび接地点Ｖｅｅ間に流
すようにする。直流電圧Ｖref1はコンデンサ１６により
接地点に対し減結合し、このコンデンサの値は、増幅器
を極めて高い周波数例えば４００ＭＨｚで作動させる必
要がある場合には、低くする。第２トランジスタＴ２の
コレクタはＮＰＮトランジスタＴ３およびＴ４により構
成されるトランジスタの第２差動対の相互接続エミッタ
に接続し、この差動対ではトランジスタＴ３のコレクタ
を以下主負荷抵抗と称される負荷抵抗ＲＬを経て電力供
給電圧Ｖｃｃに結合する。第４トランジスタのＴ４のコ
レクタを電力供給電圧Ｖｃｃに直接接続する。トランジ
スタＴ３のコレクタおよび主負荷抵抗ＲＬ間の接続点を
増幅器の出力端子３０に接続する。増幅器の第１段Ｔ１
−Ｔ２により既に増幅された交流成分を有する第２トラ
ンジスタＴ２のコレクタ電流を差動対Ｔ３−Ｔ４によっ
て再び増幅する。その理由は第１トランジスタＴ１のコ
レクタに接続された追加の負荷抵抗Ｒｂから発生する好
適な位相の電圧信号が第３トランジスタＴ３のベースに
供給されるからである。前記追加の負荷抵抗Ｒｂの他端
は電力供給電圧Ｖｃｃに接続する。
【００３０】第４トランジスタのベースを前記直列接続
の抵抗１２および１４間の基準電圧源Ｖref2に接続す
る。かかる増幅器は、トランジスタＴ３，Ｔ４の差動対
が直流の観点から平衡対として作用する場合に好適に作
用し、即ち、図１の例では、抵抗１２の値が前記追加の
負荷抵抗Ｒｂの値に等しい場合に、電流源Ｓ１により供
給される電流Ｉ１を電流源Ｓｏにより供給される電流Ｉ
０の１／２に等しくなるように選定する。これがため、
トランジスタＴ３およびＴ４のベースはほぼ直流電圧で
バイアスされるようになる。或は又、電流Ｉ１の値およ
び抵抗１２の値を適宜選択することによっても同様の結
果を得ることができる。
の抵抗１２および１４間の基準電圧源Ｖref2に接続す
る。かかる増幅器は、トランジスタＴ３，Ｔ４の差動対
が直流の観点から平衡対として作用する場合に好適に作
用し、即ち、図１の例では、抵抗１２の値が前記追加の
負荷抵抗Ｒｂの値に等しい場合に、電流源Ｓ１により供
給される電流Ｉ１を電流源Ｓｏにより供給される電流Ｉ
０の１／２に等しくなるように選定する。これがため、
トランジスタＴ３およびＴ４のベースはほぼ直流電圧で
バイアスされるようになる。或は又、電流Ｉ１の値およ
び抵抗１２の値を適宜選択することによっても同様の結
果を得ることができる。
【００３１】後述する所から明らかなように、広帯域発
振器にこの増幅器を用いることによって交流信号の周波
数が増大する際に増幅器の利得を有利に徐々に減少させ
ることができる。これは、トランジスタＴ３のベースに
供給され前記追加の負荷抵抗Ｒｂにより生ずる交流信号
を減少させてトランジスタＴ３およびＴ４の第２段の増
幅度を減少させることによって極めて簡単に達成するこ
とができる。かかる交流信号の減少は前記追加の負荷抵
抗Ｒｂに並列に低容量値のコンデンサＣｐ（図２に破線
で示す）を結合することによって達成する。これがた
め、前記追加の負荷抵抗Ｒｂおよび並列コンデンサＣｐ
の接続部を複合負荷を構成し、これによりこの増幅器の
利得をその周波数の関数としてある程度制御することが
できる。
振器にこの増幅器を用いることによって交流信号の周波
数が増大する際に増幅器の利得を有利に徐々に減少させ
ることができる。これは、トランジスタＴ３のベースに
供給され前記追加の負荷抵抗Ｒｂにより生ずる交流信号
を減少させてトランジスタＴ３およびＴ４の第２段の増
幅度を減少させることによって極めて簡単に達成するこ
とができる。かかる交流信号の減少は前記追加の負荷抵
抗Ｒｂに並列に低容量値のコンデンサＣｐ（図２に破線
で示す）を結合することによって達成する。これがた
め、前記追加の負荷抵抗Ｒｂおよび並列コンデンサＣｐ
の接続部を複合負荷を構成し、これによりこの増幅器の
利得をその周波数の関数としてある程度制御することが
できる。
【００３２】実際には、第３トランジスタＴ３の寸法の
選択およびその実現により増幅器の応答曲線を制御し得
ると云う観点で、第３トランジスタＴ３の寄生容量によ
り並列コンデンサＣｐと同様の効果を呈せしめることが
できる。好適には、トランジスタＴ３と同一構成のトラ
ンジスタを第４トランジスタとして選択してトランジス
タの平衡差動対を形成することができる。
選択およびその実現により増幅器の応答曲線を制御し得
ると云う観点で、第３トランジスタＴ３の寄生容量によ
り並列コンデンサＣｐと同様の効果を呈せしめることが
できる。好適には、トランジスタＴ３と同一構成のトラ
ンジスタを第４トランジスタとして選択してトランジス
タの平衡差動対を形成することができる。
【００３３】図３は図２の増幅器の実施例の変形を示
す。図３の増幅器では、同一の機能を有する素子には同
一の符号を付して示す。トランジスタＴ１およびＴ２の
差動対により構成される第１段に対し、図３は差動入力
を有する増幅器の場合を示す。その理由は、トランジス
タＴ２のベースが基準電圧に接続されている図２の増幅
器の場合に比べて、トランジスタＴ２のベースが第２入
力端子２０に接続されているからである。
す。図３の増幅器では、同一の機能を有する素子には同
一の符号を付して示す。トランジスタＴ１およびＴ２の
差動対により構成される第１段に対し、図３は差動入力
を有する増幅器の場合を示す。その理由は、トランジス
タＴ２のベースが基準電圧に接続されている図２の増幅
器の場合に比べて、トランジスタＴ２のベースが第２入
力端子２０に接続されているからである。
【００３４】図３の増幅器に関する他の相違点はダイオ
ードＤ１およびＤ２を挿入し、これによりトランジスタ
Ｔ３およびＴ４のベースバイアスを順方向接合の電圧効
果分だけ低くするようにしている。斯様にして増幅器の
出力端子３０からの出力電圧を高い電圧で揺動させるこ
とができる。
ードＤ１およびＤ２を挿入し、これによりトランジスタ
Ｔ３およびＴ４のベースバイアスを順方向接合の電圧効
果分だけ低くするようにしている。斯様にして増幅器の
出力端子３０からの出力電圧を高い電圧で揺動させるこ
とができる。
【００３５】図３の回路の最も重要な相違点はトランジ
スタＴ１のコレクタとトランジスタＴ３のベースとの間
にカスコードトランジスタＴ100 を挿入し、このカスコ
ードトランジスタのベースを定電圧点、例えばトランジ
スタＴ４のベースをバイアスするために既に用いられた
基準電圧Ｖref2に選択することである。このカスコード
トランジスタＴ100 を用いることによって最高周波数に
おける増幅器の性能を改善することができる。
スタＴ１のコレクタとトランジスタＴ３のベースとの間
にカスコードトランジスタＴ100 を挿入し、このカスコ
ードトランジスタのベースを定電圧点、例えばトランジ
スタＴ４のベースをバイアスするために既に用いられた
基準電圧Ｖref2に選択することである。このカスコード
トランジスタＴ100 を用いることによって最高周波数に
おける増幅器の性能を改善することができる。
【００３６】図３の増幅回路は、その２つの入力端子１
０および２０のため、対称信号を供給し得るが、図示の
増幅器はただ１つの出力端子を有し、従ってこの観点か
らすれば非対称である。非対称に対し差動または対称モ
ードである増幅器の第１段の所定入力構成に対する選択
は図２および図３に示す回路の他の特異性とは無関係で
ある。
０および２０のため、対称信号を供給し得るが、図示の
増幅器はただ１つの出力端子を有し、従ってこの観点か
らすれば非対称である。非対称に対し差動または対称モ
ードである増幅器の第１段の所定入力構成に対する選択
は図２および図３に示す回路の他の特異性とは無関係で
ある。
【００３７】本発明同調回路に用いる増幅器の例を以下
に説明する。この増幅器は完全に対称に作用し従って２
つの入力および２つの出力を有する。
に説明する。この増幅器は完全に対称に作用し従って２
つの入力および２つの出力を有する。
【００３８】図４はかかる対称増幅器の第１例の回路図
を示す。この増幅器の第１段はトランジスタＴ１０，Ｔ
２０の第１差動対を具え、これらトランジスタのベース
を入力端子１０および２０にそれぞれ接続する。これら
トランジスタＴ１０およびＴ２０の相互接続エミッタに
は電流Ｉｏを供給する電流源Ｓｏから給電する。
を示す。この増幅器の第１段はトランジスタＴ１０，Ｔ
２０の第１差動対を具え、これらトランジスタのベース
を入力端子１０および２０にそれぞれ接続する。これら
トランジスタＴ１０およびＴ２０の相互接続エミッタに
は電流Ｉｏを供給する電流源Ｓｏから給電する。
【００３９】この第１増幅段では、増幅器にトランジス
タＴ１１，Ｔ２２の第２差動対を設け、そのベースをト
ランジスタＴ１０およびＴ２０のベースに接続するとと
もに前記入力端子１０および２０にそれぞれ接続する。
これらトランジスタＴ１０およびＴ２０のこの第２差動
対の相互接続エミッタには電流Ｉ２を供給する第２電流
源Ｓ２に接続する。これらトランジスタＴ１１およびＴ
２２の第２差動対を用いて第２増幅段のトランジスタの
ベースに電圧増幅された信号を供給する。これは、トラ
ンジスタＴ１１のコレクタを追加の第１負荷抵抗Ｒｂ１
に結合するとともにトランジスタＴ２２のコレクタを追
加の第２負荷抵抗Ｒｂ２に結合することによって達成す
る。またこれら２つの抵抗は電力供給電圧Ｖｃｃおよび
接地点Ｖｅｅ間の値である電力供給電圧Ｖｃ１を搬送す
るライン３５に接続する。この電圧Ｖｃ１は前記電力供
給電圧Ｖｃｃから抵抗１２０の電圧降下を経て簡単に得
ることができる。斯くして形成した電圧降下は図３の増
幅器のダイオードＤ１およびＤ２の効果に関連しこれに
匹敵する効果を提供する。
タＴ１１，Ｔ２２の第２差動対を設け、そのベースをト
ランジスタＴ１０およびＴ２０のベースに接続するとと
もに前記入力端子１０および２０にそれぞれ接続する。
これらトランジスタＴ１０およびＴ２０のこの第２差動
対の相互接続エミッタには電流Ｉ２を供給する第２電流
源Ｓ２に接続する。これらトランジスタＴ１１およびＴ
２２の第２差動対を用いて第２増幅段のトランジスタの
ベースに電圧増幅された信号を供給する。これは、トラ
ンジスタＴ１１のコレクタを追加の第１負荷抵抗Ｒｂ１
に結合するとともにトランジスタＴ２２のコレクタを追
加の第２負荷抵抗Ｒｂ２に結合することによって達成す
る。またこれら２つの抵抗は電力供給電圧Ｖｃｃおよび
接地点Ｖｅｅ間の値である電力供給電圧Ｖｃ１を搬送す
るライン３５に接続する。この電圧Ｖｃ１は前記電力供
給電圧Ｖｃｃから抵抗１２０の電圧降下を経て簡単に得
ることができる。斯くして形成した電圧降下は図３の増
幅器のダイオードＤ１およびＤ２の効果に関連しこれに
匹敵する効果を提供する。
【００４０】本例の他の特異性は第２増幅段により構成
する。この第２増幅段はトランジスタの１つの差動対の
代わりにトランジスタの２つの差動対，即ち、一対のト
ランジスタＴ３２，Ｔ４２を具え、これらトランジスタ
の相互接続エミッタをトランジスタＴ２０のコレクタに
接続する。このトランジスタ対は前例におけるトランジ
スタＴ３およびＴ４の対と同様の機能を呈する。しか
し、トランジスタＴ４２のベースは基準電圧源に接続し
ないで入力電圧の関数としての可変電圧源に接続する。
その理由はトランジスタＴ４２が追加の負荷抵抗Ｒｂ２
に接続されているからである。従ってこの電圧は、追加
の負荷抵抗Ｒｂ１に接続されているトランジスタＴ３２
のベース電圧とは逆位相のベース電圧を示す。トランジ
スタＴ４２のコレクタは電力供給電圧Ｖｃｃに接続す
る。
する。この第２増幅段はトランジスタの１つの差動対の
代わりにトランジスタの２つの差動対，即ち、一対のト
ランジスタＴ３２，Ｔ４２を具え、これらトランジスタ
の相互接続エミッタをトランジスタＴ２０のコレクタに
接続する。このトランジスタ対は前例におけるトランジ
スタＴ３およびＴ４の対と同様の機能を呈する。しか
し、トランジスタＴ４２のベースは基準電圧源に接続し
ないで入力電圧の関数としての可変電圧源に接続する。
その理由はトランジスタＴ４２が追加の負荷抵抗Ｒｂ２
に接続されているからである。従ってこの電圧は、追加
の負荷抵抗Ｒｂ１に接続されているトランジスタＴ３２
のベース電圧とは逆位相のベース電圧を示す。トランジ
スタＴ４２のコレクタは電力供給電圧Ｖｃｃに接続す
る。
【００４１】これがため、トランジスタＴ３２，Ｔ４２
の差動対はトランジスタＴ３およびＴ４により構成され
る前例における差動対よりも一層能動的となる。その理
由はトランジスタのこの対のベースが対称に作用するか
らである。トランジスタＴ３２のコレクタを電力供給電
圧Ｖｃｃに接続された第１の主負荷抵抗ＲＬ１に結合す
る。このトランジスタのコレクタおよび主負荷抵抗ＲＬ
１間の接続点を増幅器の第１出力端子３１に接続する。
の差動対はトランジスタＴ３およびＴ４により構成され
る前例における差動対よりも一層能動的となる。その理
由はトランジスタのこの対のベースが対称に作用するか
らである。トランジスタＴ３２のコレクタを電力供給電
圧Ｖｃｃに接続された第１の主負荷抵抗ＲＬ１に結合す
る。このトランジスタのコレクタおよび主負荷抵抗ＲＬ
１間の接続点を増幅器の第１出力端子３１に接続する。
【００４２】完全な対称配置は他のトランジスタＴ３
１，Ｔ４１の差動対によって達成し、これらトランジス
タの相互接続エミッタをトランジスタＴ１０のコレクタ
に接続する。トランジスタＴ３２と対称をなすトランジ
スタＴ３１はそのベースを追加の負荷抵抗Ｒｂ２に接続
するとともにそのコレクタを第２の主負荷抵抗ＲＬ２に
結合する。この抵抗の他端は電力供給電圧Ｖｃｃに接続
する。このトランジスタＴ３１のコレクタおよび主負荷
抵抗ＲＬ２間の接続点も増幅器の第２出力端子３２に接
続する。
１，Ｔ４１の差動対によって達成し、これらトランジス
タの相互接続エミッタをトランジスタＴ１０のコレクタ
に接続する。トランジスタＴ３２と対称をなすトランジ
スタＴ３１はそのベースを追加の負荷抵抗Ｒｂ２に接続
するとともにそのコレクタを第２の主負荷抵抗ＲＬ２に
結合する。この抵抗の他端は電力供給電圧Ｖｃｃに接続
する。このトランジスタＴ３１のコレクタおよび主負荷
抵抗ＲＬ２間の接続点も増幅器の第２出力端子３２に接
続する。
【００４３】トランジスタＴ４２と対称をなすトランジ
スタＴ４１はそのベースを追加の負荷抵抗Ｒｂ１に接続
するとともにそのコレクタを電力供給電圧Ｖｃｃに接続
する。図４の増幅器の入力端子１０および２０には、こ
れら両入力端子のうちの一方を固定基準電圧でバイアス
する場合には、対称入力信号または非対称入力信号を供
給することができる。これに対し出力端子３１および３
２はその平衡配置のため、すべての場合に対称となる出
力電圧を搬送する。
スタＴ４１はそのベースを追加の負荷抵抗Ｒｂ１に接続
するとともにそのコレクタを電力供給電圧Ｖｃｃに接続
する。図４の増幅器の入力端子１０および２０には、こ
れら両入力端子のうちの一方を固定基準電圧でバイアス
する場合には、対称入力信号または非対称入力信号を供
給することができる。これに対し出力端子３１および３
２はその平衡配置のため、すべての場合に対称となる出
力電圧を搬送する。
【００４４】図４につき説明した増幅器の実施例の変形
例を図５により説明する。可能な限り、同一の機能を呈
する素子には同一の基準符号を付して示す。トランジス
タＴ１０およびＴ２０の差動対と、トランジスタＴ１１
およびＴ２２の差動対とで構成される増幅器の第１増幅
段を図４の増幅器の第１増幅段と同一とする。ただ１つ
の相違点はトランジスタＴ１１およびＴ２２のコレクタ
に結合されている追加の負荷抵抗Ｒｂ１およびＲｂ２を
電力供給電圧Ｖｃｃに直接接続することである。トラン
ジスタＴ４１およびＴ４２のベースの平均直流電圧は電
流源Ｓ２により供給される電流を増大させることによっ
て、または追加の負荷抵抗Ｒｂ１およびＲｂ２を増大さ
せることによって増加させることができる。本例が図４
の回路に対し相違する重要な点はトランジスタＴ４１お
よびＴ４２のコレクタの結合態様にある。即ち、増幅さ
れた交流分を含むこれらトランジスタのコレクタ電流を
これら信号の位相に対して好適となるように前記主負荷
抵抗ＲＬ２およびＲＬ１に結合する。これがため、トラ
ンジスタＴ４２のコレクタを負荷抵抗ＲＬ２に接続し、
トランジスタＴ４１のコレクタを負荷抵抗ＲＬ１に接続
する。この例によれば、第２増幅段に増幅された交流電
流の損失が生じないため、最大の利得を得ることができ
る。
例を図５により説明する。可能な限り、同一の機能を呈
する素子には同一の基準符号を付して示す。トランジス
タＴ１０およびＴ２０の差動対と、トランジスタＴ１１
およびＴ２２の差動対とで構成される増幅器の第１増幅
段を図４の増幅器の第１増幅段と同一とする。ただ１つ
の相違点はトランジスタＴ１１およびＴ２２のコレクタ
に結合されている追加の負荷抵抗Ｒｂ１およびＲｂ２を
電力供給電圧Ｖｃｃに直接接続することである。トラン
ジスタＴ４１およびＴ４２のベースの平均直流電圧は電
流源Ｓ２により供給される電流を増大させることによっ
て、または追加の負荷抵抗Ｒｂ１およびＲｂ２を増大さ
せることによって増加させることができる。本例が図４
の回路に対し相違する重要な点はトランジスタＴ４１お
よびＴ４２のコレクタの結合態様にある。即ち、増幅さ
れた交流分を含むこれらトランジスタのコレクタ電流を
これら信号の位相に対して好適となるように前記主負荷
抵抗ＲＬ２およびＲＬ１に結合する。これがため、トラ
ンジスタＴ４２のコレクタを負荷抵抗ＲＬ２に接続し、
トランジスタＴ４１のコレクタを負荷抵抗ＲＬ１に接続
する。この例によれば、第２増幅段に増幅された交流電
流の損失が生じないため、最大の利得を得ることができ
る。
【００４５】図４および図５につき説明した例では、追
加の負荷抵抗Ｒｂ１およびＲｂ２を図２に示すようにコ
ンデンサに並列に結合してこれらが周波数とともに変化
する負荷インピーダンスを形成すること明らかである。
加の負荷抵抗Ｒｂ１およびＲｂ２を図２に示すようにコ
ンデンサに並列に結合してこれらが周波数とともに変化
する負荷インピーダンスを形成すること明らかである。
【００４６】図６はＬＣ型の並列共振回路を用い、可変
周波数発振器の例に対して非対称な型の増幅器を用いる
例を示す。本例では増幅器Ａはその出力端子３０を結合
コンデンサＣｏにより共振回路の接続点Ｂに結合する。
この共振回路は直列接続のコンデンサ、即ち、固定コン
デンサＣｆおよび制御電圧により制御し得る可変コンデ
ンサＣｖに並列に接続された同調インダクタンスＬによ
って構成する。これらコンデンサおよびインダクタ素子
は接地点（Ｖｅｅ）および接続点Ｂ間に並列に配置す
る。この接続点ＢをコンデンサＣｉにより増幅器の入力
端子１０に正帰還する。この帰還は発振回路Ｌ，Ｃｎ＋
Ｃｆを給電する負性抵抗と相俟って同調回路の発振を行
う。この発振器によりカバーされる周波数範囲は、可変
コンデンサＣｖの損失が著しい最低周波数において増幅
器Ａによって生ずる負性抵抗が充分に低くても発振器を
作動させることができる点で、拡張することができる。
斯様に周波数範囲の拡張を行うためには固定コンデンサ
Ｃｆの値を充分高くなるように選定する。
周波数発振器の例に対して非対称な型の増幅器を用いる
例を示す。本例では増幅器Ａはその出力端子３０を結合
コンデンサＣｏにより共振回路の接続点Ｂに結合する。
この共振回路は直列接続のコンデンサ、即ち、固定コン
デンサＣｆおよび制御電圧により制御し得る可変コンデ
ンサＣｖに並列に接続された同調インダクタンスＬによ
って構成する。これらコンデンサおよびインダクタ素子
は接地点（Ｖｅｅ）および接続点Ｂ間に並列に配置す
る。この接続点ＢをコンデンサＣｉにより増幅器の入力
端子１０に正帰還する。この帰還は発振回路Ｌ，Ｃｎ＋
Ｃｆを給電する負性抵抗と相俟って同調回路の発振を行
う。この発振器によりカバーされる周波数範囲は、可変
コンデンサＣｖの損失が著しい最低周波数において増幅
器Ａによって生ずる負性抵抗が充分に低くても発振器を
作動させることができる点で、拡張することができる。
斯様に周波数範囲の拡張を行うためには固定コンデンサ
Ｃｆの値を充分高くなるように選定する。
【００４７】図４および図５の例における増幅器の１つ
と同様の対称構造を有する増幅器を用いる発振器の他の
例を図７につき説明する。本例ＬＣ共振回路は対称に給
電される場合以外前例に示すＬＣ共振回路と同様であ
る。この増幅器Ａの第１出力端子３１を結合コンデンサ
Ｃｏ１により共振回路に結合するとともに結合コンデン
サＣｉ１により増幅器の第２出力端子３２に結合する。
対称構造であるため、増幅器の第２出力端子３２を結合
コンデンサＣｏ２により共振回路の他端に結合するとと
もに結合コンデンサＣｉ２により増幅器の第２入力端子
２０に結合する。図７の発振器はず６の発振器と同様の
利点を有し、従ってカバーされる周波数範囲を拡張する
ことができ、しかも、より高い同相モード除去を行うこ
とができる。
と同様の対称構造を有する増幅器を用いる発振器の他の
例を図７につき説明する。本例ＬＣ共振回路は対称に給
電される場合以外前例に示すＬＣ共振回路と同様であ
る。この増幅器Ａの第１出力端子３１を結合コンデンサ
Ｃｏ１により共振回路に結合するとともに結合コンデン
サＣｉ１により増幅器の第２出力端子３２に結合する。
対称構造であるため、増幅器の第２出力端子３２を結合
コンデンサＣｏ２により共振回路の他端に結合するとと
もに結合コンデンサＣｉ２により増幅器の第２入力端子
２０に結合する。図７の発振器はず６の発振器と同様の
利点を有し、従ってカバーされる周波数範囲を拡張する
ことができ、しかも、より高い同相モード除去を行うこ
とができる。
【００４８】図８は上述した同調回路を組込んだテレビ
ジョン受像機の例を示す回路図である。アンテナ１１に
より受信した受信信号を２つのモジュール、即ち、２つ
のサブ帯域に分割し得るＶＨＦ用の選択モジュール１３
およびＵＨＦ帯域の選択を行うモジュール１５より成る
チャネル選択器の入力端子に供給する。これら周波数帯
域の一方または他方のスイッチ１７により選択されたチ
ャネルに対応する信号をオーディオ信号をフィルタ処理
および前置増幅するモジュール１８およびビデオ信号を
フィルタ処理および前置増幅するモジュール１９の入力
端子に並列に供給する。このオーディオ信号は出力端子
がスピーカ２２に接続された特定のモジュール２１で復
調し電力増幅する。
ジョン受像機の例を示す回路図である。アンテナ１１に
より受信した受信信号を２つのモジュール、即ち、２つ
のサブ帯域に分割し得るＶＨＦ用の選択モジュール１３
およびＵＨＦ帯域の選択を行うモジュール１５より成る
チャネル選択器の入力端子に供給する。これら周波数帯
域の一方または他方のスイッチ１７により選択されたチ
ャネルに対応する信号をオーディオ信号をフィルタ処理
および前置増幅するモジュール１８およびビデオ信号を
フィルタ処理および前置増幅するモジュール１９の入力
端子に並列に供給する。このオーディオ信号は出力端子
がスピーカ２２に接続された特定のモジュール２１で復
調し電力増幅する。
【００４９】モジュール１９の前置増幅されたビデオ信
号を復調器２３の入力端子に供給し、次いでここから受
像機の種々の区分に供給する。輝度信号を処理するモジ
ュール２４およびクロミナンス信号を処理するモジュー
ル２５より成る１つの区分によって画像表示管２６の３
電子銃の適宜の信号を３つのカラー信号を記憶し且つ増
幅する回路２７を経て発生させる。受像機の他の区分は
画像表示管２６のスクリーンを走査する機能を呈すると
ともに主としてライン走査発生器２９に適宜の信号を供
給する同期分離回路２８および出力端子が一組の偏向コ
イル３７に接続されたフィールド走査発生器３６とで構
成する。
号を復調器２３の入力端子に供給し、次いでここから受
像機の種々の区分に供給する。輝度信号を処理するモジ
ュール２４およびクロミナンス信号を処理するモジュー
ル２５より成る１つの区分によって画像表示管２６の３
電子銃の適宜の信号を３つのカラー信号を記憶し且つ増
幅する回路２７を経て発生させる。受像機の他の区分は
画像表示管２６のスクリーンを走査する機能を呈すると
ともに主としてライン走査発生器２９に適宜の信号を供
給する同期分離回路２８および出力端子が一組の偏向コ
イル３７に接続されたフィールド走査発生器３６とで構
成する。
【００５０】制御モジュール３８によって種々の制御お
よび選択手段を再群別化する。これら手段によって図８
に線図的に示すように受像機の機能モジュールの大部分
に対する適宜の制御信号を供給する。
よび選択手段を再群別化する。これら手段によって図８
に線図的に示すように受像機の機能モジュールの大部分
に対する適宜の制御信号を供給する。
【００５１】前述したようにテレビジョン受像機には本
発明により拡張された帯域幅を有する少なくとも１つの
同調回路を設け、この同調回路は図１に説明したように
符号ＩＣで示される集積回路として構成することができ
る。
発明により拡張された帯域幅を有する少なくとも１つの
同調回路を設け、この同調回路は図１に説明したように
符号ＩＣで示される集積回路として構成することができ
る。
【図１】テレビジョン受像機の同調回路の構成部分を機
能的に示す回路図である。
能的に示す回路図である。
【図２】本発明による同調回路の局部発振器の増幅器形
成部分の第１例を示す回路図である。
成部分の第１例を示す回路図である。
【図３】図２に示す増幅器の変形例を示す回路図であ
る。
る。
【図４】本発明による同調回路の局部発振器の対称作動
を行う増幅器形成部分の第２例を示す回路図である。
を行う増幅器形成部分の第２例を示す回路図である。
【図５】図４に示す増幅器の変形例を示す回路図であ
る。
る。
【図６】図２または図３に示す増幅器に適用し得る非対
称モードで作動し得る発振器の構成を示す回路図であ
る。
称モードで作動し得る発振器の構成を示す回路図であ
る。
【図７】図４または図５に示す型の増幅器を組込んで対
称モードで作動する発振器の構成を示す回路図である。
称モードで作動する発振器の構成を示す回路図である。
【図８】本発明同調回路を組込み得るテレビジョン受像
機の構成部分を機能的に示す回路図である。
機の構成部分を機能的に示す回路図である。
１ アンテナ ２ａ，２ｂ フィルタ ３ａ，３ｂ 前置増幅器 ４ａ，４ｂ 帯域分離フィルタ ５ａ，５ｂ 共振回路 ６ 中間周波前置増幅器 ７ 出力端子 １０，２０ 入力端子 １２，１４ 抵抗 １３ ＶＨＦ帯域選択モジュール １５ ＵＨＦ帯域選択モジュール １６ コンデンサ １７ スイッチ １８ オーディオ信号フィルタ処理兼前置増幅モジュー
ル １９ ビデオ信号フィルタ処理兼前置増幅モジュール ２１ 復調兼増幅モジュール ２２ スピーカ ２３ 復調器 ２４ 輝度信号処理モジュール ２５ クロミナンス信号処理モジュール ２６ 画像表示管 ２７ 記憶回路 ２８ 同期分離回路 ２９ ライン走査発生器 ３６ フィールド走査発生器 ３７ 偏向コイル ３８ 制御モジュール ３０，３１，３２ 出力端子 Ｔ１〜Ｔ１００ トランジスタ ＲＬ，Ｒａ，Ｒｂ，ＲＬ１，ＲＬ２，Ｒａ１，Ｒｂ２
抵抗 Ｓ０，Ｓ１ 電流源 Ｃｉ，Ｃｉ１，Ｃｉ２，Ｃｏ，Ｃｏ１，Ｃｏ２，Ｃｆ，
Ｃｖ コンデンサ Ｌ インダクタンス
ル １９ ビデオ信号フィルタ処理兼前置増幅モジュール ２１ 復調兼増幅モジュール ２２ スピーカ ２３ 復調器 ２４ 輝度信号処理モジュール ２５ クロミナンス信号処理モジュール ２６ 画像表示管 ２７ 記憶回路 ２８ 同期分離回路 ２９ ライン走査発生器 ３６ フィールド走査発生器 ３７ 偏向コイル ３８ 制御モジュール ３０，３１，３２ 出力端子 Ｔ１〜Ｔ１００ トランジスタ ＲＬ，Ｒａ，Ｒｂ，ＲＬ１，ＲＬ２，Ｒａ１，Ｒｂ２
抵抗 Ｓ０，Ｓ１ 電流源 Ｃｉ，Ｃｉ１，Ｃｉ２，Ｃｏ，Ｃｏ１，Ｃｏ２，Ｃｆ，
Ｃｖ コンデンサ Ｌ インダクタンス
Claims (11)
- 【請求項１】 周波数が電圧制御される局部発振器を可
変容量兼インダクタンス型の共振回路に結合された増幅
器により構成し、この増幅器の出力端子をその入力端子
および前記共振回路の端子に正帰還し、この共振回路で
は前記増幅器の第１段を相互接続エミッタが電流源に接
続されたバイポーラトランジスタ(T1,T2）の差動対によ
り形成し、この差動対はベースが前記増幅器の入力端子
に接続された第１トランジスタ(T1)と、１端が電源端子
に接続され他端が前記増幅器の出力端子(OUT) に接続さ
れた主負荷抵抗(RL ）にコレクタが結合された第２トラ
ンジスタ(T2)とにより形成した受信機用同調回路におい
て、前記増幅器の第２段にも相互接続エミッタが前記第
２トランジスタ(T2)のコレクタに接続された第３トラン
ジスタ(T3)および第４トランジスタ(T4)により形成され
たトランジスタ差動対を具え、且つ、前記主負荷抵抗(R
L)を前記第３トランジスタ(T3)のコレクタに接続し、こ
の第３トランジスタ(T3)のベースを前記第１トランジス
タ(T1)のコレクタに結合された追加の負荷抵抗(Rb)の１
端に接続し、前記第４トランジスタ(T4)のベースを基準
電圧源(Vref2) に接続するようにしたことを特徴とする
同調回路。 - 【請求項２】 前記第２トランジスタのベースを固定直
流源(Vref1）に接続するようにしたことを特徴とする請
求項１に記載の同調回路。 - 【請求項３】 前記第１トランジスタ(T1)のコレクタお
よび前記追加の負荷抵抗(Rb)間にカスコードトランジス
タ(T100)の主電流路を配置することを特徴とする請求項
１に記載の同調回路。 - 【請求項４】 前記追加の負荷抵抗(Rb)に並列にコンデ
ンサ(Cp)を接続することを特徴とする請求項１に記載の
同調回路。 - 【請求項５】 周波数が電圧制御される局部発振器を可
変容量兼インダクタンス型の共振回路に結合された増幅
器により構成し、この増幅器の出力端子をその入力端子
および前記共振回路の端子に正帰還し、この共振回路で
は前記増幅器の第１段を相互接続エミッタが第１電流源
(So)により給電されるバイポーラトランジスタの少なく
とも第１差動対により形成し、この差動対はベースが第
１入力端子に接続された第１トランジスタ(T10) と、ベ
ースが第２入力端子(20 ）に接続されるとともに、１端
が電源端子に接続され他端が前記増幅器の第１出力端子
(31)に接続された第１主負荷抵抗(RL1）にコレクタが結
合された第２トランジスタ(T20）とにより構成し、前記
第１トランジスタのコレクタを前記増幅器の第２出力端
子(32)に接続された第２主負荷抵抗(RL2）に結合するよ
うにした受信機用同調回路において、前記増幅器の第１
段にも相互接続エミッタが第２電流源(S2)に接続された
トランジスタの第２差動対を具え、この第２トランジス
タ差動対はベースが前記第１トランジスタ(T10）のベー
スに接続されコレクタが追加の第１負荷抵抗(Rb1) に結
合された前記第１トランジスタと同様のトランジスタ(T
11)およびベースが前記第２トランジスタ(T20）のベー
スに接続されコレクタが追加の第２負荷抵抗(Rb2) に結
合された前記第２トランジスタと同様のトランジスタ(T
22) とで構成し；前記増幅器の第２段もトランジスタの
２つの差動対で形成し、一方のトランジスタ差動対はそ
の相互接続エミッタを前記第２トランジスタ(T20）のコ
レクタに接続し、このトランジスタ差動対では一方のト
ランジスタ(T32）のコレクタを前記第１主負荷抵抗(RL
1) に接続し、ベースを前記追加の第１負荷抵抗(Rb1)
に接続し、他方のトランジスタ(T42) のベースを前記追
加の第２負荷抵抗(Rb2) に接続し；前記一方の差動対に
対し対称に制御される他方のトランジスタ差動対はその
相互接続エミッタを前記第１トランジスタ(T10）のコレ
クタに接続し、この差動対では、一方のトランジスタ(T
31) のコレクタを前記第２主負荷抵抗(RL2) に接続し、
ベースを前記追加の第２負荷抵抗(Rb2) に接続し、他方
のトランジスタ(T41) のベースを前記追加の第１負荷抵
抗(Rb1）に接続するようにしたことを特徴とする受信機
用同調回路。 - 【請求項６】 前記追加の第１負荷抵抗(Rb1) および前
記追加の第２負荷抵抗(Rb2) は中間電源端子(Vc1) に結
合することを特徴とする請求項５に記載の同調回路。 - 【請求項７】 前記増幅器の第２段では、ベースが前記
追加の第１負荷抵抗(Rb1) に接続された他方のトランジ
スタ(T41) のコレクタを前記第１主負荷抵抗(RL1）に接
続し、これと対称に、ベースが前記追加の第２負荷抵抗
(Rb2）に接続された前記他方のトランジスタのコレクタ
を前記第２主負荷抵抗(RL2）に接続するようにしたこと
を特徴とする請求項５に記載の同調回路。 - 【請求項８】 各追加の負荷抵抗に並列にコンデンサ(C
p)を接続することを特徴とする請求項５〜７の何れかの
項に記載の同調回路。 - 【請求項９】 請求項１〜８の何れかの項に記載の同調
回路に含まれる増幅器と、混合回路(Mxa,Mxb) と中間周
波前置増幅器(6) とを具えることを特徴とする受信機用
集積回路。 - 【請求項１０】 請求項１〜８の何れかの項に記載の同
調回路を含むことを特徴とするテレビジョン受像機。 - 【請求項１１】 請求項９に記載の集積回路を含むこと
を特徴とするテレビジョン受像機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9501448A FR2730363A1 (fr) | 1995-02-08 | 1995-02-08 | Amplificateur a gain eleve en hautes frequences et oscillateur a circuit resonant muni d'un tel amplificateur |
| FR9501448 | 1995-02-08 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08265202A true JPH08265202A (ja) | 1996-10-11 |
Family
ID=9475945
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8022537A Abandoned JPH08265202A (ja) | 1995-02-08 | 1996-02-08 | 同調回路 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5859674A (ja) |
| EP (1) | EP0726648B1 (ja) |
| JP (1) | JPH08265202A (ja) |
| CN (1) | CN1091999C (ja) |
| DE (1) | DE69616105T2 (ja) |
| FR (1) | FR2730363A1 (ja) |
| MX (1) | MX9600519A (ja) |
| MY (1) | MY132214A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010012564A (ko) * | 1998-03-13 | 2001-02-15 | 요트.게.아. 롤페즈 | 다이오드 검파기를 사용한 튜닝 장치 |
| US6535722B1 (en) | 1998-07-09 | 2003-03-18 | Sarnoff Corporation | Television tuner employing micro-electro-mechanically-switched tuning matrix |
| US6760079B2 (en) * | 1998-09-22 | 2004-07-06 | Funai Electric Co., Ltd. | TV tuner unit having a resonance network |
| US6452445B1 (en) * | 2000-06-15 | 2002-09-17 | Motorola, Inc. | Voltage controlled variable gain element |
| JP2003110380A (ja) * | 2001-06-26 | 2003-04-11 | Koninkl Philips Electronics Nv | 大出力電流増幅器 |
| DE10137091A1 (de) * | 2001-07-30 | 2003-02-13 | Sick Ag | Induktiver Näherungssensor |
| US20040041945A1 (en) * | 2001-09-25 | 2004-03-04 | Pugel Michael Anthony | Apparatus and method for optimizing the level of rf signals |
| JP4365575B2 (ja) * | 2002-11-20 | 2009-11-18 | アルプス電気株式会社 | テレビジョンチューナの発振回路 |
| CN103546150A (zh) * | 2013-10-25 | 2014-01-29 | 苏州贝克微电子有限公司 | 一种低噪声恒定振幅振荡器 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| GB2228154B (en) * | 1989-02-09 | 1993-04-21 | Plessey Co Plc | On-chip integrated oscillator circuits |
| IT1230536B (it) | 1989-08-07 | 1991-10-28 | Sgs Thomson Microelectronics | Oscillatore variabile controllato in tensione, in particolare per circuiti ad aggancio di fase. |
| JP2610361B2 (ja) * | 1990-07-19 | 1997-05-14 | 株式会社東芝 | 半導体集積回路 |
| DE59107631D1 (de) * | 1991-04-19 | 1996-05-02 | Siemens Ag | Oszillatorschaltung |
-
1995
- 1995-02-08 FR FR9501448A patent/FR2730363A1/fr not_active Withdrawn
-
1996
- 1996-01-23 EP EP96200158A patent/EP0726648B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1996-01-23 DE DE69616105T patent/DE69616105T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-02-01 US US08/595,091 patent/US5859674A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-02-06 MY MYPI96000421A patent/MY132214A/en unknown
- 1996-02-07 CN CN96105915.XA patent/CN1091999C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1996-02-07 MX MX9600519A patent/MX9600519A/es unknown
- 1996-02-08 JP JP8022537A patent/JPH08265202A/ja not_active Abandoned
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| MX9600519A (es) | 1997-08-30 |
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