JPS63142706A - 発振装置 - Google Patents
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- JPS63142706A JPS63142706A JP62297285A JP29728587A JPS63142706A JP S63142706 A JPS63142706 A JP S63142706A JP 62297285 A JP62297285 A JP 62297285A JP 29728587 A JP29728587 A JP 29728587A JP S63142706 A JPS63142706 A JP S63142706A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 37
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 3
- 230000003750 conditioning effect Effects 0.000 claims 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 26
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 4
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 4
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 4
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 4
- 239000000463 material Substances 0.000 description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 235000017399 Caesalpinia tinctoria Nutrition 0.000 description 1
- 241000388430 Tara Species 0.000 description 1
- 239000011324 bead Substances 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000001143 conditioned effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 description 1
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
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- H03B2201/0208—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being an element with a variable capacitance, e.g. capacitance diode
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- Power Engineering (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈発明の分野〉
この発明は、例えば同調装置の局部発振器などに用いる
ことのできる可同調発振器に関するものである。
ことのできる可同調発振器に関するものである。
〈発明の背景〉
一般に、ラジオやテレビジョン受信機のための同調装置
は、複数の受信ＲＦ信号から所望の局あるいはチャンネ
ルに対応するＲＦ倍信号選択するための可同調ＲＦ段、
所望の局あるいはチャン、ネルに対応する周波数の局部
発振信号を発生する可同調局部発振器、及び選択された
ＲＦ倍信号局部発振信号とヘテロダインしてＲＦ倍信号
対応する１Ｆ信号を生成するミクサを備えている。
は、複数の受信ＲＦ信号から所望の局あるいはチャンネ
ルに対応するＲＦ倍信号選択するための可同調ＲＦ段、
所望の局あるいはチャン、ネルに対応する周波数の局部
発振信号を発生する可同調局部発振器、及び選択された
ＲＦ倍信号局部発振信号とヘテロダインしてＲＦ倍信号
対応する１Ｆ信号を生成するミクサを備えている。
ある場合１例えばＶＨＦ放送チャンネル及びケーブルチ
ャンネルの双方を同調させる場合には、局部発振器は非
常に広い周波数範囲（例えば、米国では１０１〜５０９
帽（２）にわたって同調可１克なものでなければならな
い。
ャンネルの双方を同調させる場合には、局部発振器は非
常に広い周波数範囲（例えば、米国では１０１〜５０９
帽（２）にわたって同調可１克なものでなければならな
い。
局部発振器に使用できる増幅装置の構成と形式は、例え
ば、ミクサに適合する信号駆動レベル及びインピーダン
スレベルを提供することかできるというような局部発振
器のある種の特性に関してはすぐれているか、増幅装置
の構成及び／または形式が局部発振器の同調範囲を制限
してしまうことかある。
ば、ミクサに適合する信号駆動レベル及びインピーダン
スレベルを提供することかできるというような局部発振
器のある種の特性に関してはすぐれているか、増幅装置
の構成及び／または形式が局部発振器の同調範囲を制限
してしまうことかある。
〈発明の概要〉
この発明は、例えば、増幅装置の制御電極（例えば、バ
イポーラトランジスタのベース電極、電界効果トランジ
スタのゲート電極）が、発振条件材は回路網を通して導
電チャンネルの両端を定めている２つの電極の一方（例
えば、エミッタまたはソース電極）と、同調電圧に応答
するバラクタダイオードとインダクタンス素子とを含む
周波数決定可同調回路とに結合されており、出力か２つ
の電極の他方（例えば、コレクタまたはドレン電極）か
ら取出されるようにされているコルピッツ型局部発振器
用の範囲拡張回路に関するものである。この発明におよ
れば、制御電極と信号接地点との間に、同調電圧に応じ
て上述したバラクタダイオードのキャパシタンス変化と
同じ向きにキャパシタンスが変化するような極性で第２
のバラクタダイオードが結合されている。
イポーラトランジスタのベース電極、電界効果トランジ
スタのゲート電極）が、発振条件材は回路網を通して導
電チャンネルの両端を定めている２つの電極の一方（例
えば、エミッタまたはソース電極）と、同調電圧に応答
するバラクタダイオードとインダクタンス素子とを含む
周波数決定可同調回路とに結合されており、出力か２つ
の電極の他方（例えば、コレクタまたはドレン電極）か
ら取出されるようにされているコルピッツ型局部発振器
用の範囲拡張回路に関するものである。この発明におよ
れば、制御電極と信号接地点との間に、同調電圧に応じ
て上述したバラクタダイオードのキャパシタンス変化と
同じ向きにキャパシタンスが変化するような極性で第２
のバラクタダイオードが結合されている。
〈推奨実施例の説明〉
第１図にはＶＨＦ放送チャンネル及びＶＨＦケーブルチ
ャンネル用のテレビジョン受像機のチューナのＶＨＦ部
か示されている。尚、第１図、第１ａ図、第１ｂ図、第
１ｃ図及び第２図において、回路素子の値の一例をカッ
コ内に示しであるが、特別の表示かない限り、抵抗値の
単位はΩ、容量値の単位はｐＦ、インダクタンス値の単
位はｎＨであり、かつ、Ｋはキロ、Ｍはメガ、ｋはマイ
クロを表わす、第１図において、アンテナあるいはケー
ブル配給回路網のような信号源（図示せず）から供給さ
れたＲＦ倍信号ＲＦ入力ｌを通して可同調ＲＦ段３に供
給される。ＲＦ段３は同調電圧（ＴＶ）の大きさに応じ
て、所望のチャンネルに対応するＲＦ倍信号選択する。
ャンネル用のテレビジョン受像機のチューナのＶＨＦ部
か示されている。尚、第１図、第１ａ図、第１ｂ図、第
１ｃ図及び第２図において、回路素子の値の一例をカッ
コ内に示しであるが、特別の表示かない限り、抵抗値の
単位はΩ、容量値の単位はｐＦ、インダクタンス値の単
位はｎＨであり、かつ、Ｋはキロ、Ｍはメガ、ｋはマイ
クロを表わす、第１図において、アンテナあるいはケー
ブル配給回路網のような信号源（図示せず）から供給さ
れたＲＦ倍信号ＲＦ入力ｌを通して可同調ＲＦ段３に供
給される。ＲＦ段３は同調電圧（ＴＶ）の大きさに応じ
て、所望のチャンネルに対応するＲＦ倍信号選択する。
選択されたＲＦ倍信号ミクサ５に供給され、そこで局部
発振器（ＬＯ）７によって生成された局部発振信号とヘ
テロタインされる。局部発振器７の発振周波数は選択さ
れたＲＦ倍信号対応するＩＦ倍信号生成するための同調
電圧の大きさに応じて制御される。
発振器（ＬＯ）７によって生成された局部発振信号とヘ
テロタインされる。局部発振器７の発振周波数は選択さ
れたＲＦ倍信号対応するＩＦ倍信号生成するための同調
電圧の大きさに応じて制御される。
同調制御ユニット９が同調制御電圧を発生する。この同
調制御ユニ・ント９は、所望チャンネルの同調帯域に従
ってＲＦ段３と局部発振器７との周波数選択同調回路中
に含められるべきインダクタを選択するための帯域切換
電圧（ＢＳＩとＢ５２）も発生する。−例を挙げると、
同調ル制御ユニット９は、所望チャンネルのチャンネル
番号を表わす２進コート化データを適切な大きさの同調
電圧に変換する位相ロックループ（ＰＬＬ）型周波数合
成器とチャンネル番号の２進コート化データに応答して
適切な帯域切換電圧を発生する論理回路網を含んでいる
。
調制御ユニ・ント９は、所望チャンネルの同調帯域に従
ってＲＦ段３と局部発振器７との周波数選択同調回路中
に含められるべきインダクタを選択するための帯域切換
電圧（ＢＳＩとＢ５２）も発生する。−例を挙げると、
同調ル制御ユニット９は、所望チャンネルのチャンネル
番号を表わす２進コート化データを適切な大きさの同調
電圧に変換する位相ロックループ（ＰＬＬ）型周波数合
成器とチャンネル番号の２進コート化データに応答して
適切な帯域切換電圧を発生する論理回路網を含んでいる
。
帯域切換電圧ＢＳＩとＢＳ２は、低レベル、例えば、−
１２Ｖと、高レベル、例えば、＋ １２Ｖのいずれかの
レベルをとることができる。同調帯域（例えば米国にお
ける）と帯域切換電圧ＢＳＩとＢＳ２のそれぞれのレベ
ルは次の表の通りである。
１２Ｖと、高レベル、例えば、＋ １２Ｖのいずれかの
レベルをとることができる。同調帯域（例えば米国にお
ける）と帯域切換電圧ＢＳＩとＢＳ２のそれぞれのレベ
ルは次の表の通りである。
低 低 ２〜６ ５５〜８８ １ｏｌ〜１
２９高 低 Ａ−５〜１３ ９１〜２１６ １
３７〜２５７高 高 Ｊ 〜Ｗ＋２８ ２１７〜
４６８２６３〜５０９局部発振器７は、第１のゲート電
極（Ｇ１）、第２のゲート電極（Ｇ２）及び一端がソー
ス電極（Ｓ）に、他端かドレン電極（Ｄ）に接続される
Ｎ型導電チャンネルを有するデュアルゲートＮチャンネ
ル金属酸化物半導体（ＭＯＳ）電界効果トランジスタ（
ＦＥＴ）１０１を含んでいる。ゲート電極の電圧が導電
チャンネルの導通の程度を決める。正の供給電圧（Ｂ＋
）、例えば、＋ １２Ｖの電圧源か、ＶＨＦチャンネル
が選択された時、チューナ制御ユニット９によって供給
される。この正の供給電圧は抵抗１０３とキャパシタ１
０５を含む低域通過フィルタにより濾波される。電源帰
路は信号接地点に接続されている。ゲート電極に接続さ
れた抵抗１０７．１０９．１１１及び１１３を含む分圧
回路網が線形増幅器として動作するようにＦ Ｅ Ｔ
１０１をバイアスしている。抵抗ｌ口９はＦＥＴの不所
望な寄生発振を防止する働きをしている。
２９高 低 Ａ−５〜１３ ９１〜２１６ １
３７〜２５７高 高 Ｊ 〜Ｗ＋２８ ２１７〜
４６８２６３〜５０９局部発振器７は、第１のゲート電
極（Ｇ１）、第２のゲート電極（Ｇ２）及び一端がソー
ス電極（Ｓ）に、他端かドレン電極（Ｄ）に接続される
Ｎ型導電チャンネルを有するデュアルゲートＮチャンネ
ル金属酸化物半導体（ＭＯＳ）電界効果トランジスタ（
ＦＥＴ）１０１を含んでいる。ゲート電極の電圧が導電
チャンネルの導通の程度を決める。正の供給電圧（Ｂ＋
）、例えば、＋ １２Ｖの電圧源か、ＶＨＦチャンネル
が選択された時、チューナ制御ユニット９によって供給
される。この正の供給電圧は抵抗１０３とキャパシタ１
０５を含む低域通過フィルタにより濾波される。電源帰
路は信号接地点に接続されている。ゲート電極に接続さ
れた抵抗１０７．１０９．１１１及び１１３を含む分圧
回路網が線形増幅器として動作するようにＦ Ｅ Ｔ
１０１をバイアスしている。抵抗ｌ口９はＦＥＴの不所
望な寄生発振を防止する働きをしている。
局部発振器７において、増幅器１００は、ＦＥＴ１０１
の第１のゲート電極（Ｇ１）を入力とし、第２のゲート
電極（Ｇ２）を側路キャパシタ１１５を介して信号接地
点に実効的に接続しくこの場合。
の第１のゲート電極（Ｇ１）を入力とし、第２のゲート
電極（Ｇ２）を側路キャパシタ１１５を介して信号接地
点に実効的に接続しくこの場合。
抵抗１０９は非常に小さな値を持つものとする）、ソー
ス電極（Ｓ）を抵抗１１７を通して信号接地点に結合し
、かつ、トレン電極（Ｄ）を出力して用いたカスコード
増幅器として構成されている。ドレン電極（Ｄ）は負荷
抵抗１１９を介してＢ十電源導体に結合され、かつ、大
きな値の直流阻止キャパシタ１２１を通してミクサ５に
結合されている。
ス電極（Ｓ）を抵抗１１７を通して信号接地点に結合し
、かつ、トレン電極（Ｄ）を出力して用いたカスコード
増幅器として構成されている。ドレン電極（Ｄ）は負荷
抵抗１１９を介してＢ十電源導体に結合され、かつ、大
きな値の直流阻止キャパシタ１２１を通してミクサ５に
結合されている。
負荷抵抗１１９とＢ十導体との間の導体上にフェライト
ビーズ１２３か訓導性交流阻止フィルタ素子として設け
られている。Ｆ Ｅ Ｔ １０１の構成は、第１のゲー
ト電極（Ｇｌ）、ソース電ａｉ （Ｓ）及び導電チャン
ネルの下側端部が共通ソース増幅器として構成されてお
り、導電チャンネルの上側端部、第２のゲート電極（Ｇ
２）、及びドレン電極（Ｄ）が共通ゲート増幅器として
構成されているので、カスコード増幅器と考えることが
できる。
ビーズ１２３か訓導性交流阻止フィルタ素子として設け
られている。Ｆ Ｅ Ｔ １０１の構成は、第１のゲー
ト電極（Ｇｌ）、ソース電ａｉ （Ｓ）及び導電チャン
ネルの下側端部が共通ソース増幅器として構成されてお
り、導電チャンネルの上側端部、第２のゲート電極（Ｇ
２）、及びドレン電極（Ｄ）が共通ゲート増幅器として
構成されているので、カスコード増幅器と考えることが
できる。
増幅器１００を発振状態にするための回路２００か第１
のゲート電極（Ｇｌ）とソース電極（Ｓ）との間に結合
されている。ある特定の発振周波数を決定する同調電圧
（ＴＶ）に応動する直列同調回路３００が第１のゲート
電極（Ｇ１）と信号接地点間に結合されている。
のゲート電極（Ｇｌ）とソース電極（Ｓ）との間に結合
されている。ある特定の発振周波数を決定する同調電圧
（ＴＶ）に応動する直列同調回路３００が第１のゲート
電極（Ｇ１）と信号接地点間に結合されている。
発振器７は次のようにして発振状態にされる。
一般に、増幅器は次の２つの条件が満足されると発振す
る。（１）増幅器の入力から出力への信号路と出力から
入力への信号路とを含むループ中の位相偏移かＯてあり
、（２）ループの利得か１より大きい。発振器７の場合
は、第１のゲート電極（Ｇｌ）、ソース電極（Ｓ）及び
導電チャンネルの下側端部な含むＦＥＴ増幅器１００の
部分が発振するように条件付けられる。この部分はＦ
Ｅ Ｔ １０１のカスコード増幅器構成の点からは共通
ソース増幅器であるが、一方、発振構成に関しては、第
１のゲート電極（Ｇｌ）に入力を有し、ソース電極に出
力を有する共通トレン又はソースホロワ増幅器である。
る。（１）増幅器の入力から出力への信号路と出力から
入力への信号路とを含むループ中の位相偏移かＯてあり
、（２）ループの利得か１より大きい。発振器７の場合
は、第１のゲート電極（Ｇｌ）、ソース電極（Ｓ）及び
導電チャンネルの下側端部な含むＦＥＴ増幅器１００の
部分が発振するように条件付けられる。この部分はＦ
Ｅ Ｔ １０１のカスコード増幅器構成の点からは共通
ソース増幅器であるが、一方、発振構成に関しては、第
１のゲート電極（Ｇｌ）に入力を有し、ソース電極に出
力を有する共通トレン又はソースホロワ増幅器である。
ソース電極（Ｓ）の共通ドレン増幅器構成の出力と第１
のゲート電極（Ｇ ｌ ）の入力との間に接続された発
振条件材は回路網２００はソース電極（Ｓ）と信号接地
点間で抵抗１１７に並列に接続されたキャパシタ２０１
と、ソース電極（Ｓ）と第１のゲート電極（Ｇｌ）との
間に接続されたキャパシタ２０３とを含んでいる。
のゲート電極（Ｇ ｌ ）の入力との間に接続された発
振条件材は回路網２００はソース電極（Ｓ）と信号接地
点間で抵抗１１７に並列に接続されたキャパシタ２０１
と、ソース電極（Ｓ）と第１のゲート電極（Ｇｌ）との
間に接続されたキャパシタ２０３とを含んでいる。
発振を起こさせるための位相偏移の要件に関しては、入
力（Ｇｌ）と出力（Ｓ）との間には実質的な位相偏移は
なく、出力（Ｓ）と入力（Ｇ ｌ ）との間にはキャパ
シタ２０１による位相の遅れとそれに対抗するキャパシ
タ２０３による位相の進みがある０発振に対する利得の
要件については、入力（Ｇｌ）と出力（Ｓ）の間にはソ
ースホロワ動作のために１よりいくらか小さな電圧利得
があるが、出力（Ｓ）と入力（Ｇ１）との間にはキャパ
シタ２０１と２０３による電圧の増加（ステップアップ
）がある。結果として、発振の条件は満たされ、ソース
ホロワ構成は同調回路３００によって決められる周波数
で発振する。ソース電極（Ｓ）に接続された抵抗１１７
と導電チャンネルとを流れる電流は発振に伴って変化し
、従って、ドレン電極（Ｄ）に接続された負荷抵抗１１
９の両端間の電圧も変化する。
力（Ｇｌ）と出力（Ｓ）との間には実質的な位相偏移は
なく、出力（Ｓ）と入力（Ｇ ｌ ）との間にはキャパ
シタ２０１による位相の遅れとそれに対抗するキャパシ
タ２０３による位相の進みがある０発振に対する利得の
要件については、入力（Ｇｌ）と出力（Ｓ）の間にはソ
ースホロワ動作のために１よりいくらか小さな電圧利得
があるが、出力（Ｓ）と入力（Ｇ１）との間にはキャパ
シタ２０１と２０３による電圧の増加（ステップアップ
）がある。結果として、発振の条件は満たされ、ソース
ホロワ構成は同調回路３００によって決められる周波数
で発振する。ソース電極（Ｓ）に接続された抵抗１１７
と導電チャンネルとを流れる電流は発振に伴って変化し
、従って、ドレン電極（Ｄ）に接続された負荷抵抗１１
９の両端間の電圧も変化する。
Ｆ Ｅ Ｔ １０１のカスコード増幅器構成は、いくつ
かの点で利点がある。第２のゲート電極（Ｇ２）を信号
接地点へ側路することによって形成される共通ゲート増
幅器部分は、発振部分をミクサ５から実質的に分離する
と同時に、別のバッファ増幅装置を用いることなく、適
当な信号及びインビーダンスレベルでミクサ５を駆動し
得るようにする。この共通ゲート増幅器部分のために、
実質的な接地点か共通ソース増幅器部の出力において実
効的に呈され、例えば、ＲＦ段３からミクサに結合され
るＲＦ倍信号振幅変動などのためにミクサが呈するイン
ピーダンス変動が発振周波数にも生じさせる条件にも実
質的に影響することがないようになる。さらに、上記の
分離のために、ミクサ５の駆動要件を発振に必要な条件
を満足させるために変更する必要かなくなる。
かの点で利点がある。第２のゲート電極（Ｇ２）を信号
接地点へ側路することによって形成される共通ゲート増
幅器部分は、発振部分をミクサ５から実質的に分離する
と同時に、別のバッファ増幅装置を用いることなく、適
当な信号及びインビーダンスレベルでミクサ５を駆動し
得るようにする。この共通ゲート増幅器部分のために、
実質的な接地点か共通ソース増幅器部の出力において実
効的に呈され、例えば、ＲＦ段３からミクサに結合され
るＲＦ倍信号振幅変動などのためにミクサが呈するイン
ピーダンス変動が発振周波数にも生じさせる条件にも実
質的に影響することがないようになる。さらに、上記の
分離のために、ミクサ５の駆動要件を発振に必要な条件
を満足させるために変更する必要かなくなる。
ＦＥＴ局部発振器７の他の有用な面は、これをＦＥＴ−
ＲＦ段と共に用いることによって実現される。テレビジ
ョン受像機に用いられるチューナの多くはデュアルゲー
トＦＥＴ−ＲＦ段を用いている。これはデュアルゲート
ＦＥＴ、−ＲＦ段は、バイポーラトランジスタＲＥ段に
比較して、発生する歪みか比較的低く、かつ比較的高い
インピーダンスを有するためである。さらに、第２のゲ
ート電極か自動利得制御（ＡＧＣ）電圧を印加するため
の便利な手段を提供する。ＲＦ段３として用いるに適し
たデュアルゲートＦＥＴ−ＲＦ段を第２図に示し、以下
、詳細に説明する。簡単に言えば、第２図に示すＲＦ段
は１局部発振器７のＦＥＴ １０１と同様に、第１のゲ
ート電極（Ｇ１）に入力を有し、第２のゲート電極（Ｇ
２）が側路キャパシタによって実効的に信号接地点に接
続され、ソース電極（Ｓ）が抵抗を介して信号接地点に
結合され、かつ、ドレン電極（Ｄ）から出力が取出され
るようなカスコード増幅器として構成されたデュアルゲ
ートＮ型ＭＯＳＦＥＴ４０１を含む増幅器４００を備え
ている。ＲＦ人力ｌか同調電圧（ＴＶ）に応答する直列
同調回路５００を通してＦＥＴ増幅４００の入力（Ｇ１
）に結合されている。ＦＥＴ増幅器４００の出力は、各
々が同調電圧（ＴＶ）に応動する２つの誘導的に結合さ
れた直列同調回路６０１と６０３からなる２重同調フィ
ルタ６００を介して、同じくカスコード構成に接続され
た別のデュアルゲートＦＥＴ増幅器７００に結合されて
いる。デュアルゲートＦＥＴ増幅器７００の出力はミク
サ５に結合されている。ＲＦ段３と局部発振器７は同一
装置型式て同一構成の増幅器を有し、同様の同調構成を
持っているので、同調電圧に応答する周波数のトラッキ
ング性使は、ＲＦ増幅器がデュアルゲートＦＥＴ形式で
局部発振器がバイポーラ形式のものである従来の構成に
比して改善される。
ＲＦ段と共に用いることによって実現される。テレビジ
ョン受像機に用いられるチューナの多くはデュアルゲー
トＦＥＴ−ＲＦ段を用いている。これはデュアルゲート
ＦＥＴ、−ＲＦ段は、バイポーラトランジスタＲＥ段に
比較して、発生する歪みか比較的低く、かつ比較的高い
インピーダンスを有するためである。さらに、第２のゲ
ート電極か自動利得制御（ＡＧＣ）電圧を印加するため
の便利な手段を提供する。ＲＦ段３として用いるに適し
たデュアルゲートＦＥＴ−ＲＦ段を第２図に示し、以下
、詳細に説明する。簡単に言えば、第２図に示すＲＦ段
は１局部発振器７のＦＥＴ １０１と同様に、第１のゲ
ート電極（Ｇ１）に入力を有し、第２のゲート電極（Ｇ
２）が側路キャパシタによって実効的に信号接地点に接
続され、ソース電極（Ｓ）が抵抗を介して信号接地点に
結合され、かつ、ドレン電極（Ｄ）から出力が取出され
るようなカスコード増幅器として構成されたデュアルゲ
ートＮ型ＭＯＳＦＥＴ４０１を含む増幅器４００を備え
ている。ＲＦ人力ｌか同調電圧（ＴＶ）に応答する直列
同調回路５００を通してＦＥＴ増幅４００の入力（Ｇ１
）に結合されている。ＦＥＴ増幅器４００の出力は、各
々が同調電圧（ＴＶ）に応動する２つの誘導的に結合さ
れた直列同調回路６０１と６０３からなる２重同調フィ
ルタ６００を介して、同じくカスコード構成に接続され
た別のデュアルゲートＦＥＴ増幅器７００に結合されて
いる。デュアルゲートＦＥＴ増幅器７００の出力はミク
サ５に結合されている。ＲＦ段３と局部発振器７は同一
装置型式て同一構成の増幅器を有し、同様の同調構成を
持っているので、同調電圧に応答する周波数のトラッキ
ング性使は、ＲＦ増幅器がデュアルゲートＦＥＴ形式で
局部発振器がバイポーラ形式のものである従来の構成に
比して改善される。
第１図にかえって、同調回路３００について詳述する。
前に述べたように、同調回路３００は直列同調回路であ
る。同調回路３００は、増幅器１００の入力（Ｇ １
）と信号接地点の間て直流阻止キャパシタ３０９と直列
に接続されたインダクタ３０１．３０３．３０５及びバ
ラクタダイオード３０７とを含んている。インダクタ３
０５はバラクタダイオード３０７と増幅器１００の入力
（Ｇ１）の間に直列に結合されている。この構成は、イ
ンダクタ３０５かバラクタタイオート３０７を増幅器１
００の入力に現われる浮遊容量から分離するので効果的
な構成である。帯域切換ダイオード３１１．：ＩＩ：ｌ
及びそれぞれに付随して設けられた側路キャパシタ３１
５．３１７がインタフ々１ｔ’ｌｌ ） １１１１の曲
の闇路占とイン々クタ３０３とコ０５の間の回路点を、
帯域切換電圧ＢＳＩとＢＳ２のレベルに従って信号接地
点に側路する。帯域切換電圧ＢＳＩとＢＳ２は、それぞ
れ、高い値の分離抵抗３１９と３１８とを介して帯域切
換タイオード３１１と３１３とに供給される。同調電圧
（ＴＶ）は抵抗３２５とキャパシタ３２７を含む低域通
過フィルタにより濾波され、分離用抵抗３２１と３２３
及びインダクタ３０５を通してバラクタ・ダイオード３
０７の陰極に供給される。
る。同調回路３００は、増幅器１００の入力（Ｇ １
）と信号接地点の間て直流阻止キャパシタ３０９と直列
に接続されたインダクタ３０１．３０３．３０５及びバ
ラクタダイオード３０７とを含んている。インダクタ３
０５はバラクタダイオード３０７と増幅器１００の入力
（Ｇ１）の間に直列に結合されている。この構成は、イ
ンダクタ３０５かバラクタタイオート３０７を増幅器１
００の入力に現われる浮遊容量から分離するので効果的
な構成である。帯域切換ダイオード３１１．：ＩＩ：ｌ
及びそれぞれに付随して設けられた側路キャパシタ３１
５．３１７がインタフ々１ｔ’ｌｌ ） １１１１の曲
の闇路占とイン々クタ３０３とコ０５の間の回路点を、
帯域切換電圧ＢＳＩとＢＳ２のレベルに従って信号接地
点に側路する。帯域切換電圧ＢＳＩとＢＳ２は、それぞ
れ、高い値の分離抵抗３１９と３１８とを介して帯域切
換タイオード３１１と３１３とに供給される。同調電圧
（ＴＶ）は抵抗３２５とキャパシタ３２７を含む低域通
過フィルタにより濾波され、分離用抵抗３２１と３２３
及びインダクタ３０５を通してバラクタ・ダイオード３
０７の陰極に供給される。
発振条件性は回路２００に付設されている発振範囲回路
２０５は、対象とする周波数範囲内て影響を及ぼすイン
ピーダンスを呈するようないかなる素子をも介在させず
に直接増幅器１００の入力（Ｇｌ）と信号接地点との間
に直列に接続されているキャパシタ２０７とバラクタダ
イオード２０９とを含んでいる。キャパシタ２０７の値
は、このキャパシタ２０７とバラクタダイオード２０９
の合成容量に影響を与えるような値に選ばれている。実
施にあたっては、キャパシタ２０７の特定の値というの
は、範囲の拡張及び局部発振器７のＲＦ段へのトラッキ
ングを制御するように選択できる。同調電圧（ＴＶ）は
分離抵抗３２１を介してバラクタダイオード２０９の陰
極に供給されている。バラクタダイオード３０７と２０
９は同調電圧に関して、このバラクタダイオード３０７
と２０９の呈する容量が同調電圧の大きさの変化に応答
して同じ方向に変化するような極性に接続されている。
２０５は、対象とする周波数範囲内て影響を及ぼすイン
ピーダンスを呈するようないかなる素子をも介在させず
に直接増幅器１００の入力（Ｇｌ）と信号接地点との間
に直列に接続されているキャパシタ２０７とバラクタダ
イオード２０９とを含んでいる。キャパシタ２０７の値
は、このキャパシタ２０７とバラクタダイオード２０９
の合成容量に影響を与えるような値に選ばれている。実
施にあたっては、キャパシタ２０７の特定の値というの
は、範囲の拡張及び局部発振器７のＲＦ段へのトラッキ
ングを制御するように選択できる。同調電圧（ＴＶ）は
分離抵抗３２１を介してバラクタダイオード２０９の陰
極に供給されている。バラクタダイオード３０７と２０
９は同調電圧に関して、このバラクタダイオード３０７
と２０９の呈する容量が同調電圧の大きさの変化に応答
して同じ方向に変化するような極性に接続されている。
範囲拡張回路２０５は次のようにして発振器７の発振範
囲を拡張する。
囲を拡張する。
発振範囲内において増幅器１００がその入力（Ｇ１）に
おいて呈する等価回路が第１ａ図に示されており、この
回路は、第１のゲート電極（Ｇ１）と信号接地点との間
に直列に接続された等価キャパシタンス素子（Ｃａａ）
と負性抵抗素子（−Ｒｅ、）とを含んでいる。負性抵抗
素子（−Ｒ、、）は増幅器１００の発振部分か呈する利
得に関係付けられている。インダクタ３旧、３０３．３
０５、バラクタダイオード３０７及び直流素子キャパシ
タ３０９を含む直列同調回路３００か増幅器１００の入
力（Ｇ１）において呈する等価回路は、第１のゲート電
極（Ｇｌ）と信号接地点との間に直列に接続された可変
容量素子（ＣＴ）、抵抗素子（ＲＴ ）およびインダク
タンス素子（Ｌｔ）を含む。直流阻止キャパシタ３０９
のインピーダンスは対象とする周波数範囲では無視し得
る程度なので、可変容量素子（（１）は実質的にバラク
タダイオード３０７の容量を呈する。抵抗Ｒｒは同調回
路、主としてバラクタダイオード３０７に関係する損失
に相当する。対象とする範囲（１０１〜５０９ ＭＨｚ
）の全体に亙って発振を維持するためには、増幅器１
００に付随する負性抵抗素子（−Ｒｅｑ）の大きさく
Ｒｅｑ）は同調回路３００の抵抗素子（Ｒア）の大きさ
よりも大きくなければならない。特定の発振周波数は、
ＣをＣＴとＣ０の合成キャパシタンスとして、Ｌ丁Ｃの
平方根に反比例する。ＣＴとＣｅｑの合成キャパシタン
スはＣＴＣ０ｑ／Ｃア＋Ｃｅｑで与えられる。広同調範
囲を得るためには、ＣｅＱはＣアの最大値（最低発振周
波数に対応する）に対し可能な限り大きくして、Ｃがバ
ラクタダイオード３０７の容量（ＣＴ）の実質的に全変
化範囲で変化できるようにする必要かある。
おいて呈する等価回路が第１ａ図に示されており、この
回路は、第１のゲート電極（Ｇ１）と信号接地点との間
に直列に接続された等価キャパシタンス素子（Ｃａａ）
と負性抵抗素子（−Ｒｅ、）とを含んでいる。負性抵抗
素子（−Ｒ、、）は増幅器１００の発振部分か呈する利
得に関係付けられている。インダクタ３旧、３０３．３
０５、バラクタダイオード３０７及び直流素子キャパシ
タ３０９を含む直列同調回路３００か増幅器１００の入
力（Ｇ１）において呈する等価回路は、第１のゲート電
極（Ｇｌ）と信号接地点との間に直列に接続された可変
容量素子（ＣＴ）、抵抗素子（ＲＴ ）およびインダク
タンス素子（Ｌｔ）を含む。直流阻止キャパシタ３０９
のインピーダンスは対象とする周波数範囲では無視し得
る程度なので、可変容量素子（（１）は実質的にバラク
タダイオード３０７の容量を呈する。抵抗Ｒｒは同調回
路、主としてバラクタダイオード３０７に関係する損失
に相当する。対象とする範囲（１０１〜５０９ ＭＨｚ
）の全体に亙って発振を維持するためには、増幅器１
００に付随する負性抵抗素子（−Ｒｅｑ）の大きさく
Ｒｅｑ）は同調回路３００の抵抗素子（Ｒア）の大きさ
よりも大きくなければならない。特定の発振周波数は、
ＣをＣＴとＣ０の合成キャパシタンスとして、Ｌ丁Ｃの
平方根に反比例する。ＣＴとＣｅｑの合成キャパシタン
スはＣＴＣ０ｑ／Ｃア＋Ｃｅｑで与えられる。広同調範
囲を得るためには、ＣｅＱはＣアの最大値（最低発振周
波数に対応する）に対し可能な限り大きくして、Ｃがバ
ラクタダイオード３０７の容量（ＣＴ）の実質的に全変
化範囲で変化できるようにする必要かある。
第１のゲート電極（Ｇｌ）と信号接地点間に増幅器１０
０の入力を分路する固定キャパシタを付加することによ
り、Ｃｅ、の値か増加し、従って、低い周波数における
同調範囲が広くなる。しかし。
０の入力を分路する固定キャパシタを付加することによ
り、Ｃｅ、の値か増加し、従って、低い周波数における
同調範囲が広くなる。しかし。
固定分路キャパシタを付加するとＲ□が小さくなり、従
って、特に高い周波数における発振が妨げられてしまう
。増幅器１００の入力（Ｇｌ）を分路するように接続さ
れた範囲拡張回路２０５は、同調電圧（周波数）の減少
に伴い増加し、同調電圧（周波数）の増大に伴い減少す
る可変キャパシタンスを提供する。その結果、Ｃ０はＣ
Ｔか最大（即ち、低い周波数）の時に最大となるが、発
振を維持するに充分な大きさの値のＲｅ Ｑが高い周波
数でも与えられる。
って、特に高い周波数における発振が妨げられてしまう
。増幅器１００の入力（Ｇｌ）を分路するように接続さ
れた範囲拡張回路２０５は、同調電圧（周波数）の減少
に伴い増加し、同調電圧（周波数）の増大に伴い減少す
る可変キャパシタンスを提供する。その結果、Ｃ０はＣ
Ｔか最大（即ち、低い周波数）の時に最大となるが、発
振を維持するに充分な大きさの値のＲｅ Ｑが高い周波
数でも与えられる。
範囲拡張回路２０５を、対象とする周波数範囲内て意味
を持つようなインピーダンスを持った素子を通すことな
く、直接増幅器１００の入力（Ｇ ｌ ）と信号接地点
との間に接続することにより、回路２０５は増幅器１０
０の入カキャバシタンス（Ｃｅ、）に対しかなりの影響
を及ぼすことかできるようになる。
を持つようなインピーダンスを持った素子を通すことな
く、直接増幅器１００の入力（Ｇ ｌ ）と信号接地点
との間に接続することにより、回路２０５は増幅器１０
０の入カキャバシタンス（Ｃｅ、）に対しかなりの影響
を及ぼすことかできるようになる。
範囲拡張回路２０５に関しては、デュアルゲートＦＥＴ
は上述のような利点があるか、一方、その利得（従って
、Ｒ□）は、上述した構成と同等のやり方で、ベース電
極を同ｍ回路に結合し、エミッタ電極をインピーダンス
を介して信号接地点に結合し、コレクタ電極を出力電極
として、共通コレクタコルピッツ型発振器に構成したバ
イポーラトランジスタの利得よりも低い。従って、この
範囲拡張回路２０５は、これをコルピッツ型バイポーラ
トランジスタ発振器の同調範囲を拡げるために用いるこ
ともてきるが、これを第１図に示すようにＦＥＴ発振器
と共に使用する時、その利点はより顕著になる。
は上述のような利点があるか、一方、その利得（従って
、Ｒ□）は、上述した構成と同等のやり方で、ベース電
極を同ｍ回路に結合し、エミッタ電極をインピーダンス
を介して信号接地点に結合し、コレクタ電極を出力電極
として、共通コレクタコルピッツ型発振器に構成したバ
イポーラトランジスタの利得よりも低い。従って、この
範囲拡張回路２０５は、これをコルピッツ型バイポーラ
トランジスタ発振器の同調範囲を拡げるために用いるこ
ともてきるが、これを第１図に示すようにＦＥＴ発振器
と共に使用する時、その利点はより顕著になる。
第ｉｂ図に簡略化して（バイアス素子を省略して）示す
ように、直列同調回路の代りに並列同調回路を使用する
ことは公知である。しかし、直列同調回路３００の代り
に並列同調回路を用いると、たとえ、第１ｂ図に示すよ
うに範囲拡張回路を用いても、所要の広い同調範囲を得
るのが困難になるということかわかった。このことは、
第１ｃ図に示した等価回路について次のように説明でき
る。第ｉｂ図と第１ｃ図において、第１図及び第１ａ図
中の同じ素子に対応する素子には同じ参照符号を付しで
ある。タラシュ（′）は直列同調回路に代えて並列同調
回路を用いた変更を示す。
ように、直列同調回路の代りに並列同調回路を使用する
ことは公知である。しかし、直列同調回路３００の代り
に並列同調回路を用いると、たとえ、第１ｂ図に示すよ
うに範囲拡張回路を用いても、所要の広い同調範囲を得
るのが困難になるということかわかった。このことは、
第１ｃ図に示した等価回路について次のように説明でき
る。第ｉｂ図と第１ｃ図において、第１図及び第１ａ図
中の同じ素子に対応する素子には同じ参照符号を付しで
ある。タラシュ（′）は直列同調回路に代えて並列同調
回路を用いた変更を示す。
第１ｃ図を参照すると１発振の周波数は、Ｃ′をＣ′ア
とＣ０の合成キャパシタンスとすると、ＬＴＣ′の平方
根に反比例する。この場合、合成キャパシタンスＣ′は
Ｃ′ア＋Ｃｅｑで与えられる。
とＣ０の合成キャパシタンスとすると、ＬＴＣ′の平方
根に反比例する。この場合、合成キャパシタンスＣ′は
Ｃ′ア＋Ｃｅｑで与えられる。
広い同調範囲を得るためには、Ｃ６ＱはＣ′１の最小値
（最高発振周波数に対応）に対して小さくして、Ｃ′か
Ｃ′１の実質的に全変化範囲にわたって変化できるよう
にしなければならない。ＣｅＱの値は並列同調回路と増
幅器の入力間に直列に小さな値のキャパシタを接続する
ことにより小さくすることかてきる。しかし、並列同調
回路の実効損失は比Ｃア／Ｃｅｑの２乗で増加するので
、０丁の値か高い時（同調範囲の低周波数端に対応）、
並列同調回路の損失は発振に要する利得（−ＲｅＱに関
係する）を超えてしまう。
（最高発振周波数に対応）に対して小さくして、Ｃ′か
Ｃ′１の実質的に全変化範囲にわたって変化できるよう
にしなければならない。ＣｅＱの値は並列同調回路と増
幅器の入力間に直列に小さな値のキャパシタを接続する
ことにより小さくすることかてきる。しかし、並列同調
回路の実効損失は比Ｃア／Ｃｅｑの２乗で増加するので
、０丁の値か高い時（同調範囲の低周波数端に対応）、
並列同調回路の損失は発振に要する利得（−ＲｅＱに関
係する）を超えてしまう。
並列同調回路と増幅器の入力との間に直列にバラクタダ
イオードを、このダイオードのキャパシタンスが第１ｂ
図に示すように同調回路のバラクタダイオードと同じ向
きに変化するように極性をきめて接続することにより、
高い周波数においてＣａｑの値を比較的小さくし、一方
、低い周波数において実効損失を比較的小さくするとい
う妥協を行って、同調範囲を拡張することができる。し
かし、並列同調回路の損失は、所望Ｆｉ調範囲の低周波
数端において比ＣＴ／Ｃ，，の２乗て変化するのて、高
利得（高いＲｅ、Ｉ）のバイポーラトランジスタでなく
、ＦＥＴを使用した場合には、信頼性のある発振が常に
得られるとは限らない。従って、第１図に示す直列同調
構成の方かＦＥＴと共に用いる場合は、より好ましい。
イオードを、このダイオードのキャパシタンスが第１ｂ
図に示すように同調回路のバラクタダイオードと同じ向
きに変化するように極性をきめて接続することにより、
高い周波数においてＣａｑの値を比較的小さくし、一方
、低い周波数において実効損失を比較的小さくするとい
う妥協を行って、同調範囲を拡張することができる。し
かし、並列同調回路の損失は、所望Ｆｉ調範囲の低周波
数端において比ＣＴ／Ｃ，，の２乗て変化するのて、高
利得（高いＲｅ、Ｉ）のバイポーラトランジスタでなく
、ＦＥＴを使用した場合には、信頼性のある発振が常に
得られるとは限らない。従って、第１図に示す直列同調
構成の方かＦＥＴと共に用いる場合は、より好ましい。
前にも述べたように、同調制御ユニット９には位相ロッ
クループを用いることかてきる。位相ロックループ型の
同調制御方式を採用する場合には、低周波数で発振器７
が信頼性のある発振を行うことが特に重要である。通常
、位相ロックループ同調制御装置は、局部発振信号の非
常に高い周波数を、チャンネル番号に従ってプログラマ
ブル分周器て分周し、基準周波数と比較して同調電圧を
生成するという処理の前に、予め分周するためのプリス
ケーラと呼ばれる分周器を備えている。
クループを用いることかてきる。位相ロックループ型の
同調制御方式を採用する場合には、低周波数で発振器７
が信頼性のある発振を行うことが特に重要である。通常
、位相ロックループ同調制御装置は、局部発振信号の非
常に高い周波数を、チャンネル番号に従ってプログラマ
ブル分周器て分周し、基準周波数と比較して同調電圧を
生成するという処理の前に、予め分周するためのプリス
ケーラと呼ばれる分周器を備えている。
いくつかのプリスケーラは発振するという望ましくない
傾向を示す。局部発振器が信頼性のある発振動作をしな
いと、位相ロックループは局部発振信号に応答せずに、
プリスケーラの発振信号に応答してしまう可能性がある
。プリスケーラの発振の周波数は高い傾向かあるので、
位相ロックループは同調電圧を減じて、局部発振器の発
振の感知された周波数を低くしようとする。このために
、局部発振器の発振の使方かさらに低下し、位相ロック
ループは誤った周波数にロックされてしまう。従って、
範囲拡張回路網２０５は、周波数ロックループのような
位相ロックループ型あるいは他の形式の閉ループ周波数
合成同調制御装置を使用する時、特に効果的である。
傾向を示す。局部発振器が信頼性のある発振動作をしな
いと、位相ロックループは局部発振信号に応答せずに、
プリスケーラの発振信号に応答してしまう可能性がある
。プリスケーラの発振の周波数は高い傾向かあるので、
位相ロックループは同調電圧を減じて、局部発振器の発
振の感知された周波数を低くしようとする。このために
、局部発振器の発振の使方かさらに低下し、位相ロック
ループは誤った周波数にロックされてしまう。従って、
範囲拡張回路網２０５は、周波数ロックループのような
位相ロックループ型あるいは他の形式の閉ループ周波数
合成同調制御装置を使用する時、特に効果的である。
第２図にかえって、前にも述べたように、ＲＦ段３のＦ
ＥＴ増幅器４００に対する同調回路５００は局部発振器
７のＦＥＴ増幅器１００の同調回路３００と同じく、直
列回路である。この直列同調回路５００は、同調帯域に
応じて、バラクタダイオード５１３（実際には並列接続
した２個のバラクタダイオード）と共に別々の直列同調
回路を構成するように接続される複数のインダクタ５０
１，５０３．５０５．５０７．５０９及び５１１を含ん
でいる。どの直列同調回路構成を採るかは、帯域切換電
圧ＢＳＩとＢＳ２のレベルにより導通か制御される帯域
切換ダイオード５１５．５１７及び５１９によって決め
る。ＲＦ入力信号はインダクタ５０３と５０５の相互接
続点に供給される。この直列同調回路５００は結合キャ
パシタ５２１を介してＦ Ｅ Ｔ ４０１第１のゲート
電極（Ｇｌ）に結合されている。
ＥＴ増幅器４００に対する同調回路５００は局部発振器
７のＦＥＴ増幅器１００の同調回路３００と同じく、直
列回路である。この直列同調回路５００は、同調帯域に
応じて、バラクタダイオード５１３（実際には並列接続
した２個のバラクタダイオード）と共に別々の直列同調
回路を構成するように接続される複数のインダクタ５０
１，５０３．５０５．５０７．５０９及び５１１を含ん
でいる。どの直列同調回路構成を採るかは、帯域切換電
圧ＢＳＩとＢＳ２のレベルにより導通か制御される帯域
切換ダイオード５１５．５１７及び５１９によって決め
る。ＲＦ入力信号はインダクタ５０３と５０５の相互接
続点に供給される。この直列同調回路５００は結合キャ
パシタ５２１を介してＦ Ｅ Ｔ ４０１第１のゲート
電極（Ｇｌ）に結合されている。
第１のゲート電極（Ｇ１）を分路するようにバラクタダ
イオード５２３か結合されている。このタイオート５２
３はそのキャパシタンスが同調電圧（ＴＶ）の大きさの
変化に応答して、バラクタダイオード５１３と同じ向き
に変化するような極性で接続されている。バラクタダイ
オード５２３は、直列同調回路５００が呈するインピー
ダンスと増幅器４００の入力（Ｇ１）に呈されるインピ
ーダンスとが、同調範囲全体を通じて最適な電力転送が
行われるように、より緊密にマツチするように働く。
イオード５２３か結合されている。このタイオート５２
３はそのキャパシタンスが同調電圧（ＴＶ）の大きさの
変化に応答して、バラクタダイオード５１３と同じ向き
に変化するような極性で接続されている。バラクタダイ
オード５２３は、直列同調回路５００が呈するインピー
ダンスと増幅器４００の入力（Ｇ１）に呈されるインピ
ーダンスとが、同調範囲全体を通じて最適な電力転送が
行われるように、より緊密にマツチするように働く。
ＲＦ段３の増幅器５００に対するバラクタダイオード５
２３の機能は局部発振器７の増幅器１０Ｇに設けられた
範囲拡張用バラクタダイオード２０９の機能と同じでは
ない。しかし、これら２個の同様に接続されたダイオー
ドを用いることにより、同調構成が同じようなものとな
り、従って、ＲＦ段３と局部発振器７との間のトラッキ
ングが良好になる。
２３の機能は局部発振器７の増幅器１０Ｇに設けられた
範囲拡張用バラクタダイオード２０９の機能と同じでは
ない。しかし、これら２個の同様に接続されたダイオー
ドを用いることにより、同調構成が同じようなものとな
り、従って、ＲＦ段３と局部発振器７との間のトラッキ
ングが良好になる。
インダクタ５１１はバラクタダイオード５１３と増幅器
５（１０の入力（Ｇ１）との間に直列に接続されており
、局部発振器７における増幅器１００の入力（Ｇｌ）と
バラクタダイオード３０７の間のインダクタ３０５の同
様のｖｃｂｃ構成に相当する。この同調構成の類似性も
ＲＦ段３と局部発振器７の間のトラッキングに資する。
５（１０の入力（Ｇ１）との間に直列に接続されており
、局部発振器７における増幅器１００の入力（Ｇｌ）と
バラクタダイオード３０７の間のインダクタ３０５の同
様のｖｃｂｃ構成に相当する。この同調構成の類似性も
ＲＦ段３と局部発振器７の間のトラッキングに資する。
ＦＥＴ増幅器４０１の第２のゲート電極はＲＦ倍信号関
して接地点に側路されているが、一方、増幅器４００の
利得を信号強度の関数として制御するために受信機のＩ
Ｆ段から自動利得制御（ＡＧＣ）７ｆｆ：圧がこの第２
のゲート電極に供給されている。
して接地点に側路されているが、一方、増幅器４００の
利得を信号強度の関数として制御するために受信機のＩ
Ｆ段から自動利得制御（ＡＧＣ）７ｆｆ：圧がこの第２
のゲート電極に供給されている。
前に述べたように、ＦＥＴ増幅器４００の出力は２個の
誘導的に結合された直列同調回路６０１と６０３を含む
二重同調フィルタ６００を通してＦＥＴ増幅器７００の
入力に結合されている。直列同調回路６０１と６０３は
、それぞれ、バラクタダイオード６１７に直列に接続さ
れた複数のインダクタ６０５．６０７及び６０９と、バ
ラクタダイオード６１９に直列に接続された複数のイン
ダクタ６１１．６１３及び６１５を含んでいる。さらに
、この同調回路６旧と６０３は、それぞれ、帯域切換ダ
イオード６２１と６２３及び６２５と６３７を含んでい
る。同調回路６０１は結合キャパシタ６２９を通してＦ
ＥＴ増幅器４００の出力（Ｄ）に結合されている。イン
ピーダンスマツチング用バラクタダイオード６３１がＦ
ＥＴｍ＠器４００器用００Ｄ）を分路するように接続さ
れており、このダイオード６３１は増幅器４００の入力
（Ｇｌ）を分路するインピーダンスマツチング用バラク
タタイオート５２３と同様の機能を持っている。
誘導的に結合された直列同調回路６０１と６０３を含む
二重同調フィルタ６００を通してＦＥＴ増幅器７００の
入力に結合されている。直列同調回路６０１と６０３は
、それぞれ、バラクタダイオード６１７に直列に接続さ
れた複数のインダクタ６０５．６０７及び６０９と、バ
ラクタダイオード６１９に直列に接続された複数のイン
ダクタ６１１．６１３及び６１５を含んでいる。さらに
、この同調回路６旧と６０３は、それぞれ、帯域切換ダ
イオード６２１と６２３及び６２５と６３７を含んでい
る。同調回路６０１は結合キャパシタ６２９を通してＦ
ＥＴ増幅器４００の出力（Ｄ）に結合されている。イン
ピーダンスマツチング用バラクタダイオード６３１がＦ
ＥＴｍ＠器４００器用００Ｄ）を分路するように接続さ
れており、このダイオード６３１は増幅器４００の入力
（Ｇｌ）を分路するインピーダンスマツチング用バラク
タタイオート５２３と同様の機能を持っている。
これに対応するインピーダンスマツチング用バラクタダ
イオード６３３かＦＥＴ増幅器７００の入力を分路する
ように接続されている。インダクタ６１１とＦＥＴＸｔ
幅器７００の入力との間に直列に別のバラクタタイオー
ド６３５が接続されており、これもインピーダンスマウ
チング装置として働く。インダクタ６０９は増幅器４０
０の出力（Ｄ）とバラクタダイオード６】７の間に直列
に接続されており、インダクタ６１５は増幅器７００の
入力バラクタダイオード６１９との間に直列に接続され
ている。ＲＦ増幅器４００に付設のインダクタ５１１及
び局部発振器７のインダクタ３０５と同様、インダクタ
６０５と６１１はそれぞれのバラクタタイオードを浮遊
容量ｈ）＾心情１．ていス 才さ 同摺回Ｖ名Ｆｉｎ＋
＞−Ｒｎ３ Ｌ士局部発振器７の同調回路３００と同
じように構成されており、同じように負荷か与えられる
（ＦＥＴのゲート電極にも比較的高いインピーダンスか
現われる）のて、ＲＦ段３と局部発振器７との間のトラ
ッキング特性が改善される。
イオード６３３かＦＥＴ増幅器７００の入力を分路する
ように接続されている。インダクタ６１１とＦＥＴＸｔ
幅器７００の入力との間に直列に別のバラクタタイオー
ド６３５が接続されており、これもインピーダンスマウ
チング装置として働く。インダクタ６０９は増幅器４０
０の出力（Ｄ）とバラクタダイオード６】７の間に直列
に接続されており、インダクタ６１５は増幅器７００の
入力バラクタダイオード６１９との間に直列に接続され
ている。ＲＦ増幅器４００に付設のインダクタ５１１及
び局部発振器７のインダクタ３０５と同様、インダクタ
６０５と６１１はそれぞれのバラクタタイオードを浮遊
容量ｈ）＾心情１．ていス 才さ 同摺回Ｖ名Ｆｉｎ＋
＞−Ｒｎ３ Ｌ士局部発振器７の同調回路３００と同
じように構成されており、同じように負荷か与えられる
（ＦＥＴのゲート電極にも比較的高いインピーダンスか
現われる）のて、ＲＦ段３と局部発振器７との間のトラ
ッキング特性が改善される。
ＲＦ段３と局部発振器７に同様の同調回路及び増幅器構
成を採用したことにより、トラッキング特性は向上する
が、この実施例における比較的広い同調範囲を考えると
、トラッキングをさらに増強する構成を用いることがよ
り望ましいことがわかった。詳しく述べると、第１図を
参照すると、帯域切換ダイオード３３３と小さな値のキ
ャパシタ３３５の直列接続体がバラクタダイオード３０
７とインダクタ３０５の直列接続体の両端間に接続され
ている。帯域切換電圧ＢＳＩかフィルタキャパシタ３３
７と分離抵抗３３９を含む回路網を通して帯域切換ダイ
オード３３３の陰極に供給されている。帯域切換ダイオ
ード３３３の陽極はインダクタ３０１と３０３を介して
信号接地点に結合されている。帯域切換ダイオード３３
３は、帯域切換電圧ＢＳＩが低レベル（−１２Ｖ ）の
時、最も低い同調範囲で導通状態とされる。また、付加
されたキャパシタンスは最も低い同ｍＷＡ囲の上方周波
数端におけるトラッキングを助けることかわかった。
成を採用したことにより、トラッキング特性は向上する
が、この実施例における比較的広い同調範囲を考えると
、トラッキングをさらに増強する構成を用いることがよ
り望ましいことがわかった。詳しく述べると、第１図を
参照すると、帯域切換ダイオード３３３と小さな値のキ
ャパシタ３３５の直列接続体がバラクタダイオード３０
７とインダクタ３０５の直列接続体の両端間に接続され
ている。帯域切換電圧ＢＳＩかフィルタキャパシタ３３
７と分離抵抗３３９を含む回路網を通して帯域切換ダイ
オード３３３の陰極に供給されている。帯域切換ダイオ
ード３３３の陽極はインダクタ３０１と３０３を介して
信号接地点に結合されている。帯域切換ダイオード３３
３は、帯域切換電圧ＢＳＩが低レベル（−１２Ｖ ）の
時、最も低い同調範囲で導通状態とされる。また、付加
されたキャパシタンスは最も低い同ｍＷＡ囲の上方周波
数端におけるトラッキングを助けることかわかった。
東芝製のｌ５Ｖ１６１型バラクタダイオード及びシーメ
ンス製のＢＦ９９４型ＦＥＴまたは日立型３３に１３７
ＦＥＴが各図に示した回路で使用するに適している。
ンス製のＢＦ９９４型ＦＥＴまたは日立型３３に１３７
ＦＥＴが各図に示した回路で使用するに適している。
以上、この発明をチューナのＶＨＦ部について説明した
か、同じ＜ ＵＨＦ部にも実施できる。ＵＨＦ用には、
局部発振器７の条件材は回路網２０口のキャパシタ２０
３は内部キャパシタンス素子とすることができる。その
他の改変も特許請求の範囲に示されたこの発明の範囲内
である。
か、同じ＜ ＵＨＦ部にも実施できる。ＵＨＦ用には、
局部発振器７の条件材は回路網２０口のキャパシタ２０
３は内部キャパシタンス素子とすることができる。その
他の改変も特許請求の範囲に示されたこの発明の範囲内
である。
第１図はこの発明を実施したテレビジョン受像機のチュ
ーナを示す回路図、 第１ａ図は第１図の局部発振器１つの特徴の説明に供す
る等価回路図、 第１ｂ図は第１図の局部発振器の改変を示す回路図、 第１ｃ図は第１ｂ図に示す回路の改変の説明に供する等
価回路図、 第２図は第１図にブロワつて示したチューナのＲＦ段の
詳細を示す回路図である。 １０１・・・・増幅装首、２００・・・・発振条件材は
手段、３００・・・・周波数決定手段、１１９・・・・
出力手段、９・・・・同調制御手段、３０７・・・・第
１の可調整キャパシタンス手段、２０７．２０９・・・
・第２の可調整キャパシタンス手段。
ーナを示す回路図、 第１ａ図は第１図の局部発振器１つの特徴の説明に供す
る等価回路図、 第１ｂ図は第１図の局部発振器の改変を示す回路図、 第１ｃ図は第１ｂ図に示す回路の改変の説明に供する等
価回路図、 第２図は第１図にブロワつて示したチューナのＲＦ段の
詳細を示す回路図である。 １０１・・・・増幅装首、２００・・・・発振条件材は
手段、３００・・・・周波数決定手段、１１９・・・・
出力手段、９・・・・同調制御手段、３０７・・・・第
１の可調整キャパシタンス手段、２０７．２０９・・・
・第２の可調整キャパシタンス手段。
Claims (1)
- （１）両端が第１と第２の電極で終端する導電路とこの
導電路の導通を制御するための制御電極とを有する増幅
装置と、 上記制御電極と第１の電極との間に結合されていて、上
記増幅装置が所定の範囲内で発振するように条件を整え
る発振条件付け手段と、 上記制御電極と基準電位点との間に直列に結合された同
調制御信号に応答する第１の可制御キャパシタンス手段
とインダクタンス素子とを含み、上記増幅装置の個々の
発振周波数を決定する周波数決定手段と、 上記第２の電極において上記発振周波数の出力信号を取
出す出力手段と、 上記同調制御信号を生成する同調制御手段と、を含み、 上記発振条件付け手段は、同じく上記同調制御信号に応
答し、上記所定範囲内で意味のあるインピーダンスを持
つようないかなる素子をも介することなく上記制御電極
と基準電位点との間に直接接続されている上記増幅装置
が上記所定範囲全体に亙って発振することを確実にする
ための第２の可制御キャパシタンス手段を含むものであ
る発振装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/935,438 US4743866A (en) | 1986-11-26 | 1986-11-26 | Wide range oscillator |
| US935438 | 1992-08-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63142706A true JPS63142706A (ja) | 1988-06-15 |
| JPH0738533B2 JPH0738533B2 (ja) | 1995-04-26 |
Family
ID=25467131
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62297285A Expired - Fee Related JPH0738533B2 (ja) | 1986-11-26 | 1987-11-25 | 発振装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4743866A (ja) |
| EP (1) | EP0270298B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0738533B2 (ja) |
| KR (1) | KR960003169B1 (ja) |
| CA (1) | CA1295699C (ja) |
| DE (1) | DE3788196T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02301211A (ja) * | 1989-04-14 | 1990-12-13 | Thomson Consumer Electron Inc | 発振器 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4703286A (en) * | 1986-11-26 | 1987-10-27 | Rca Corporation | Dual gate tunable oscillator |
| US4783849A (en) * | 1986-11-26 | 1988-11-08 | Rca Licensing Corporation | FET tuner |
| FI95522C (fi) * | 1992-11-27 | 1996-02-12 | Nokia Mobile Phones Ltd | Jänniteohjattu oskillaattori, jolla on laaja taajuusalue |
| FR2704109A1 (fr) * | 1993-04-14 | 1994-10-21 | Philips Composants | Oscillateur à fréquence commandée par tension. |
| US6194976B1 (en) | 1999-03-29 | 2001-02-27 | Qualcomm Incorporated | Multiple band voltage controlled oscillator using impedance scaling |
| US6504443B1 (en) | 2000-05-17 | 2003-01-07 | Nec America, Inc., | Common anode varactor tuned LC circuit |
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| JPS61109215U (ja) * | 1984-12-21 | 1986-07-10 | ||
| JPS61202502A (ja) * | 1985-02-28 | 1986-09-08 | アールシーエー ライセンシング コーポレーシヨン | テレビジヨン受像機用局部発振器 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5249688B2 (ja) * | 1972-02-25 | 1977-12-19 | ||
| US4316108A (en) * | 1979-09-25 | 1982-02-16 | Rogers Jr Walter M | Tracking filter for FM threshold extension |
| US4288875A (en) * | 1980-02-08 | 1981-09-08 | Rca Corporation | Controlled local oscillator with apparatus for extending its frequency range |
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| US4503402A (en) * | 1982-08-19 | 1985-03-05 | General Electric Company | Voltage controlled oscillator having approximately constant modulation sensitivity |
| JPS5970026A (ja) * | 1982-10-13 | 1984-04-20 | Hitachi Ltd | 発振回路 |
| FR2545667B1 (fr) * | 1983-05-06 | 1985-07-12 | Portenseigne | Boucle a verrouillage de phase et dispositif de demodulation de signaux modules en frequence comprenant une telle boucle |
| US4703286A (en) * | 1986-11-26 | 1987-10-27 | Rca Corporation | Dual gate tunable oscillator |
| US4783849A (en) * | 1986-11-26 | 1988-11-08 | Rca Licensing Corporation | FET tuner |
-
1986
- 1986-11-26 US US06/935,438 patent/US4743866A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-11-25 JP JP62297285A patent/JPH0738533B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1987-11-25 DE DE3788196T patent/DE3788196T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-11-25 EP EP87310386A patent/EP0270298B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-11-25 KR KR1019870013288A patent/KR960003169B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1987-11-26 CA CA000552851A patent/CA1295699C/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5911507U (ja) * | 1982-07-15 | 1984-01-24 | 三菱電機株式会社 | デユアルゲ−トｆｅｔ発振器 |
| JPS61109215U (ja) * | 1984-12-21 | 1986-07-10 | ||
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0270298A3 (en) | 1989-08-16 |
| KR880006835A (ko) | 1988-07-25 |
| EP0270298B1 (en) | 1993-11-18 |
| EP0270298A2 (en) | 1988-06-08 |
| US4743866A (en) | 1988-05-10 |
| CA1295699C (en) | 1992-02-11 |
| JPH0738533B2 (ja) | 1995-04-26 |
| DE3788196D1 (de) | 1993-12-23 |
| KR960003169B1 (ko) | 1996-03-05 |
| DE3788196T2 (de) | 1994-06-01 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |