JPS63141401A - 可同調発振器 - Google Patents
可同調発振器Info
- Publication number
- JPS63141401A JPS63141401A JP62297284A JP29728487A JPS63141401A JP S63141401 A JPS63141401 A JP S63141401A JP 62297284 A JP62297284 A JP 62297284A JP 29728487 A JP29728487 A JP 29728487A JP S63141401 A JPS63141401 A JP S63141401A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- tuning
- oscillation
- circuit
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 40
- 230000003750 conditioning effect Effects 0.000 claims description 5
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 5
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 4
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 24
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 4
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 4
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 239000011324 bead Substances 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000001143 conditioned effect Effects 0.000 description 1
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
- MBYLVOKEDDQJDY-UHFFFAOYSA-N tris(2-aminoethyl)amine Chemical compound NCCN(CCN)CCN MBYLVOKEDDQJDY-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1228—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more field effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1203—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier being a single transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
- H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1296—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the feedback circuit comprising a transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/0002—Types of oscillators
- H03B2200/0008—Colpitts oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/004—Circuit elements of oscillators including a variable capacitance, e.g. a varicap, a varactor or a variable capacitance of a diode or transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/0048—Circuit elements of oscillators including measures to switch the frequency band, e.g. by harmonic selection
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/0056—Circuit elements of oscillators including a diode used for switching
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
- H03B2201/02—Varying the frequency of the oscillations by electronic means
- H03B2201/0208—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being an element with a variable capacitance, e.g. capacitance diode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈発明の分野〉
この発明は、例えば同調装置の局部発振器として使用し
得る可同調発振器に関するものである。
得る可同調発振器に関するものである。
〈発明の背景〉
一般に、ラジオやテレビジョン受信機用の同調装置には
、複数の受信ＲＦ信号から所望の局あるいはチャンネル
に対応するＲＦ倍信号選択する可同調ＲＦ段、所望の局
あるいはチャンネルに対応する周波数を持った局部発振
信号を発生する可同調局部発振器及び選択されたＲＦ倍
信号局部発振信号とヘテロダインしてＲＦ倍信号対応す
るＩＦ信号を生成するミクサな備えている。
、複数の受信ＲＦ信号から所望の局あるいはチャンネル
に対応するＲＦ倍信号選択する可同調ＲＦ段、所望の局
あるいはチャンネルに対応する周波数を持った局部発振
信号を発生する可同調局部発振器及び選択されたＲＦ倍
信号局部発振信号とヘテロダインしてＲＦ倍信号対応す
るＩＦ信号を生成するミクサな備えている。
局部発振器は、ミクサを信頼性をもって駆動するために
充分な振幅の局部発振信号を発生し、また、効率的な電
力の伝達を行うためにミクサの入力インピータンスに適
合する出力インピータンスな提供するものでなければな
らない。さらに１局部発振器は、ミクサがその局部発振
器の動作に重大な妨害を与えることがないように構成せ
ねばならない。これらの要求を満たずために、局部発振
器と共に別のバッファ増幅器を用いることもてきるか、
あまり経済的てはない。
充分な振幅の局部発振信号を発生し、また、効率的な電
力の伝達を行うためにミクサの入力インピータンスに適
合する出力インピータンスな提供するものでなければな
らない。さらに１局部発振器は、ミクサがその局部発振
器の動作に重大な妨害を与えることがないように構成せ
ねばならない。これらの要求を満たずために、局部発振
器と共に別のバッファ増幅器を用いることもてきるか、
あまり経済的てはない。
〈発明の概要〉
この発明によれば、デュアルゲート電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）か自己バッファ型の可同調発振器として構
成される。すなわち、このＦＥＴは第１のゲート電極か
発振の条件を整えるための回路網を通してソース電極と
、またバラクタダイオードとインタフタンス素子とを含
み必要な発振周波数を決定するための同調回路とに結合
され、第２のゲート電極か基準電位点に結合され、出力
かドレン電極から取出されるカスコード構成に構成され
ている。
タ（ＦＥＴ）か自己バッファ型の可同調発振器として構
成される。すなわち、このＦＥＴは第１のゲート電極か
発振の条件を整えるための回路網を通してソース電極と
、またバラクタダイオードとインタフタンス素子とを含
み必要な発振周波数を決定するための同調回路とに結合
され、第２のゲート電極か基準電位点に結合され、出力
かドレン電極から取出されるカスコード構成に構成され
ている。
〈推奨実施例の説明〉
第１図にはＶＨＦ放送チャンネル及びＶＨＦケーフルチ
ャンネル用のテレビジョン受像機のチューナのＶＨＦ部
が示されている。尚、第１図、第１ａ図、第１ｂ図、第
１ｃ図及び第２図において、回路素子の値の一例をカッ
コ内に示しであるが、特別の表示がない限り、抵抗値の
単位はΩ、容量値の単位はｐＦ、インタフタンス値の単
位はｎｉｌてあり、かつ、Ｋはキロ、Ｍはメガ、ルはマ
イクロを表わす。第１図において、アンテナあるいはケ
ーブル配給回路網のような信号源（図示せず）から供給
されたＲＦ倍信号ＲＦ入力ｌを通して可同調ＲＦ段３に
供給される。ＲＦ段３は同調電圧（ＴＶ）の大きさに応
して、所望のチャンネルに対応するＲＦ倍信号選択する
。選択されたＲＦ倍信号ミクサ５に供給され、そこて局
部発振器（ＬＯ）７によって生成された局部発振信号と
ヘテロタインされる。局部発振器７の発振周波数は選択
されたＲＦ倍信号対応するＩＦ倍信号生成するための同
調電圧の大きさに応じて制御される。
ャンネル用のテレビジョン受像機のチューナのＶＨＦ部
が示されている。尚、第１図、第１ａ図、第１ｂ図、第
１ｃ図及び第２図において、回路素子の値の一例をカッ
コ内に示しであるが、特別の表示がない限り、抵抗値の
単位はΩ、容量値の単位はｐＦ、インタフタンス値の単
位はｎｉｌてあり、かつ、Ｋはキロ、Ｍはメガ、ルはマ
イクロを表わす。第１図において、アンテナあるいはケ
ーブル配給回路網のような信号源（図示せず）から供給
されたＲＦ倍信号ＲＦ入力ｌを通して可同調ＲＦ段３に
供給される。ＲＦ段３は同調電圧（ＴＶ）の大きさに応
して、所望のチャンネルに対応するＲＦ倍信号選択する
。選択されたＲＦ倍信号ミクサ５に供給され、そこて局
部発振器（ＬＯ）７によって生成された局部発振信号と
ヘテロタインされる。局部発振器７の発振周波数は選択
されたＲＦ倍信号対応するＩＦ倍信号生成するための同
調電圧の大きさに応じて制御される。
同調制御ユニット９か同調制御電圧を発生する。この同
調制御ユニット９は、所望チャンネルの同調帯域に従っ
てＲＦ段３と局部発振器７との周波数選択同調回路中に
含められるべきインダクタを選択するための帯域切換電
圧（ＢＳＩとＢ５２）も発生する。−例を挙げると、同
調制御ユニット９は、所望チャンネルのチャンネル番号
を表わす２進コート化データを適切な大きさの同調電圧
に変換する位相ロックループ（ＰＬＬ）型周波数合成器
とチャンネル番号の２進コード化データに応答して適切
な帯域切換電圧を発生する論理回路網を含んている。
調制御ユニット９は、所望チャンネルの同調帯域に従っ
てＲＦ段３と局部発振器７との周波数選択同調回路中に
含められるべきインダクタを選択するための帯域切換電
圧（ＢＳＩとＢ５２）も発生する。−例を挙げると、同
調制御ユニット９は、所望チャンネルのチャンネル番号
を表わす２進コート化データを適切な大きさの同調電圧
に変換する位相ロックループ（ＰＬＬ）型周波数合成器
とチャンネル番号の２進コード化データに応答して適切
な帯域切換電圧を発生する論理回路網を含んている。
帯域切換電圧ＢＳＩとＢＳ２は、低レベル、例えば、−
１２■と、高レベル、例えば、＋１２■のいずれかのレ
ベルをとることかできる。同調帯域（例えば米国におけ
る）と帯域切換電圧ＢＳＩとＢＳ２のそれぞれのレベル
は次の表の通りである。
１２■と、高レベル、例えば、＋１２■のいずれかのレ
ベルをとることかできる。同調帯域（例えば米国におけ
る）と帯域切換電圧ＢＳＩとＢＳ２のそれぞれのレベル
は次の表の通りである。
低 低 ２〜６ ５５〜８８ １０１〜
１２９高 低 Ａ−５〜１３ ９１〜２１６
１３７〜２５７高 高 Ｊ 〜９１＋２８ ２
１７〜４６８ ２６３〜５０９局部発振器７は、第１の
ゲート電極（Ｇ１）、第２のゲート電極（Ｇ２）及び一
端がソース電極（Ｓ）に、他端かドレン電極（Ｄ）に接
続されるＮ型導電チャンネルを有するデュアルゲートＮ
チャンネル金属酸化物半導体（ＭＯＳ）電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）１０１を含んでいる。ゲート電極の電
圧が導電チャンネルの導通の程度を決める。正の供給電
圧（Ｂ＋）、例えば、＋Ｉ２Ｖの電圧源か、ＶＨＦチャ
ンネルか選択された時、チューナ制御ユニット９によっ
て供給される。この正の供給電圧は抵抗１０３とキャパ
シタ１０５を含む低域通過フィルタにより濾波される。
１２９高 低 Ａ−５〜１３ ９１〜２１６
１３７〜２５７高 高 Ｊ 〜９１＋２８ ２
１７〜４６８ ２６３〜５０９局部発振器７は、第１の
ゲート電極（Ｇ１）、第２のゲート電極（Ｇ２）及び一
端がソース電極（Ｓ）に、他端かドレン電極（Ｄ）に接
続されるＮ型導電チャンネルを有するデュアルゲートＮ
チャンネル金属酸化物半導体（ＭＯＳ）電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）１０１を含んでいる。ゲート電極の電
圧が導電チャンネルの導通の程度を決める。正の供給電
圧（Ｂ＋）、例えば、＋Ｉ２Ｖの電圧源か、ＶＨＦチャ
ンネルか選択された時、チューナ制御ユニット９によっ
て供給される。この正の供給電圧は抵抗１０３とキャパ
シタ１０５を含む低域通過フィルタにより濾波される。
電源帰路は信号接地点に接続されている。ゲート電極に
接続された抵抗１０７．１０９．１１１及び１１３を含
む分圧回路網か線形増幅器として動作するようにＦ Ｅ
Ｔ １０１をバイアスしている。抵抗１０９はＦＥＴ
の不所望な寄生発振を防止する働きをしている。
接続された抵抗１０７．１０９．１１１及び１１３を含
む分圧回路網か線形増幅器として動作するようにＦ Ｅ
Ｔ １０１をバイアスしている。抵抗１０９はＦＥＴ
の不所望な寄生発振を防止する働きをしている。
局部発振器７において、増幅器１００は、ＦＥＴ１０１
の第１のゲート電極（Ｇ１）を入力とし、第２のゲート
電極（Ｇ２）を側路キャパシタ１１５を介して信号接地
点に実効的に接続しくこの場合、抵抗１０９は非常に小
さな値を持つものとする）、ソース電極（Ｓ）を抵抗１
１７を通して信号接地点に結合し、かつ、ドレン電極（
Ｄ）を出力して用いたカスコード増幅器として構成され
ている。ドレン電極（Ｄ）は負荷抵抗】１９を介してＢ
十電源導体に結合され、かつ、大きな値の直流阻止キャ
パシタ１２１を通してミクサ５に結合されている。
の第１のゲート電極（Ｇ１）を入力とし、第２のゲート
電極（Ｇ２）を側路キャパシタ１１５を介して信号接地
点に実効的に接続しくこの場合、抵抗１０９は非常に小
さな値を持つものとする）、ソース電極（Ｓ）を抵抗１
１７を通して信号接地点に結合し、かつ、ドレン電極（
Ｄ）を出力して用いたカスコード増幅器として構成され
ている。ドレン電極（Ｄ）は負荷抵抗】１９を介してＢ
十電源導体に結合され、かつ、大きな値の直流阻止キャ
パシタ１２１を通してミクサ５に結合されている。
負荷抵抗１１９とＢ十導体との間の導体上にフェライト
ビーズ１２３が誘導性交流阻止フィルタ素子として設け
られている。Ｆ Ｅ Ｔ １０１の構成は、第１のゲー
ト電極（Ｇｌ）、ソース電極（Ｓ）及び導電チャンネル
の下側端部か共通ソース増幅器として構成されており、
導電チャンネルの上側端部、第２のゲート電極（Ｇ２）
、及びトレン電極（Ｄ）か共通ゲート増幅器として構成
されているので、カスコード増幅器と考えることがてき
る。
ビーズ１２３が誘導性交流阻止フィルタ素子として設け
られている。Ｆ Ｅ Ｔ １０１の構成は、第１のゲー
ト電極（Ｇｌ）、ソース電極（Ｓ）及び導電チャンネル
の下側端部か共通ソース増幅器として構成されており、
導電チャンネルの上側端部、第２のゲート電極（Ｇ２）
、及びトレン電極（Ｄ）か共通ゲート増幅器として構成
されているので、カスコード増幅器と考えることがてき
る。
増幅器１００を発振状態にするための回路２００が、第
１のゲート電極（Ｇ１）とソース電極（Ｓ）との間に結
合されている。ある特定の発振周波数を決定する同調電
圧（ＴＶ）に応動する直列同調回路３００か第１のゲー
ト電極（Ｇｌ）と信号接地点間に結合されている。
１のゲート電極（Ｇ１）とソース電極（Ｓ）との間に結
合されている。ある特定の発振周波数を決定する同調電
圧（ＴＶ）に応動する直列同調回路３００か第１のゲー
ト電極（Ｇｌ）と信号接地点間に結合されている。
発振器７は次のようにして発振状態にされる。
一般に、増幅器は次の２つの条件が満足されると発振す
る。（１）増幅器の入力から出力への信号路と出力から
入力への信号路とを含むループ中の位相偏移が０てあり
、（２）ループの利得が１より大きい。発振器７の場合
は、第１のゲート電極（Ｇ１）、ソース電極（Ｓ）及び
導電チャンネルの下側端部な含むＦＥＴ増幅器１００の
部分が発振するように条件付けられる。この部分はＦ
Ｅ Ｔ １０１のカスコード増幅器構成の点からは共通
ソース増幅器であるか、一方、発振構成に関しては、第
１のゲート電極（Ｇ１）に入力を有し、ソース電極に出
力を有する共通ドレン又はソースホロワ増幅器である。
る。（１）増幅器の入力から出力への信号路と出力から
入力への信号路とを含むループ中の位相偏移が０てあり
、（２）ループの利得が１より大きい。発振器７の場合
は、第１のゲート電極（Ｇ１）、ソース電極（Ｓ）及び
導電チャンネルの下側端部な含むＦＥＴ増幅器１００の
部分が発振するように条件付けられる。この部分はＦ
Ｅ Ｔ １０１のカスコード増幅器構成の点からは共通
ソース増幅器であるか、一方、発振構成に関しては、第
１のゲート電極（Ｇ１）に入力を有し、ソース電極に出
力を有する共通ドレン又はソースホロワ増幅器である。
ソース電極（Ｓ）の共通ドレン増幅器構成の出力と第１
のゲート電極（Ｇ１）の入力との間に接続された発振条
件付は回路網２００はソース電極（Ｓ）と信号接地点間
で抵抗１１７に並列に接続されたキャパシタ２０１と、
ソース電極（Ｓ）と第１のゲート電極（Ｇ １ ）との
間に接続されたキャパシタ２０３とを含んでいる。
のゲート電極（Ｇ１）の入力との間に接続された発振条
件付は回路網２００はソース電極（Ｓ）と信号接地点間
で抵抗１１７に並列に接続されたキャパシタ２０１と、
ソース電極（Ｓ）と第１のゲート電極（Ｇ １ ）との
間に接続されたキャパシタ２０３とを含んでいる。
発振を起こさせるための位相偏移の要件に関しては、入
力（Ｇ１）と出力（Ｓ）との間には実質的な位相偏移は
なく、出力（Ｓ）と入力（Ｇｌ）との間にはキャパシタ
２０１による位相の遅れとそれに対抗するキャパシタ２
０３による位相の進みかある。発振に対する利得の要件
については、入力（Ｇ１）と出力（Ｓ）の間にはソース
ホロワ動作のために１よりいくらか小さな電圧利得があ
るか、出力（Ｓ）と入力（Ｇｌ）との間にはキャパシタ
２０１と２０３による電圧の増加（ステップアップ）か
ある。結果として、発振の条件は満たされ、ソースホロ
ワ構成は同調回路３００によって決められる周波数で発
振する。ソース電極（Ｓ）に接続された抵抗１１７と導
電チャンネルとを流れる電流は発振に伴って変化し、従
って、ドレン電極（Ｄ）に接続された負荷抵抗１１９の
両端間の電圧も変化する。
力（Ｇ１）と出力（Ｓ）との間には実質的な位相偏移は
なく、出力（Ｓ）と入力（Ｇｌ）との間にはキャパシタ
２０１による位相の遅れとそれに対抗するキャパシタ２
０３による位相の進みかある。発振に対する利得の要件
については、入力（Ｇ１）と出力（Ｓ）の間にはソース
ホロワ動作のために１よりいくらか小さな電圧利得があ
るか、出力（Ｓ）と入力（Ｇｌ）との間にはキャパシタ
２０１と２０３による電圧の増加（ステップアップ）か
ある。結果として、発振の条件は満たされ、ソースホロ
ワ構成は同調回路３００によって決められる周波数で発
振する。ソース電極（Ｓ）に接続された抵抗１１７と導
電チャンネルとを流れる電流は発振に伴って変化し、従
って、ドレン電極（Ｄ）に接続された負荷抵抗１１９の
両端間の電圧も変化する。
Ｆ Ｅ Ｔ １０１のカスコード増幅器構成は、いくつ
かの点て利点がある。第２のゲート電極（Ｇ２）を信号
接地点へ側路することによって形成される共通ゲート増
幅器部分は、発振部分なミクサ５から実質的に分離する
と同時に、別のバッファ増幅装置を用いることなく、適
当な信号及びインピーダンスレベルてミクサ５を駆動し
得るようにする。この共通ゲート増幅器部分のために、
実質的な接地点が共通ソース増幅器部の出力において実
効的に呈され、例えは、ＲＦ段３からミクサに結合され
るＲＦ倍信号振幅変動なとのためにミクサが呈するイン
ピータンス変動か発振周波数にも生しさせる条件にも実
質的に影響することかないようになる。さらに、上記の
分離のために、ミクサ５の駆動要件を発振に必要な条件
を満足させるために変更する必要がなくなる。
かの点て利点がある。第２のゲート電極（Ｇ２）を信号
接地点へ側路することによって形成される共通ゲート増
幅器部分は、発振部分なミクサ５から実質的に分離する
と同時に、別のバッファ増幅装置を用いることなく、適
当な信号及びインピーダンスレベルてミクサ５を駆動し
得るようにする。この共通ゲート増幅器部分のために、
実質的な接地点が共通ソース増幅器部の出力において実
効的に呈され、例えは、ＲＦ段３からミクサに結合され
るＲＦ倍信号振幅変動なとのためにミクサが呈するイン
ピータンス変動か発振周波数にも生しさせる条件にも実
質的に影響することかないようになる。さらに、上記の
分離のために、ミクサ５の駆動要件を発振に必要な条件
を満足させるために変更する必要がなくなる。
ＦＥＴ局部発振器７の他の有用な面は、これをＦＥＴ−
ＲＦ段と共に用いることによって実現される。テレビジ
ョン受像機に用いられるチューナの多くはデュアルゲー
トＦＥＴ−ＲＦ段を用いている。これはデュアルゲート
ＦＥＴ−ＲＦ段は、バイポーラトランジスタＲＥ段に比
較して、発生ずる歪みか比較的低く、かつ比較的高いイ
ンビーランスを有するためである。さらに、第２のゲー
ト電極か自動利得制御（ＡＧＣ）電圧を印加するための
便利な手段を提供する。ＲＦ段３として用いるに適した
デュアルゲートＦＥＴ−ＲＦ段を第２図に示し、以下、
詳細に説明する。簡単に言えば、第２図に示すＲＦ段は
、局部発振器７のＦＥＴ１０１ と同様に、第１のゲー
ト電極（Ｇ１）に入力を有し、第２のゲート電極（Ｇ２
）が側路キャパシタによって実効的に信号接地点に接続
され、ソース電極（Ｓ）が抵抗を介して信号接地点に結
合され、かつ、ドレン電極（Ｄ）から出力か取出される
ようなカスコード増幅器として構成されたデュアルゲー
トＮ型ＭＯ３ＦＥＴ４０１を含む増幅器４００を備えて
いる。ＲＦ入力１が同調電圧（ＴＶ）に応答する直列同
調回路５００を通してＦＥＴ増幅４００の入力（Ｇｌ）
に結合されている。ＦＥＴ増幅器４００の出力は、各々
か同調電圧（ＴＶ）に応動する２つの誘導的に結合され
た直列同調回路６０１と６０３からなる２重同調フィル
タ６００を介して、同じくカスコード構成に接続された
別のデュアルゲートＦＥＴ増幅器７００に結合されてい
る。デュアルゲートＦＥＴ増幅器７００の出力はミクサ
５に結合されている。ＲＦ段３と局部発振器７は同一装
置型式て同一構成の増幅器を有し、同様の同調構成を持
っているので、同調電圧に応答する周波数のトラッキン
ク性能は、ＲＦ増幅器かデュアルゲートＦＥＴ形式て局
部発振器がバイポーラ形式のものである従来の構成に比
して改善される。
ＲＦ段と共に用いることによって実現される。テレビジ
ョン受像機に用いられるチューナの多くはデュアルゲー
トＦＥＴ−ＲＦ段を用いている。これはデュアルゲート
ＦＥＴ−ＲＦ段は、バイポーラトランジスタＲＥ段に比
較して、発生ずる歪みか比較的低く、かつ比較的高いイ
ンビーランスを有するためである。さらに、第２のゲー
ト電極か自動利得制御（ＡＧＣ）電圧を印加するための
便利な手段を提供する。ＲＦ段３として用いるに適した
デュアルゲートＦＥＴ−ＲＦ段を第２図に示し、以下、
詳細に説明する。簡単に言えば、第２図に示すＲＦ段は
、局部発振器７のＦＥＴ１０１ と同様に、第１のゲー
ト電極（Ｇ１）に入力を有し、第２のゲート電極（Ｇ２
）が側路キャパシタによって実効的に信号接地点に接続
され、ソース電極（Ｓ）が抵抗を介して信号接地点に結
合され、かつ、ドレン電極（Ｄ）から出力か取出される
ようなカスコード増幅器として構成されたデュアルゲー
トＮ型ＭＯ３ＦＥＴ４０１を含む増幅器４００を備えて
いる。ＲＦ入力１が同調電圧（ＴＶ）に応答する直列同
調回路５００を通してＦＥＴ増幅４００の入力（Ｇｌ）
に結合されている。ＦＥＴ増幅器４００の出力は、各々
か同調電圧（ＴＶ）に応動する２つの誘導的に結合され
た直列同調回路６０１と６０３からなる２重同調フィル
タ６００を介して、同じくカスコード構成に接続された
別のデュアルゲートＦＥＴ増幅器７００に結合されてい
る。デュアルゲートＦＥＴ増幅器７００の出力はミクサ
５に結合されている。ＲＦ段３と局部発振器７は同一装
置型式て同一構成の増幅器を有し、同様の同調構成を持
っているので、同調電圧に応答する周波数のトラッキン
ク性能は、ＲＦ増幅器かデュアルゲートＦＥＴ形式て局
部発振器がバイポーラ形式のものである従来の構成に比
して改善される。
第１図にかえって、同調回路３００について詳述する。
前に述べたように、同調回路３００は直列間調回路であ
る。同調回路３００は、増幅器１００の入力（Ｇｌ）と
信号接地点の間て直流阻止キャパシタ３０９と直列に接
続されたインダクタ３０１．３０３．３０５及びバラク
タタイオード３０７とを含んでいる。インダクタ３０５
はバラクタタイオード３０７と増幅器１００の入力（Ｇ
１ ）の間に直列に結合されている。この構成は、イ
ンダクタ３０５がバラクタタイオード３０７を増幅器１
００の入力に現われる浮遊容量から分離するので効果的
な構成である。帯域切換ダイオード３１１．３１３及び
それぞれに付随して設けられた側路キャパシタ３１５．
３１７がインダクタ３０１と３０３の間の回路点とイン
ダクタ３０３と３０５の間の回路点を、帯域切換電圧Ｂ
ＳＩとＢＳ２のレベルに従って信号接地点に側路する。
る。同調回路３００は、増幅器１００の入力（Ｇｌ）と
信号接地点の間て直流阻止キャパシタ３０９と直列に接
続されたインダクタ３０１．３０３．３０５及びバラク
タタイオード３０７とを含んでいる。インダクタ３０５
はバラクタタイオード３０７と増幅器１００の入力（Ｇ
１ ）の間に直列に結合されている。この構成は、イ
ンダクタ３０５がバラクタタイオード３０７を増幅器１
００の入力に現われる浮遊容量から分離するので効果的
な構成である。帯域切換ダイオード３１１．３１３及び
それぞれに付随して設けられた側路キャパシタ３１５．
３１７がインダクタ３０１と３０３の間の回路点とイン
ダクタ３０３と３０５の間の回路点を、帯域切換電圧Ｂ
ＳＩとＢＳ２のレベルに従って信号接地点に側路する。
帯域切換電圧ＢＳＩとＢＳ２は、それぞれ、高い値の分
離抵抗３１９と３１８とを介して帯域切換タイオート３
１１と３１３とに供給される。同調電圧（ＴＶ）は抵抗
３２５とキャパシタ３２７を含む低域通過フィルタによ
り濾波され、分離用抵抗３２１と３２３及びインダクタ
３０５を通してバラクタ・タイオート３０７の陰極に供
給される。
離抵抗３１９と３１８とを介して帯域切換タイオート３
１１と３１３とに供給される。同調電圧（ＴＶ）は抵抗
３２５とキャパシタ３２７を含む低域通過フィルタによ
り濾波され、分離用抵抗３２１と３２３及びインダクタ
３０５を通してバラクタ・タイオート３０７の陰極に供
給される。
発振条件付け回路２００に付設されている発振範囲回路
２０５は、対象とする周波数範囲内て影響を及ぼすイン
ピーダンスを呈するようないかなる素子をも介在させず
に直接増幅器１００の入力（Ｇｌ）と信号接地点との間
に直列に接続されているキャパシタ２０７とバラクタダ
イオード２０９とを含んでいる。キャパシタ２０７の値
は、このキャパシタ２０７とバラクタダイオード２０９
の合成容量に影響を与えるような値に選ばれている。実
施にあたっては、キャパシタ２０７の特定の値というの
は、範囲の拡張及び局部発振器７のＲＦ段へのトラッキ
ングを制御するように選択できる。同調電圧（ＴＶ）は
分離抵抗３２１を介してバラクタダイオード２０９の陰
極に供給されている。バラクタダイオード３０７と２０
９は同調電圧に関して、このバラクタダイオード３０７
と２０９の呈する容量が同調電圧の大きさの変化に応答
して同じ方向に変化するような極性に接続されている。
２０５は、対象とする周波数範囲内て影響を及ぼすイン
ピーダンスを呈するようないかなる素子をも介在させず
に直接増幅器１００の入力（Ｇｌ）と信号接地点との間
に直列に接続されているキャパシタ２０７とバラクタダ
イオード２０９とを含んでいる。キャパシタ２０７の値
は、このキャパシタ２０７とバラクタダイオード２０９
の合成容量に影響を与えるような値に選ばれている。実
施にあたっては、キャパシタ２０７の特定の値というの
は、範囲の拡張及び局部発振器７のＲＦ段へのトラッキ
ングを制御するように選択できる。同調電圧（ＴＶ）は
分離抵抗３２１を介してバラクタダイオード２０９の陰
極に供給されている。バラクタダイオード３０７と２０
９は同調電圧に関して、このバラクタダイオード３０７
と２０９の呈する容量が同調電圧の大きさの変化に応答
して同じ方向に変化するような極性に接続されている。
範囲拡張回路２０５は次のようにして発振器７の発振範
囲を拡張する。
囲を拡張する。
発振範囲内において増幅器１００がその入力（Ｇ１）に
おいて呈する等価回路か第１ａ図に示されており、この
回路は、第１のゲート電極（Ｇ１）と信号接地点との間
に直列に接続された等価キャパシタンス素子（Ｃｅｑ）
と負性抵抗素子（−Ｒｅ、）とを含んている。負性抵抗
素子（−Ｒｅｑ）は増幅器１００の発振部分が呈する利
得に関係付けられている。インダクタ３旧、３０３．３
０５、バラクタダイオード３０７及び直流素子キャパシ
タ３０９を含む直列同調回路３００か増幅器１００の入
力（Ｇｌ）において呈する等価回路は、第１のゲート電
極（Ｇｌ）と信号接地点との間に直列に接続された可変
容量素子（Ｃア）、抵抗素子（ＲＴ）およびインダクタ
ンス素子（ＬＴ ）を含む。直流阻止キャパシタ３０９
のインピーダンスは対象とする周波数範囲ては無視し得
る程度なのて、可変容量素子（ＧＴ）は実質的にバラク
タダイオード３０７の容量を呈する。抵抗Ｒアは同調回
路、主としてバラクタダイオード３０７に関係する損失
に相当する。対象とする範囲（１０１〜５０９ ＭＨｚ
）の全体に亙って発振を維持するためには、増幅器１
００に付随する負性抵抗素子（−ＲｅＱ）の大きさく
Ｒｅ、）は同調回路３００の抵抗素子（Ｒ１）の大きさ
よりも大きくなければならない。特定の発振周波数は、
ＣをＣＴとＣｅＱの合成キャパシタンスとして、ＬＴＣ
の平方根に反比例する。ＣＴとＣｅｑの合成キャパシタ
ンスはＣ７Ｃｅｑ／Ｃ７＋Ｃｅｑで与えられる。広同調
範囲を得るためには、ＣｅｑはＣＴの最大値（最低発振
周波数に対応する）に対し可能な限り大きくして、Ｃか
バラクタタイオード３０７の容量（ＣＴ ）の実質的に
全変化範囲で変化できるようにする必要がある。
おいて呈する等価回路か第１ａ図に示されており、この
回路は、第１のゲート電極（Ｇ１）と信号接地点との間
に直列に接続された等価キャパシタンス素子（Ｃｅｑ）
と負性抵抗素子（−Ｒｅ、）とを含んている。負性抵抗
素子（−Ｒｅｑ）は増幅器１００の発振部分が呈する利
得に関係付けられている。インダクタ３旧、３０３．３
０５、バラクタダイオード３０７及び直流素子キャパシ
タ３０９を含む直列同調回路３００か増幅器１００の入
力（Ｇｌ）において呈する等価回路は、第１のゲート電
極（Ｇｌ）と信号接地点との間に直列に接続された可変
容量素子（Ｃア）、抵抗素子（ＲＴ）およびインダクタ
ンス素子（ＬＴ ）を含む。直流阻止キャパシタ３０９
のインピーダンスは対象とする周波数範囲ては無視し得
る程度なのて、可変容量素子（ＧＴ）は実質的にバラク
タダイオード３０７の容量を呈する。抵抗Ｒアは同調回
路、主としてバラクタダイオード３０７に関係する損失
に相当する。対象とする範囲（１０１〜５０９ ＭＨｚ
）の全体に亙って発振を維持するためには、増幅器１
００に付随する負性抵抗素子（−ＲｅＱ）の大きさく
Ｒｅ、）は同調回路３００の抵抗素子（Ｒ１）の大きさ
よりも大きくなければならない。特定の発振周波数は、
ＣをＣＴとＣｅＱの合成キャパシタンスとして、ＬＴＣ
の平方根に反比例する。ＣＴとＣｅｑの合成キャパシタ
ンスはＣ７Ｃｅｑ／Ｃ７＋Ｃｅｑで与えられる。広同調
範囲を得るためには、ＣｅｑはＣＴの最大値（最低発振
周波数に対応する）に対し可能な限り大きくして、Ｃか
バラクタタイオード３０７の容量（ＣＴ ）の実質的に
全変化範囲で変化できるようにする必要がある。
第１のゲート電極（Ｇｌ）と信号接地点間に増幅器１０
０の入力を分路する固定キャパシタを付加することによ
り、ＣｅＱの値か増加し、従って、低い周波数における
同調範囲が広くなる。しかし、固定分路キャパシタを付
加するとＲｅｑが小さくなり、従って、特に高い周波数
における発振が妨げられてしまう。増幅器１００の入力
（Ｇｌ）を分路するように接続された範囲拡張回路２０
５は、同調電圧（周波数）の減少に伴い増加し、同調電
圧（周波数）の増大に伴い減少する可変キャパシタンス
を提供する。その結果、ＣｅＱはＣアか最大（即ち、低
い周波数）の時に最大となるが、発振を維持するに充分
な大きさの値のＲｅｑが高い周波数ても与えられる。
０の入力を分路する固定キャパシタを付加することによ
り、ＣｅＱの値か増加し、従って、低い周波数における
同調範囲が広くなる。しかし、固定分路キャパシタを付
加するとＲｅｑが小さくなり、従って、特に高い周波数
における発振が妨げられてしまう。増幅器１００の入力
（Ｇｌ）を分路するように接続された範囲拡張回路２０
５は、同調電圧（周波数）の減少に伴い増加し、同調電
圧（周波数）の増大に伴い減少する可変キャパシタンス
を提供する。その結果、ＣｅＱはＣアか最大（即ち、低
い周波数）の時に最大となるが、発振を維持するに充分
な大きさの値のＲｅｑが高い周波数ても与えられる。
範囲拡張回路２０５を、対象とする周波数範囲内で意味
を持つようなインビータンスを持った素子を通すことな
く、直接増幅器１００の入力（Ｇｌ）と信号接地点との
間に接続することにより、回路２０５は増幅器１００の
入力キャパシタンス（Ｃｅ、）に対しかなりの影響を及
ぼすことができるようになる。
を持つようなインビータンスを持った素子を通すことな
く、直接増幅器１００の入力（Ｇｌ）と信号接地点との
間に接続することにより、回路２０５は増幅器１００の
入力キャパシタンス（Ｃｅ、）に対しかなりの影響を及
ぼすことができるようになる。
範囲拡張回路２［］５に関しては、デュアルゲートＦＥ
Ｔは上述のような利点があるが、一方、その利得（従っ
て、Ｒｅｑ）は、上述した構成と同等のやり方で、ベー
ス電極を同調回路に結合し、エミッタ電極をインピーダ
ンスを介して信号接地点に結合し、コレクタ電極を出力
電極として、共通コレクタコルピッツ型発振器に構成し
たバイポーラトランジスタの利得よりも低い。従って、
この範囲拡張回路２０５は、これをコルピッツ型バイポ
ーラトランジスタ発振器の同調範囲を拡げるために用い
ることもてきるか、これを第１図に示すようにＦＥＴ発
振器と共に使用する時、その利点はより顕著になる。
Ｔは上述のような利点があるが、一方、その利得（従っ
て、Ｒｅｑ）は、上述した構成と同等のやり方で、ベー
ス電極を同調回路に結合し、エミッタ電極をインピーダ
ンスを介して信号接地点に結合し、コレクタ電極を出力
電極として、共通コレクタコルピッツ型発振器に構成し
たバイポーラトランジスタの利得よりも低い。従って、
この範囲拡張回路２０５は、これをコルピッツ型バイポ
ーラトランジスタ発振器の同調範囲を拡げるために用い
ることもてきるか、これを第１図に示すようにＦＥＴ発
振器と共に使用する時、その利点はより顕著になる。
第１ｂ図に簡略化して（バイアス素子を省略して）示す
ように、直列同調回路の代りに並列同調回路を使用する
ことは公知である。しかし、直列同調回路３００の代り
に並列同調回路を用いると５、たとえ、第１ｂ図に示す
ように範囲拡張回路を用いても、所要の広い同調範囲を
得るのが困難になるということかわかった。このことは
、第１Ｃ図に示した等価回路について次のように説明で
きる。第１ｂ図と第１Ｃ図において、第１図及び第１ａ
図中の同じ素子に対応する素子には同じ参照符号を付し
である。ダッシュじ）は直列同調回路に代えて並列同調
回路を用いた変更を示す。
ように、直列同調回路の代りに並列同調回路を使用する
ことは公知である。しかし、直列同調回路３００の代り
に並列同調回路を用いると５、たとえ、第１ｂ図に示す
ように範囲拡張回路を用いても、所要の広い同調範囲を
得るのが困難になるということかわかった。このことは
、第１Ｃ図に示した等価回路について次のように説明で
きる。第１ｂ図と第１Ｃ図において、第１図及び第１ａ
図中の同じ素子に対応する素子には同じ参照符号を付し
である。ダッシュじ）は直列同調回路に代えて並列同調
回路を用いた変更を示す。
第１ｃ図を参照すると、発振の周波数は、Ｃ′をＣ′ア
とＣｅＱの合成キャパシタンスとすると、Ｌ７Ｃ’の平
方根に反比例する。この場合、合成キャパシタンスＣ′
はＣ′ア＋ＣｅＱて与えられる。
とＣｅＱの合成キャパシタンスとすると、Ｌ７Ｃ’の平
方根に反比例する。この場合、合成キャパシタンスＣ′
はＣ′ア＋ＣｅＱて与えられる。
広い同調範囲を得るためには、ＣｅｑはＣ′アの最小値
（最高発振周波数に対応）に対して小さくして、Ｃ′か
Ｃ”ｒの実質的に全変化範囲にわたって変化てきるよう
にしなければならない。Ｃｅｑの値は並列同調回路と増
幅器の入力間に直列に小さな値のキャパシタを接続する
ことにより小さくすることがてきる。しかし、並列同調
回路の実効損失は比Ｃア／Ｃｅ、の２乗で増加するので
、Ｃアの値が高い時（同調範囲の低周波数端に対応）、
並列同調回路の損失は発振に要する利得（−Ｒｅ９に関
係する）を超えてしまう。
（最高発振周波数に対応）に対して小さくして、Ｃ′か
Ｃ”ｒの実質的に全変化範囲にわたって変化てきるよう
にしなければならない。Ｃｅｑの値は並列同調回路と増
幅器の入力間に直列に小さな値のキャパシタを接続する
ことにより小さくすることがてきる。しかし、並列同調
回路の実効損失は比Ｃア／Ｃｅ、の２乗で増加するので
、Ｃアの値が高い時（同調範囲の低周波数端に対応）、
並列同調回路の損失は発振に要する利得（−Ｒｅ９に関
係する）を超えてしまう。
並列同調回路と増幅器の入力との間に直列にバラクタダ
イオードを、このタイオードのキャパシタンスか第１ｂ
図に示すように同調回路のバラクタダイオードと同じ向
きに変化するように極性をきめて接続することにより、
高い周波数においてＣｅｑの値を比較的小さくし、一方
、低い周波数において実効損失を比較的小さくするとい
う妥協を行って、同調範囲を拡張することができる。し
かし、並列同調回路の損失は、所望同調範囲の低周波数
端において比ＣＴ／Ｃｅｑの２乗て変化するのて、高利
得（高いＲｅｃ＋）のバイポーラトランジスタでなく、
ＦＥＴを使用した場合には、信頼性のある発振か常に得
られるとは限らない。従って、第１図に示す直列同調構
成の方がＦＥＴと共に用いる場合は、より好ましい。
イオードを、このタイオードのキャパシタンスか第１ｂ
図に示すように同調回路のバラクタダイオードと同じ向
きに変化するように極性をきめて接続することにより、
高い周波数においてＣｅｑの値を比較的小さくし、一方
、低い周波数において実効損失を比較的小さくするとい
う妥協を行って、同調範囲を拡張することができる。し
かし、並列同調回路の損失は、所望同調範囲の低周波数
端において比ＣＴ／Ｃｅｑの２乗て変化するのて、高利
得（高いＲｅｃ＋）のバイポーラトランジスタでなく、
ＦＥＴを使用した場合には、信頼性のある発振か常に得
られるとは限らない。従って、第１図に示す直列同調構
成の方がＦＥＴと共に用いる場合は、より好ましい。
前にも述べたように、同調制御ユニット９には位相ロッ
クループを用いることかできる。位相ロックループ型の
同調制御方式を採用する場合には、低周波数て発振器７
が信頼性のある発振を行うことが特に重要である。通常
、位相ロックループ同調制御装置は、局部発振信号の非
常に高い周波数を、チャンネル番号に従ってプログラマ
ブル分周器て分周し、基準周波数と比較して同調電圧を
生成するという処理の前に、予め分周するためのプリス
ケーラと呼ばれる分周器を備えている。
クループを用いることかできる。位相ロックループ型の
同調制御方式を採用する場合には、低周波数て発振器７
が信頼性のある発振を行うことが特に重要である。通常
、位相ロックループ同調制御装置は、局部発振信号の非
常に高い周波数を、チャンネル番号に従ってプログラマ
ブル分周器て分周し、基準周波数と比較して同調電圧を
生成するという処理の前に、予め分周するためのプリス
ケーラと呼ばれる分周器を備えている。
いくつかのプリスケーラは発振するという望ましくない
傾向を示す。局部発振器か信頼性のある発振動作をしな
いと、位相ロックループは局部発振信号に応答せずに、
プリスケーラの発振信号に応答してしまう可能性かある
。プリスケーラの発振の周波数は高い傾向かあるのて、
位相ロックループは同調電圧を減して、局部発振器の発
振の感知された周波数を低くしようとする。このために
、局部発振器の発振の能力がさらに低下し、位相ロック
ループは誤った周波数にロックされてしまう。従って、
範囲拡張回路網２０５は、周波数ロックループのような
位相ロックループ型あるいは他の形式の閉ループ周波数
合成同調制御装置を使用する時、特に効果的である。
傾向を示す。局部発振器か信頼性のある発振動作をしな
いと、位相ロックループは局部発振信号に応答せずに、
プリスケーラの発振信号に応答してしまう可能性かある
。プリスケーラの発振の周波数は高い傾向かあるのて、
位相ロックループは同調電圧を減して、局部発振器の発
振の感知された周波数を低くしようとする。このために
、局部発振器の発振の能力がさらに低下し、位相ロック
ループは誤った周波数にロックされてしまう。従って、
範囲拡張回路網２０５は、周波数ロックループのような
位相ロックループ型あるいは他の形式の閉ループ周波数
合成同調制御装置を使用する時、特に効果的である。
第２図にかえって、前にも述べたように、ＲＦＦ２ＯＦ
ＥＴ増幅器４００に対する同調回路５００は局部発振器
７のＦＥＴ増幅器１００の同調回路３００と同しく、直
列回路である。この直列同調回路５００は、同調帯域に
応じて、バラクタダイオード５１３（実際には並列接続
した２個のバラクタダイオード）と共に別々の直列同調
回路を構成するように接続される複数のインタフタ５旧
、５０３．５０５．５０７．５０９及び５１１を含んて
いる。どの直列同調回路構成を採るかは、帯域切換電圧
ＢＳＩとＢＳ２のレベルにより導通か制御される帯域切
換タイオード５１５．５１７及び５１９によって決める
。ＲＦ入力信号はインダクタ５０３と５０５の相互接続
点に供給される。この直列同調回路５００は結合キャパ
シタ５２１を介してＦ Ｅ Ｔ ４０１第１のゲート電
極（Ｇ１）に結合されている。
ＥＴ増幅器４００に対する同調回路５００は局部発振器
７のＦＥＴ増幅器１００の同調回路３００と同しく、直
列回路である。この直列同調回路５００は、同調帯域に
応じて、バラクタダイオード５１３（実際には並列接続
した２個のバラクタダイオード）と共に別々の直列同調
回路を構成するように接続される複数のインタフタ５旧
、５０３．５０５．５０７．５０９及び５１１を含んて
いる。どの直列同調回路構成を採るかは、帯域切換電圧
ＢＳＩとＢＳ２のレベルにより導通か制御される帯域切
換タイオード５１５．５１７及び５１９によって決める
。ＲＦ入力信号はインダクタ５０３と５０５の相互接続
点に供給される。この直列同調回路５００は結合キャパ
シタ５２１を介してＦ Ｅ Ｔ ４０１第１のゲート電
極（Ｇ１）に結合されている。
第１のゲート電極（Ｇ１）を分路するようにバラクタタ
イオード５２３か結合されている。このタイオード５２
３はそのキャパシタンスか同調電圧（ＴＶ）の大きさの
変化に応答して、バラクタダイオード５１３と同じ向き
に変化するような極性で接続されている。バラクタダイ
オード５２３は、直列同調回路５００が呈するインピー
ダンスと増幅器４００の入力（Ｇ１）に呈されるインピ
ーダンスとが、同調範囲全体を通して最適な電力転送か
行われるように、より緊密にマツチするように働く。
イオード５２３か結合されている。このタイオード５２
３はそのキャパシタンスか同調電圧（ＴＶ）の大きさの
変化に応答して、バラクタダイオード５１３と同じ向き
に変化するような極性で接続されている。バラクタダイ
オード５２３は、直列同調回路５００が呈するインピー
ダンスと増幅器４００の入力（Ｇ１）に呈されるインピ
ーダンスとが、同調範囲全体を通して最適な電力転送か
行われるように、より緊密にマツチするように働く。
ＲＦＦ２Ｏ増幅器５００に対するハラクタダイオート５
２３の機能は局部発振器７の増幅器１００に設けられた
範囲拡張用バラクタダイオード２０９の機能と回しては
ない。しかし、これら２個の同様に接続されたタイオー
トを用いることにより、同調構成か同しようなものとな
り、従って、ＲＦＦ２ａ局部発振器７との間のトラッキ
ングか良好になる。
２３の機能は局部発振器７の増幅器１００に設けられた
範囲拡張用バラクタダイオード２０９の機能と回しては
ない。しかし、これら２個の同様に接続されたタイオー
トを用いることにより、同調構成か同しようなものとな
り、従って、ＲＦＦ２ａ局部発振器７との間のトラッキ
ングか良好になる。
インダクタ５１１はバラクタダイオード５１３と増幅器
５００の入力（Ｇｌ）との間に直列に接続されており、
局部発振器７における増幅器１００の入力（Ｇ１）とバ
ラクタタイオード３０７の間のインダクタ３０５の同様
の接続構成に相当する。この同調構成の類似性もＲＦＦ
２ａ局部発振器７の間のトラッキングに資する。
５００の入力（Ｇｌ）との間に直列に接続されており、
局部発振器７における増幅器１００の入力（Ｇ１）とバ
ラクタタイオード３０７の間のインダクタ３０５の同様
の接続構成に相当する。この同調構成の類似性もＲＦＦ
２ａ局部発振器７の間のトラッキングに資する。
ＦＥＴ増幅器４０１の第２のゲート電極はＲＦ倍信号関
して接地点に側路されているが、一方、増幅器４００の
利得を信号強度の関数として制御するために受信機のＩ
Ｆ段から自動利得制御（ＡＧＣ）電圧かこの第２のゲー
ト電極に供給されている。
して接地点に側路されているが、一方、増幅器４００の
利得を信号強度の関数として制御するために受信機のＩ
Ｆ段から自動利得制御（ＡＧＣ）電圧かこの第２のゲー
ト電極に供給されている。
前に述べたように、ＦＥＴ増幅器４００の出力は２個の
誘導的に結合された直列同調回路６０１と６０３を含む
二重同調フィルタ６００を通してＦＥＴ増幅器７００の
入力に結合されている。直列同調回路６０１と６０３は
、それぞれ、バラクタダイオード６１７に直列に接続さ
れた複数のインダクタ６０５．６０７及び６０９と、バ
ラクタダイオード６１９に直列に接続された複数のイン
ダクタ６１１．６１３及び６１５を含んている。さらに
、この同調回路６０１と６０３は、それぞれ、帯域切換
タイオード６２１と６２３及び６２５と６３７を含んで
いる。同調回路６０１は結合キャパシタ６２９を通して
ＦＥＴ増幅器４００の出力（Ｄ）に結合されている。イ
ンピータンスマツチング用バラクタダイオード６３１が
ＦＥＴ増幅器４００の出力（Ｄ）を分路するように接続
されており、このダイオード６３１は増幅器４００の入
力（Ｇ１）を分路するインピーダンスマツチング用バラ
クタダイオード５２３と同様の機能を持っている。
誘導的に結合された直列同調回路６０１と６０３を含む
二重同調フィルタ６００を通してＦＥＴ増幅器７００の
入力に結合されている。直列同調回路６０１と６０３は
、それぞれ、バラクタダイオード６１７に直列に接続さ
れた複数のインダクタ６０５．６０７及び６０９と、バ
ラクタダイオード６１９に直列に接続された複数のイン
ダクタ６１１．６１３及び６１５を含んている。さらに
、この同調回路６０１と６０３は、それぞれ、帯域切換
タイオード６２１と６２３及び６２５と６３７を含んで
いる。同調回路６０１は結合キャパシタ６２９を通して
ＦＥＴ増幅器４００の出力（Ｄ）に結合されている。イ
ンピータンスマツチング用バラクタダイオード６３１が
ＦＥＴ増幅器４００の出力（Ｄ）を分路するように接続
されており、このダイオード６３１は増幅器４００の入
力（Ｇ１）を分路するインピーダンスマツチング用バラ
クタダイオード５２３と同様の機能を持っている。
これに対応するインピーダンスマツチング用バラクタダ
イオード６３３がＦＥＴ増幅器７００の入力を分路する
ように接続されている。インダクタ６１１とＦＥＴ増幅
器７００の入力との間に直列に別のバラクタタイオード
６３５が接続されており、これもインピータンスマツチ
ング装置として働く。インダクタ６０９は増幅器４００
の出力（Ｄ）とバラクタダイオード６１７の間に直列に
接続されており、インダクタ６１５は増幅器７００の入
力バラクタダイオート６１９との間に直列に接続されて
いる。ＲＦ増幅器４００に付設のインダクタ５１１及び
局部発振器７のインダクタ３０５と同様、インダクタ６
０５と６１１はそれぞれのバラクタタイオードを浮遊容
量から分離している。また、同調回路６０１と６０３は
局部発振器７の同調回路３００と同しように構成されて
おり、同しように負荷か与えられる（ＦＥＴのゲート電
極にも比較的高いインピーダンスか現われる）のて、Ｒ
ＦＦ２ａ局部発振器７との間のトラッキング特性が改善
される。
イオード６３３がＦＥＴ増幅器７００の入力を分路する
ように接続されている。インダクタ６１１とＦＥＴ増幅
器７００の入力との間に直列に別のバラクタタイオード
６３５が接続されており、これもインピータンスマツチ
ング装置として働く。インダクタ６０９は増幅器４００
の出力（Ｄ）とバラクタダイオード６１７の間に直列に
接続されており、インダクタ６１５は増幅器７００の入
力バラクタダイオート６１９との間に直列に接続されて
いる。ＲＦ増幅器４００に付設のインダクタ５１１及び
局部発振器７のインダクタ３０５と同様、インダクタ６
０５と６１１はそれぞれのバラクタタイオードを浮遊容
量から分離している。また、同調回路６０１と６０３は
局部発振器７の同調回路３００と同しように構成されて
おり、同しように負荷か与えられる（ＦＥＴのゲート電
極にも比較的高いインピーダンスか現われる）のて、Ｒ
ＦＦ２ａ局部発振器７との間のトラッキング特性が改善
される。
ＲＦＦ２ａ局部発振器７に同様の同調回路及び増幅器構
成を採用したことにより、トラッキング特性は向上する
が、この実施例における比較的広い同調範囲を考えると
、トラッキングをさらに増強する構成を用いることかよ
り望ましいことがわかった。詳しく述べると、第１図を
参照すると、帯域切換タイオード３３３と小さな値のキ
ャパシタ３３５の直列接続体かバラクタダイオード３０
７とインダクタ３０５の直列接続体の両端間に接続され
ている。帯域切換電圧ＢＳＩがフィルタキャパシタ３３
７と分離抵抗３３９を含む回路網を通して帯域切換ダイ
オード３３３の陰極に供給されている。帯域切換タイオ
ート３３３の陽極はインダクタ３０１と３０３を介して
信号接地点に結合されている。帯域切換ダイオード３３
３は、帯域切換電圧ＢＳＩが低レベル（−１２Ｖ ）の
時、最も低い同調範囲て導通状態とされる。また、付加
されたキャパシタンスは最も低い同調範囲の上方周波数
端におけるトラッキングを助けることがわかった。
成を採用したことにより、トラッキング特性は向上する
が、この実施例における比較的広い同調範囲を考えると
、トラッキングをさらに増強する構成を用いることかよ
り望ましいことがわかった。詳しく述べると、第１図を
参照すると、帯域切換タイオード３３３と小さな値のキ
ャパシタ３３５の直列接続体かバラクタダイオード３０
７とインダクタ３０５の直列接続体の両端間に接続され
ている。帯域切換電圧ＢＳＩがフィルタキャパシタ３３
７と分離抵抗３３９を含む回路網を通して帯域切換ダイ
オード３３３の陰極に供給されている。帯域切換タイオ
ート３３３の陽極はインダクタ３０１と３０３を介して
信号接地点に結合されている。帯域切換ダイオード３３
３は、帯域切換電圧ＢＳＩが低レベル（−１２Ｖ ）の
時、最も低い同調範囲て導通状態とされる。また、付加
されたキャパシタンスは最も低い同調範囲の上方周波数
端におけるトラッキングを助けることがわかった。
東芝製のｌ５Ｖ１５１型バラクタダイオード及びシーメ
ンス製のＢＦ９９４型ＦＥＴまたは日立製３３に１３７
ＦＥＴか各国に示した回路で使用するに適している。
ンス製のＢＦ９９４型ＦＥＴまたは日立製３３に１３７
ＦＥＴか各国に示した回路で使用するに適している。
以上、この発明をチューナのＶＨＦ部について説明した
か、同じ＜ ＵＨＦ部にも実施てきる。ＵＨＦ用には、
局部発振器７の条件材は回路網２００のキャパシタ２０
３は内部キャパシタンス素子とすることかてきる。その
他の改変も特許請求の範囲に示されたこの発明の範囲内
である。
か、同じ＜ ＵＨＦ部にも実施てきる。ＵＨＦ用には、
局部発振器７の条件材は回路網２００のキャパシタ２０
３は内部キャパシタンス素子とすることかてきる。その
他の改変も特許請求の範囲に示されたこの発明の範囲内
である。
第１図はこの発明を実施したテレビジョン受像機のチュ
ーナを示す回路図、 第１ａ図は第１図の局部発振器１つの特徴の説明に供す
る等価回路図、 第１ｂ図は第１図の局部発振器の改変を示す回路図、 第１ｃ図は第１ｂ図に示す回路の改変の説明に供する等
価回路図、 第２図は第１図にブロワつて示したチューナのＲＦ段の
詳細を示す回路図である。 １０１・・・・デュアルゲートＦＥＴ、Ｇｌ、Ｇ２・・
・・第１及び第２のゲート電極、Ｓ・・・・ソース電極
、Ｄ・・・・トレン電極、１１７．２０１・・・・イン
ビーダンス手段、２０３．２０１・・・・発振条件付け
手段、３００・・・・周波数決定手段、３０７・・・・
バラクタダイオード、３０５・・・・インタフタンス素
子、１１５・・・・側路手段、５・・・・利用手段。
ーナを示す回路図、 第１ａ図は第１図の局部発振器１つの特徴の説明に供す
る等価回路図、 第１ｂ図は第１図の局部発振器の改変を示す回路図、 第１ｃ図は第１ｂ図に示す回路の改変の説明に供する等
価回路図、 第２図は第１図にブロワつて示したチューナのＲＦ段の
詳細を示す回路図である。 １０１・・・・デュアルゲートＦＥＴ、Ｇｌ、Ｇ２・・
・・第１及び第２のゲート電極、Ｓ・・・・ソース電極
、Ｄ・・・・トレン電極、１１７．２０１・・・・イン
ビーダンス手段、２０３．２０１・・・・発振条件付け
手段、３００・・・・周波数決定手段、３０７・・・・
バラクタダイオード、３０５・・・・インタフタンス素
子、１１５・・・・側路手段、５・・・・利用手段。
Claims (1)
- （１）第１と第２のゲート電極と、ソース電極とドレン
電極とを有するデュアルゲート電界効果トランジスタと
、 上記ソース電極を基準電位点に結合するインピーダンス
手段と、 上記第１のゲート電極とソース電極との間に接続されて
いて、上記電界効果トランジスタが所定の周波数範囲内
で発振するように条件を整える発振条件付け手段と、 同調電圧の大きさの変化に応答して変化するキャパシタ
ンスを呈するバラクタダイオードと上記第１のゲート電
極に結合されたインダクタンス素子とを含み、上記電界
効果トランジスタが発振する発振周波数を決定する周波
数決定手段と、上記第２のゲート電極を上記所定の周波
数範囲内で無視し得るインピーダンスを介して実効的に
上記基準電位点に接続する側路手段と、 を含み、 上記ドレン電極には上記発振周波数の出力信号を受取る
利用手段が結合されている、 可同調発振器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/935,440 US4703286A (en) | 1986-11-26 | 1986-11-26 | Dual gate tunable oscillator |
| US935440 | 1986-11-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63141401A true JPS63141401A (ja) | 1988-06-13 |
| JP2608430B2 JP2608430B2 (ja) | 1997-05-07 |
Family
ID=25467137
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62297284A Expired - Lifetime JP2608430B2 (ja) | 1986-11-26 | 1987-11-25 | 同調可能な発振器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4703286A (ja) |
| EP (1) | EP0269427B1 (ja) |
| JP (1) | JP2608430B2 (ja) |
| KR (1) | KR960003664B1 (ja) |
| CA (1) | CA1295696C (ja) |
| DE (1) | DE3752195T2 (ja) |
| SG (1) | SG75771A1 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4783849A (en) * | 1986-11-26 | 1988-11-08 | Rca Licensing Corporation | FET tuner |
| US4743866A (en) * | 1986-11-26 | 1988-05-10 | Rca Corporation | Wide range oscillator |
| US5039956A (en) * | 1987-11-17 | 1991-08-13 | Amp Incorporated | Frequency synthesizer for frequency agile modem |
| US4905306A (en) * | 1988-02-26 | 1990-02-27 | Rca Licensing Corporation | Filter switching arrangement for a tuner |
| US4996599A (en) * | 1989-04-14 | 1991-02-26 | Rca Licensing Corporation | Television tuner oscillator with three point tracking |
| KR100250628B1 (ko) * | 1996-10-30 | 2000-04-01 | 윤덕용 | 초고주파용 전계효과 트랜지스터 회로의 게이트단자 파형 왜곡 제어회로 |
| US6268779B1 (en) | 1999-03-19 | 2001-07-31 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Integrated oscillators and tuning circuits |
| JP2002176371A (ja) * | 2000-12-07 | 2002-06-21 | Alps Electric Co Ltd | Ｕｈｆテレビジョンチューナの高周波増幅回路 |
| KR101693853B1 (ko) * | 2010-06-03 | 2017-01-17 | 엘지이노텍 주식회사 | 튜너의 동조 회로 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5911507U (ja) * | 1982-07-15 | 1984-01-24 | 三菱電機株式会社 | デユアルゲ−トｆｅｔ発振器 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3723905A (en) * | 1971-06-21 | 1973-03-27 | Rca Corp | Dual-gate mos-fet oscillator circuit with amplitude stabilization |
| US4458215A (en) * | 1981-08-17 | 1984-07-03 | Rca Corporation | Monolithic voltage controlled oscillator |
| FR2545667B1 (fr) * | 1983-05-06 | 1985-07-12 | Portenseigne | Boucle a verrouillage de phase et dispositif de demodulation de signaux modules en frequence comprenant une telle boucle |
| US4616193A (en) * | 1985-01-22 | 1986-10-07 | Northern Illinois Gas Company | High frequency transistor oscillator with discrete resonator elements for transponder |
| US4593257A (en) * | 1985-02-28 | 1986-06-03 | Rca Corporation | Multiband local oscillator |
| US4609884A (en) * | 1985-05-06 | 1986-09-02 | Motorola, Inc. | Level control for a voltage controlled oscillator |
| US4783849A (en) * | 1986-11-26 | 1988-11-08 | Rca Licensing Corporation | FET tuner |
| US4743866A (en) * | 1986-11-26 | 1988-05-10 | Rca Corporation | Wide range oscillator |
-
1986
- 1986-11-26 US US06/935,440 patent/US4703286A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-11-25 SG SG1996003875A patent/SG75771A1/en unknown
- 1987-11-25 DE DE3752195T patent/DE3752195T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-11-25 KR KR1019870013289A patent/KR960003664B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1987-11-25 JP JP62297284A patent/JP2608430B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1987-11-25 EP EP87310387A patent/EP0269427B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-11-26 CA CA000552852A patent/CA1295696C/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5911507U (ja) * | 1982-07-15 | 1984-01-24 | 三菱電機株式会社 | デユアルゲ−トｆｅｔ発振器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR880006844A (ko) | 1988-07-25 |
| DE3752195D1 (de) | 1998-07-16 |
| EP0269427A3 (en) | 1989-08-16 |
| KR960003664B1 (ko) | 1996-03-21 |
| CA1295696C (en) | 1992-02-11 |
| JP2608430B2 (ja) | 1997-05-07 |
| EP0269427A2 (en) | 1988-06-01 |
| US4703286A (en) | 1987-10-27 |
| EP0269427B1 (en) | 1998-06-10 |
| SG75771A1 (en) | 2000-10-24 |
| DE3752195T2 (de) | 1998-10-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4048598A (en) | Uhf tuning circuit utilizing a varactor diode | |
| JPH01252019A (ja) | 同調装置 | |
| US6680657B2 (en) | Cross-coupled voltage controlled oscillator with improved phase noise performance | |
| US3980957A (en) | Circuit arrangement for tuning and range or band switching of an RF resonant circuit | |
| JPS61212110A (ja) | 同調器 | |
| US4783849A (en) | FET tuner | |
| JPS61202502A (ja) | テレビジヨン受像機用局部発振器 | |
| JPH06350337A (ja) | 発振器 | |
| JPS63141401A (ja) | 可同調発振器 | |
| US4160213A (en) | Mixer injection voltage compensation circuit | |
| JP2553949B2 (ja) | 発振器 | |
| US4743866A (en) | Wide range oscillator | |
| US6876401B2 (en) | FM-broadcast-receivable television tuner for preventing adjacent-channel interference | |
| US2978578A (en) | Improved transistorized mixing circuit | |
| JP3592161B2 (ja) | テレビジョンチューナ | |
| US7079196B2 (en) | Television tuner which operates at low voltage | |
| US3573631A (en) | Oscillator circuit with series resonant coupling to mixer | |
| US3832656A (en) | Tuning circuit wherein variation of transistor base bias causes variation of resonance frequency | |
| US7363015B2 (en) | Wide-frequency-range television tuner | |
| JP4277154B2 (ja) | 電圧制御発振器およびシンセサイザ受信機 | |
| JPH11220362A (ja) | テレビジョンチュ−ナ | |
| JP2000201022A (ja) | 局部発振回路 | |
| JPS6017249B2 (ja) | テレビジョン受像機のチュ−ナ回路 | |
| JPS601774B2 (ja) | 電子チユーナ | |
| JPH0368223A (ja) | Ｐｌｌ受信機 |