DE3319363A1

DE3319363A1 - Oszillatorsynchronisiersystem mit gleichspannungssteuerung der freilauffrequenz

Info

Publication number: DE3319363A1
Application number: DE19833319363
Authority: DE
Inventors: Leopold Albert 08807 Bridgewater N.J. Harwood; Robert Loren 46226 Indianapolis Ind. Shanley II
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1982-05-28
Filing date: 1983-05-27
Publication date: 1983-12-01
Also published as: FI76457C; US4485354A; KR910004294B1; JPS58215136A; FI831789L; AT387116B; DE3319363C2; KR840005003A; HK48787A; AU1483683A; MY8700485A; IT1190374B; GB2120879A; FR2527869B1; ES522572A0; ES8404587A1; ATA196983A; GB8314409D0; AU566503B2; CA1196067A

Description

-5-

RCA 76,661 Sch/Lö
U.S. Ser. No. 383,303
vom 28. Mai 1982

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

OszillatorSynchronisiersystem mit Gleichspannungssteuerung der Freilauffrequenz

Die Erfindung bezieht sich generell auf synchronisierte Oszillatoren und insbesondere auf neue Oszillatorsynchronisiersysteme mit einer Phasenregelschaltung zur Herbeiführung und Aufrechterhaltung der gewünschten Synchronisation. Das System enthält von der Phasenregelschaltung unabhängige Einrichtungen, die eine Gleichspannungssteuerung der Freilauffrequenz des Oszillators erlauben.

In der US-Patentschrift Nr. 40 20 500 ist ein synchronisierter Oszillator genereller Art beschrieben, der in Farbfernsehempfängern weitgehend als Farbbezugsoszillator benutzt wird. Der Oszillator verwendet einen nicht invertierenden Verstärker, von dessen Ausgang zu seinem Eingang eine Rückführung über ein Kristallfilter vorgesehen ist. Mit dem Filterausgang ist ein Quadraturphasenschieber gekoppelt, der phasisch verschobene Signale an einen zusätzlichen geregelten Verstärker liefert. Ein Phasende-

tektor erzeugt aufgrund empfangener Farbsynchronsignale der Bezugsschwingung und aufgrund der Signale vom nicht invertierenden Verstärker Regelspannungen, deren Größe und Richtung der eventuellen Abweichung seiner Eingangssignale von der gewünschten 90° Phasenbeziehung entsprechen. Der zusätzliche geregelte Verstärker liefert an die Last des nicht invertierenden Verstärkers phasenverschobene Signale, deren Polarität und Größe durch die Regelspannungen im Sinne einer Miniraalisierung der soeben erwähnten Abweichungen bestimmt wird.

Bei dem in dieser US-Patentschrift 40 20 500 beschriebenen Oszillatorsystem ist ein veränderbarer Kondensator in Reihe mit dem piezoelektrischen Kristall des Rückführungsfilters gekoppelt, der eine Möglichkeit zur Einstellung der Freilauffrequenz des Oszillators ergibt.

Ein für diesen Zweck geeigneter veränderbarer Kondensator ist jedoch ein relativ teures diskretes Bauelement, welches mechanische Instabilitäten in sich birgt. Benutzt man automatische Abgleichgeräte für eine wirtschaftliche Massenherstellung von Farbfernsehempfängern, dann kann die genaue Justierung eines veränderbaren Kondensators mit Hilfe eines Abgleichwerkzeuges unerfreuliche mechanische Probleme mit sich bringen. Ein zusätzlicher Nachteil der Verwendung eines veränderbaren Kondensators für die Frequenzeinstellung besteht darin, daß ein veränderbarer Kondensator ein "heißes" Einstellelement ist. Daraus kann die Möglichkeit resultieren, daß eine durch das Abgleichwerkzeug verursachte Kapazität zu Einstellwerten beim automatischen Abgleich führt, die nach Entfernung des Abgleichwerkzeuges für den Betrieb nicht richtig sind.

Die Erfindung ist auf ein Oszillatorsynchronisiersystem gerichtet, das eine Möglichkeit zu einer "kalten" Gleichspannungseinstellung der Freilauffrequenz des synchronisierten Oszillators ergibt, so daß sich die Nachteile ver-

meiden lassen, die bei Verwendung eines veränderbaren Kondensators für eine solche Frequenzeinstellung auftreten. Bei der Ausbildung einer Gleichspannungseinstellung für die Freilauffrequenz des synchronisierten Oszillators gemaß der Erfindung ist jedoch die hierfür vorgesehene Einrichtung unabhängig von der Phasenregelschleife, die für die Synchronisationszwecke verwendet wird. Dadurch kann die Einstellung der Freilauffrequenz ohne irgendeine asymmetrische Störung des Regelbereiches der Phasenregelschleife durchgeführt werden. Dies bedeutet einen Gegensatz zu solchen Fällen der Gleichspannungs-Frequenzeinstellung für Farbfernsehoszillatoren, wie sie zu finden sind in
a} dem Farbsystem, welches auf den Seiten 359 bis 363 der DATA BOOK Serie 1975 RCA Linear Integrated Circuits Band SSD-201C und

b) in Farbfernsehempfängern (beispielsweise dem Blaupunkt Chassis FM 120), welche den Leuchtdichte/Farb-IC von Motorola Type TDA 3300 verwenden.

Im Beispiel a) erfolgt die Gleichspannungseinstellung der Freilauffrequenz durch Einführung einer Gleichspannungsunsymmetrie in den Phasendetektor, der für die Farbsynchronsynchronisation verwendet wird, während im Beispiel b) die Gleichspannungseinstellung der Freilauffrequenz durch un-5 mittelbare Änderung des gefilterten Ausgangssignals des auf das Farbsynchronsignal ansprechenden Phasendetektors erfolgt.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird das Ausgangssignal der 9O°-Phasenverschieberschaltung in einem Oszillatorsynchronisiersystem der in der US-Patentschrift 40 20 500 beschriebenen generellen Art einem Paar unabhängig regelbarer Verstärker zugeführt. Ein erster dieser Verstärker reagiert auf die vom Ausgang eines auf das Farbsynchronsignal ansprechenden Phasendetektors gelieferte Regelspannung, um den Oszillator in der grundsätzlichen Art zu synchronisieren, wie es in dieser US-Patentschrift

-β-ι beschrieben ist. Dem zweiten geregelten Verstärker wird eine Bezugsgleichspannung und eine einstellbare Regelgleichspannung zugeführt, und er erzeugt ein phasenverschobenes Ausgangssignal, dessen Größe und Polarität von Größe und Richtung der eventuellen Differenz zwischen den jeweiligen Gleichspannungen abhängt. Durch Kombination dieses phasenverschobenen Ausgangssignals mit dem Ausgangssignal des nicht invertierenden Verstärkers kommt man zu einer Einstellung der Freilauffrequenz des Oszillators, ohne daß die Symmetrie des Phasenregelbereichs gestört würde, der mit dem Betrieb des ersten geregelten Verstärkers zusammenhängt.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen Fig. 1 einen Teil eines Farbfernsehempfängers mit einem Synchronisiersystem für den Farbträgeroszillator, dessen Freilauffrequenz gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung einstellbar ist, und Fig. 2 eine Schaltung zur Verwendung bei einer vorteilhaften Abwandlung der Schaltung nach Fig. 1.

Bei dem in Fig. 1 veranschaulichten Farbfernsehempfangerteil ist ein nicht invertierender Verstärker 10 mit einer genügenden positiven Rückkopplung über ein Bandpassfilter von seinem Ausgang zu seinem Eingang versehen, so daß er als Oszillator mit einer Betriebsfrequenz arbeitet, die innerhalb der Durchlaßbandbreite des Filters liegt.

Der Verstärker 10 enthält ein paar NPN Transistoren 11 0 und 13, die mit zusammengeschalteten Emittern als Differenzverstärker arbeiten. Der Kollektor des Eingangstransistors 11 des Differenzverstärkers liegt unmittelbar am positiven Anschluß (+Vcc) einer Betriebsspannungsquelle, während der Kollektor des Ausgangstransistors 13 des Differenzverstärkers über einen Lastwiderstand 14 mit dem Anschluß (+Vcc) verbunden ist. Die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren 11 und 13 sind über die Kollektor-

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Emitter-Strecke eines NPN-Stromquellentransistors 15 und einen in Reihe mit diesem liegenden Emitterwiderstand 16 an den negativen Anschluß (beispielsweise Masse) der Betriebsspannungsquelle geführt.
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Vom Verstärkereingangsanschluß I gelangen Signale zur Basis des Eingangstransistors 11 über die Basisemitterstrecke eines NPN Emitterfolgetransistors 21. Vom Anschluß S am Kollektor des Ausgangstransistors 13 werden Signale zum Verstärkerausgang O über die Basisemitterstrecken eines Paares NPN Emitterfolgetransistoren 31 und 33 geführt, die über einen Widerstand 32 zusammengeschaltet sind, der den Emitter des Transistors 31 mit der Basis des Transistors 33 verbindet. Der Emitter des Transistors 33 liegt über einen Widerstand 34 an Masse. Die Kollektoren der Emitterfolgetransistoren 21, 31, 33 liegen jeweils unmittelbar an der Betriebsspannungsquelle +Vcc.

Vorspannung für die Basis des Ausgangstransistors 13 wird von einem NPN Emitterfolgetransistor 25 geliefert, dessen Kollektor unmittelbar an der Betriebsspannungsquelle +Vcc liegt und dessen Basis über einen Widerstand 26 am positiven Anschluß (+5,2V) einer Vorspannungsquelle liegt, während sein Emitter direkt mit der Basis des Ausgangstransistors 13 verbunden ist. Der Ruhestrom des Emitterfolgetransistors 25 wird durch einen NPN Stromquellentransistor 27 bestimmt, dessen Kollektor unmittelbar am Emitter des Transistors 25 liegt und dessen Emitter über einen Widerstand 28 an Masse liegt. Der Ruhestrom des Emitterfolgetransistors 21 am Verstärkereingang wird ähnlich durch einen NPN Stromquellentransistor 23 bestimmt, der mit seinem Kollektor unmittelbar am Emitter des Transistors 21 und mit seinem Emitter über einen Widerstand 24 an Masse liegt. Ein Widerstand 22 koppelt die Basis des Transistors 21 an den Vorspannungsquellenanschluß +5,2V. Die Basen der Stromquellentransistoren 15, 23 und 27 liegen jeweils direkt am positiven Anschluß +1,2V einer zusätzlichen Vorspannungsquelle.

• * 1

-ΙΟΙ Der Verstärkerausgang O ist mit dem Verstärkereingang I über die Reihenschaltung eines piezoelektrischen Kristalls 35 mit einem festen Kondensator 36 und einem Widerstand 38 verbunden. Beispielsweise ist der Kristall 3 5 so geschnitten, daß seine Reihenresonanz bei einer Frequenz in unmittelbarer Nähe, jedoch leicht unterhalb der Farbträgerfrequenz (für das NTSC Farbfernsehsystem beispielsweise 3,579545 MHz) liegt, für die der Empfänger ausgelegt ist. Damit wirkt der Kristall 35 bei der Farbträgerfrequenz induktiv. Der feste Kondensator 36 wird so bemessen, daß die Reihenschaltung der Elemente 35 und 36 nominal eine Reihenresonanz bei der Farbträgerfrequenz hat, wobei die Güte des Resonanzsystems durch den Wert des Reihenwiderstandes 38 so bestimmt wird, daß man eine geeignete Bandbreite (beispielsweise 1000 Hz) für die Bandpassfiltercharakteristik des Rückkopplungsweges erhält. Ein zwischen den Anschluß I und Masse geschalteter Kondensator 39 bewirkt mit dem Widerstand 38 zusammen eine erhebliche Dämpfung für Oberwellen der gewünschten Betriebsfrequenz, um Schwingungen bei solchen höheren Frequenzen im wesentlichen zu vermeiden. Die von den Elementen 35 und 36 bestimmte Bandpasscharakteristik erlaubt eine positive Rückkopplung mit schwingungserhaltender Größe in unmittelbarer Nähe der Farbträgerfrequenz. Eine genaue Anpassung der Freilauffrequenz an die Farbträgerfrequenz ist jedoch wegen in der Praxis auftretender Toleranzen der Elemente 35 und 36 nicht sichergestellt. Wie noch beschrieben wird, enthält das in Fig. 1 dargestellte System zusätzliche Vorkehrungen, die eine Einstellung der Freilauffrequenz auf eine gewünschte genaue Frequenz erlauben.

Zum Zwecke der Synchronisierung des soeben beschriebenen Oszillators hinsichtlich Frequenz und Phase mit einer Farbträgerfrequenz eines empfangenen Farbträgersignals enthält die Schaltung gemäß Fig. 1 eine Phasenvergleichsschaltung 54, deren Eingang Schwingungen zugeführt werden, die vom Anschluß F an der Basis des Eingangstransistors 11

abgenommen werden. Ein Farbverstärker 50 reagiert auf die Farbkomponenten der Empfangssignale, welche am Eingang C erscheinen und periodische Synchronsignale der Farbträgerfrequenz mit einer Bezugsphasenlage enthalten. Ein Ausgangssignal des Farbverstärkers 50 wird einer Synchronsignalabtrennschaltung 52 zugeführt, welche abgetrennte Farbsynchronsignale an den anderen Eingang der Phasenvergleichsschaltung 54 liefert.

Die Phasenvergleichsschaltung 54 erzeugt als Ausgang eine Regelspannung, deren Größe und Polarität ein Maß für Größe und Sinn jeglicher Abweichungen von der gewünschten 90° Phasenbeziehung sind, die zwischen den jeweiligen Eingangssignalen der Vergleichsschaltung auftreten können.

Die Phasenvergleichsschaltung kann etwa gegenphasige Ausgangssignale liefern, die an entsprechenden Ausgängen CV und CV komplementäre Regelsignale bilden. Diese Regelspannungen werden zur Ansteuerung eines Verstärkers 56 für phasenverschobene Signale benutzt, welcher den Lastwiderstand 14 gemeinsam mit dem nicht invertierenden Verstärker 10 hat.

Vom Ausgangsanschluß P eines Phasenverschiebers 40, 42, 41 werden Signale abgeleitet, die dem Eingangsanschluß E des Verstärkers 56 zugeführt werden. Der Phasenschieber enthält eine Induktivität 40, die zwischen den Verstärkereingang I und den Phasenschieberausgang P geschaltet ist, sowie eine Reihenschaltung eines Widerstandes 42 mit einem Kondensator 41, die zwischen dem Anschluß P und Masse liegt. Die Werte der Phasenschieberelemente sind so gewählt, daß die vom Anschluß I kommenden Schwingungen in der Phase verzögert werden (bei der Farbträgerfrequenz im wesentlichen um 90°). Die phasenverschobenen Schwingungen am Ausgang P des Phasenschiebers werden über die Basisemitterstrecke eines NPN Emitterfolgetransistors 43 dem Eingangsanschluß E des Verstärkers 56 zugeführt. Der Transistor 43 liegt mit seinem Kollektor unmittelbar am An-

schlug +Vcc, mit seiner Basis unmittelbar am Anschluß P und mit seinem Emitter unmittelbar am Anschluß E. Sein Ruhestrom wird durch einen NPN Stromquellentransistor 4 5 bestimmt, der mit seinem Kollektor unmittelbar am Emitter des Transistors 43 liegt, mit seiner Basis unmittelbar an die Vorspannungsklemme +1,2V angeschlossen ist und mit seinem Emitter über einen Widerstand 46 an Masse liegt.

Eine geeignete Schaltung für den Verstärker 56 findet sich beispielsweise in der bereits genannten US-PS 40 20 500. Wenn im Betrieb keine Abweichung von der gewünschten 90° Phasenbeziehung zwischen den Eingangssignalen der Phasenvergleichsschaltung 54 vorliegt, dann liefert der Verstärker 56 kein Ausgangssignal, und die Freilauffrequenz des Farbträgeroszillators wird nicht beeinflußt. Weicht die Phasenbeziehung in einer Richtung von der gewünschten Beziehung ab, dann liefert der Verstärker 56 am gemeinsamen Lastwiderstand 14 eine invertierte Version der am Anschluß E auftretenden phasenverschobenen Signale, wobei die Größe von der Größe des Phasenunterschiedes abhängt.

Liegt eine Abweichung im entgegengesetzten Sinne vor, dann liefert der Verstärker 56 eine nicht invertierte Version der phasenverschobenen Signale am Widerstand 14, deren Größe von der Größe des Phasenunterschiedes abhängt. Diese gesteuerte Einspeisung phasenverschobener Signale beeinflußt den Betrieb des Oszillators im Sinne einer Minimalisierung der Abweichung der Eingangssignale der Vergleichsschaltung von der gewünschten 90° Beziehung. Dadurch wird der Oszillator mit den empfangenen Farbsynchronsignalen synchronisiert.

Gemäß der hier beschriebenen Erfindung werden die am Anschluß E auftretenden phasenverschobenen Signale zusätzlich zur Einstellung der Freilauffrequenz des oben beschriebenen Oszillators benutzt. Zu diesem Zweck werden die am Anschluß E auftretenden phasenverschobenen Signale einem Paar Differenzverstärker 60 und 70 als Eingangssig-

-13-nale zugeführt.

Der Differenzverstärker 60 enthält ein Paar NPN Transistoren 61, 63 mit zusammengeschalteten Emittern, während der Differenzverstärker 70 ein Paar NPN Transistoren 71 und mit ebenfalls zusammengeschalteten Emittern enthält. Die Basen der Transistoren 61 und 71 sind unmittelbar an den Anschluß E geschaltet, an dem die erwähnten phasenverschobenen Signale auftreten. Die Basen der Transistoren 63 und 73 werden durch unmittelbares Anschließen an den Anschluß G (an die Basis des Transistors 13) auf einem geeigneten Vorspannungspotential gehalten. Die Kollektoren der Transistoren 63 und 71 sind unmittelbar an die Betriebsspannung +Vcc angeschlossen, während die Transistoren 61 und 73 mit ihren Kollektoren unmittelbar an Emitter eines NPN Transistors 83 liegen, der wiederum mit seinem Kollektor direkt an die Basis des Transistors 33 angeschaltet ist (also an den Ausgangsemitterfolger des nicht invertierenden Verstärkers 10, welcher die Farbbezugsschwingungen liefert). Zwischen Kollektor des Transistors 83 und Betriebsspannungsanschluß +Vcc besteht ein Gleichspannungsweg über die Reihenschaltung des Widerstandes 32 mit der Emitter-Kollektor-Strecke des Emitterfolgetransistors 31.

Man sieht, daß der Differenzverstärker 60 so geschaltet ist, daß er eine invertierte Version der phasenverschobenen Signale vom Anschluß E zum Ausgangssignal des nicht invertierenden Verstärkers 10 hinzufügt, während der Differenzverstärker 70 so geschaltet ist, daß er dem Ausgangssignal des nicht invertierenden Verstärkers 10 eine nicht invertierende Version der phasenverschobenen Signale vom Anschluß E hinzufügt. Haben die Differenzverstärker 60 und 70 gleiche Verstärkungen, dann löschen sich ihre jeweiligen Ausgangssignale gegenseitig aus, so daß keine phasenverschobenen Signale in die Oszillatorschleife eingespeist werden. Unterscheiden sich jedoch die Verstärkungen der Differenzverstärker 60 und 70, dann erfolgt eine Einspei-

sung phasenverschobener Signale. Die Größe dieser Signaleinspeisung hängt von der Größe des Verstärkungsunterschiedes ab, und die relative Polarität der eingespeisten Signale hängt von der Richtung des Verstärkungsunterschiedes ab.

Eine Regelung der Differenzverstärkung der jeweiligen Verstärker 60 und 70 erfolgt durch ein Verstärkungsregelsystem mit einem Paar NPN Transistoren 65 und 75, die mit ihren Emittern über die Reihenschaltung von Widerständen 69, 79 zusammengeschaltet sind. Den Emittern der Transistoren 65 und 75 wird Strom von einem NPN Stromquellentransistor 81 zugeführt, dessen Kollektor unmittelbar am Verbindungspunkt der Widerstände 69 und 79 liegt, dessen Basis am Anschluß der Vorspannungsquelle +1,2V liegt und dessen Emitter über einen Widerstand 82 an Masse liegt. Der Transistor 65, dessen Kollektor unmittelbar an den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 61 und 63 liegt, dient als Stromquelle für den Differenzverstärker

60. Der Transistor 75, dessen Kollektor unmittelbar an den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 71 und 73 liegt, dient als Stromquelle für den Differenzverstärker 70.

Ein für die Vorspannungslieferung vorgesehener Spannungsteiler enthält die Reihenschaltung von Widerständen 100, 102, 106 und 108 mit einer Diode 109, welche zwischen die Betriebsspannungsquelle +Vcc und Masse geschaltet sind. Vom Verbindungspunkt der Teilerwiderstände 100 und 102 wird der Basis des Transistors 83 Vorspannung über die Basis-Emitter-Strecke eines NPN Emitterfolgetransistors 103 zugeführt, dessen Kollektor unmittelbar am Betriebsspannungsanschluß +Vcc liegt, während seine Basis unmittelbar an dem Verbindungspunkt der erwähnten Widerstände liegt und sein Emitter (Anschluß B) unmittelbar an die Basis des Transistors 83 angeschlossen ist. Ein Punkt niedrigerer Spannung des Spannungsteilers, nämlich der Verbindungs-

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punkt der Widerstände 102 und 106, liegt über die Basis-Emitter-Strecke eines zusätzlichen NPN Emitterfolgetransistors 105 und Spannungsabfallwiderstände 66 bzw. 67 (von im wesentlichen einander angepaßten Werten) an den Basen der jeweiligen Verstärkungsregeltransistoren 65 bzw. 75. Der Kollektor des Transistors 105 liegt unmittelbar am Anschluß B, seine Basis unmittelbar am Verbindungspunkt der Teilerwiderstände 102 und 104, und sein Emitter unmittelbar am Verbindungspunkt der Spannungsabfallwiderstände 66 und 76.

Der durch den Spannungsabfallwiderstand 66 fließende Strom wird von einem NPN Stromquellentransistor 67 bestimmt, dessen Kollektor direkt an die Basis des Transistors 65 angeschaltet ist und dessen Basis direkt am Verbindungspunkt der Teilerwiderstände 106 und 108 liegt und dessen Emitter schließlich über einen Widerstand 68 an Masse liegt. Der durch diesen Strom bestimmte Spannungsabfall am Widerstand 66 ergibt ein Bezugsgleichspannungspotential an der Basis des Transistors 65.

Der durch den Spannungsabfallwiderstand 76 fließende Strom läßt sich in seiner Größe einstellen über die Vorspannung des NPN Stromquellentransistors 77, der in gleicher Weise 5 wie der Stromquellentransistor 67 geschaltet ist und mit seinem Kollektor direkt an der Basis des Transistors 75 und mit seinem Emitter über einen Widerstand 78 an Masse liegt (der Widerstand 78 ist in seinem Wert im wesentlichen dem Widerstand 68 angepaßt). Zur Steuerung der Vorspannung, welche der Basis des Stromquellentransistors zugeführt wird, ist ein Potentiometer 90 vorgesehen, dessen feste Endanschlüsse am Versorgungsspannungsanschluß +Vcc bzw. an Masse liegen und dessen einstellbarer Abgriff (Anschluß FR) direkt an die Basis des NPN Emitterfolgetransistors 91 angeschlossen ist. Der Transistor 91 liegt mit seinem Kollektor unmittelbar am Versorgungsspannungsanschluß +Vcc und mit seinem Emitter über die Reihenschal-

tung zweier Widerstände 92 und 93 mit einer Diode 95 an Masse. Der Verbindungspunkt der Widerstände 92 und 93 ist direkt mit der Basis des Stromquellentransistors 77 verbunden .
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Die Elemente 91, 92, 93 und 95 bilden eine Pegelverschiebungsschaltung, welche der Verschiebung des am Anschluß FR verfügbaren Spannungseinstellbereiches zwischen +Vcc und Masse auf einen engeren Verschiebungsbereich mit anderer Mittellage an der Basis des Transistors 77 dient.

Beispielsweise sind die Parameter der Pegelverschiebungsschaltung so gewählt, daß der Spannungseinstellbereich an der Basis des Transistors 77 mittig um eine Spannung liegt, die im wesentlichen der Teilerausgangsspannung entspricht, welche der Basis des Transistors 67 zugeführt wird. Nimmt man für das Potentiometer 90 ein lineares Potentiometer, dann liegt ein erwünschtes Ergebnis einer solchen Parameterauswahl darin, daß die Einstellung des Potentiometerabgriffs nahe bei der Mittelstellung zu einer Vorspannung der Basis des Verstärkungsregeltransistors 25 auf ein Potential führt, welches gleich dem Bezugsgleichspannungspotential ist, auf welchem die Basis des Verstärkungsregeltransistors 65 gehalten wird.

Unter den vorgenannten Bedingungen gleicher Potentiale an den Basen der Transistoren 65 und 75 teilt sich der von dem Stromquellentransistor 81 gelieferte Strom gleichmäßig zwischen den Transistoren 65 und 75 auf, so daß die Verstärkungen der Differenzverstärker 60 und 70 gleich sind.

In diesem Fall erfolgt keine Einspeisung phasenverschobener Signale in die Oszillatorschleife, und die Freilauffrequenz des durch den nicht invertierenden Verstärker 10 mit dem zugehörigen positiven Rückkopplungszweig gebildeten Verstärkers bleibt unbeeinflußt. Wenn diese unbeeinflußte Freilauffrequenz genau der gewünschten Farbträgerfrequenz entspricht, ist keine Neueinstellung des Potentiometerabgriffs erforderlich. Unterscheidet sich jedoch

die unbeeinflußte Freilauffrequenz von der gewünschten Farbträgerfrequenz, dann kann man die Freilauffrequenz auf die richtige Frequenz abgleichen durch Verschiebung des Potentiometerabgriffs aus der Symmetrieeinstellungslage heraus.

Wenn die unbeeinflußte Freilauffrequenz niedriger als die gewünschte Färbträgerfrequenz ist, dann ist eine Verschiebung des Potentiometerabgriffs aus der symmetrischen Einstellung in Richtung auf eine Einstellung für positiveres Gleichspannungspotential richtig. Eine solche Einstellung erhöht den Strom durch den Widerstand 76 gegenüber dem Strom durch den Widerstand 66, so daß die Vorspannungspotentiale an den Basen der Verstärkungsregeltransistoren 65 und 75 in einem solchen Sinne unsymmetrisch werden, daß der dem Differenzverstärker 60 zugeführte Strom größer wird, während der dem Differenzverstärker 70 zugeführte Strom kleiner wird. Unter diesen Bedingungen herrscht das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 60 vor, und es wird eine voreilende Quadraturkomponente in die Oszillatorschleife eingespeist. Danach stabilisiert sich der Betrieb des Oszillators bei einer höheren Schwingfrequenz als im unbeeinflußten Zustand, wobei die Größe des Frequenzzuwachses von der Größe der eingespeisten voreilenden Quadraturkomponente abhängt, welche durch den Grad der eingeführten Verstärkungsunsymmetrie bestimmt wird.

Wenn umgekehrt die unbeeinflußte Freilauffrequenz über der gewünschten Farbträgerfrequenz liegt, dann ist eine 0 Verstellung des Potentiometerabgriffs aus der Symmetrielage heraus in Richtung auf ein weniger positives Gleichspannungspotential richtig. Durch eine solche Einstellung verringert sich der durch den Widerstand 76 fließende Strom gegenüber dem durch den Widerstand 66 fließenden Strom, so daß das Ausgangssignal des Differenzverstärkers vorherrscht und in die Oszillatorschleife eine nacheilende Quadratürkomponente eingespeist wird.

Die soeben beschriebene Schaltung erlaubt also die Verwendung des Potentiometers 90 als "kalten" Gleichspannungseinsteller für die Freilauffrequenz des Farbträgeroszillators. Die Steuereinrichtung für die Freilauffrequenz ist unabhängig von der Phasenregelschleife, die für die Synchronisation mit dem Farbsynchronsignal benutzt wird, und ihre Verstellung stört die Symmetrie des Phasenregelbereiches dieser Schleife nicht.

Wie bereits erwähnt wurde, verarbeitet der Verstärker 56 für phasenverschobene Signale, der zum Zwecke der Synchronisation mit dem Farbsynchronsignal benutzt wird, nur phasenverschobene Signale vom Ausgang des Phasenschiebers 40, 42, 41 und kann beispielsweise gemäß der US-Patentschrift 40 20 500 ausgebildet sein.

Fig. 2 veranschaulicht eine Abwandlung einer solchen Schaltung, die vorzugsweise zur Realisierung der Funktion des Verstärkers 56 für die phasenverschobenen Signale benutzt wird. Die abgewandelte Form des Verstärkers 76 gemäß Fig. 2 verarbeitet das Ergebnis einer Matrizierung von Signalen vom Phasenschiebereingang mit den phasenverschobenen Signalen vom Ausgang des Phasenschiebers in der beispielsweise in der US-Patentanmeldung USSN 383 263 (Erfinder T. Fang 5 et al., Titel "Voltage Controlled Oscillator") beschriebenen Weise.

Gemäß Fig. 2 ist ein Paar NPN Transistoren 110 und 112 als Differenzverstärker geschaltet, wobei die zusammengeschalteten Emitter über die Kollektor-Emitter-Strecke eines NPN Stromquellentransistors 114 in Reihe mit dessen Emitterwiderstand 115 an Masse liegen. Die Basis des Transistors 114 liegt direkt an der 1,2V Vorspannungsquelle. Der Basis des Transistors 110 werden über einen Matrizierwiderstand 116 phasenverschobene Signale vom Anschluß E (Fig. 1) zugeführt. Der Basis des Transistors 110 werden über einen Matrizierungswiderstand 117 auch Signale vom

Anschluß F, vom Eingang des nicht invertierenden Verstärker R 10 <1f.r Schaltung nach Fig. 1 zugeführt. Der Transistor 112 erhält hasisseitig Vorspannung vom Anschluß G (Fig. 1).
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Der Kollektor des Transistors 110 liefert eine invertierte Version der matrizierten Signale, die an der Basis des Transistors 110 auftreten, über einen unmittelbaren Anschluß an die zusammengeschalteten Emitter der NPN Transistoren 120 und 122. Der Kollektor des Transistors liefert eine nicht invertierte Version der an der Basis des Transistors 110 erscheinenden matrizierten Signale an die zusammengeschalteten Emitter der NPN Transistoren und 126 über die unmittelbare Anschaltung. Das am Ausgangsanschluß CV der Phasenvergleichsschaltung 54 nach Fig. 1 erscheinende Regelsignal wird den Basen der Transistoren 120 und 124 zugeführt, während die am Ausgang CV erscheinende, sich komplementär ändernde Ausgangsspannung den Basen der Transistoren 123 und 126 zugeführt wird.

Die Kollektoren der Transistoren 122 und 124 liegen unmittelbar am Versorgungsspannungsanschluß +Vcc, während die Kollektoren der Transistoren 120 und 126 unmittelbar am Anschluß S gemäß Fig. 1 liegen und Ausgangssignale an den dort gezeigten gemeinsamen Lastwiderstand 14 entstehen lassen. Am Widerstand 14 läßt auch ein zusätzlicher NPN Transistor 118 ein Ausgangssignal auftreten, der mit seiner Basis-Emitter-Strecke unmittelbar parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Differenzverstärkertransistors 110 geschaltet ist und mit seinem Kollektor unmittelbar am Anschluß S liegt. Die Basis-Emitter-Strecke des Differenzverstärkertransistors 112 liegt direkt parallel zur Basis-Emitter-Strecke eines zweiten NPN Transistors 119, der mit seinem Kollektor unmittelbar mit dem Betriebsspannungsanschluß +Vcc verbunden ist.

Wie näher in der vorerwähnten US-Patentanmeldung 383 263 erläutert ist, dient die Zuführung einer invertierten Version der matrizierten Signale von den Anschlüssen E und F zum Anschluß S über den Transistor 118 dem Entgegenwirken einer durch die am Anschluß S wirksame Streukapazität hervorgerufenen Phasenverschiebung auf den Betrieb des freilaufenden Oszillators. Auch erlaubt die Verwendung derselben matrizierten Signale für die gesteuerte Verarbeitung durch das Verstärkersystem 110, 112, 120, 122, 124 und 12 das Erreichen einer Symmetrie der Phasenregelung im Synchronisiersystem trotz des Vorhandenseins der vorerwähnten Phasenverschiebung. Durch Anwendung der Freilauffrequenzeinstellung gemäß der Erfindung wird eine solche erreichte Symmetrie nicht durch einen ggf. erforderlichen Abgleich der Freilauffrequenz gestört.

Beispielsweise können die in der Schaltung nach Fig. 1 veranschaulichten Elemente mit Ausnahme der Elemente 34, 35, 36, 38, 39, 40, 41, 42 und 90 zweckmäßig in einer gemeinsamen integrierten Schaltung 99 zusammen mit denjenigen Elementen ausgebildet sein/ welche die Funktionen des Verstärkers 56, der Vergleichsschaltung 54, der Trennschaltung 52 und des Verstärkers 50 ausführen. Im Falle einer solchen Realisierung dienen die Anschlüsse P, I, O und FR als Anschlüsse der integrierten Schaltung zur Verbindung mit nicht auf dem Schaltungsplättchen befindlichen Bauteilen. In diesem Falle können die Anschlüsse CV und CV ebenfalls integrierte Schaltungsanschlüsse sein, an die nicht auf dem Plättchen befindliche Filterelemente (die hier nicht dargestellt) für die Steuerspannung angeschlossen werden. Als Beispiele für Schaltungsparameter der in den Figuren 1 und 2 dargestellten Schaltungen können die folgenden Werte dienen:

Widerstände 14, 32 1500Ω

Widerstand 16 500 Ω

Widerstände 22, 26, 44 10 kΩ

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Widerstände 24, 28, 44 .... 1,67 k Ω

Widerstand 34 4700 Ω

Widerstand 38 1300 Ω

Widerstände 42, 82 390 Ω

Widerstände 66, 76 8,8 ΚΩ

Widerstände 68, 78 5 ΚΩ

Widerstände 69, 79 780 Ω

Widerstand 93 2 ΚΩ

Widerstand 92 16,5 ΚΩ

Widerstand 100 9,8·ΚΩ

Widerstand 102 4 ΚΩ

Widerstand 106 6,2 ΚΩ

Widerstand 108 lkfl

Widerstand 115 260Ω

Widerstand 116 l,8kß

Widerstand 117 3,2 kfi

Potentiometer 90 1 ΚΩ

Kondensator 36 18 pF

Kondensator 39 62 pF

Kondensator 41 120 pF

InduKtivität 40 33 μΗ

Vcc 11,2 V

Claims

ι Q ο g ο

DR. DIETER V. BEZOLD

DIPL. ING. PETER SCHÜTZ

DIPL. INC¹WOLFGANg HEUSLER

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RCA 7 6,6 61 Sch/Lö
U.S. Ser. No. 383,303
vom 28. Mai 19 82

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Qszillatorsynchronisiersystem mit Gleichspannungssteuerung der Freilauffrequenz

Patentansprüche

ι 1,' Oszillatorsynchronisierschaltung mit einem Oszillator, der einen nicht invertierenden Verstärker (10) mit einem Eingangsanschluß (I), einem Lastwiderstand (14) über dem ein Verstärkerausgangssignal erscheint, und einem mit dem Lastwiderstand gekoppelten Ausgangsanschluß (O) enthält und zwischen dessen Ausgangs- und Eingangsanschluß ein Bandpassfilter (35, 36) gekoppelt ist, ferner mit einem Phasenschieber (40, 41, 42), dessen Eingangsanschluß Signale von den nicht invertierenden Verstärker zugeführt werden und der einen Ausgangsanschluß (P) hat, ferner mit

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einer Phasenvergleichsschaltung (54), deren erstem Eingangsanschluß Signale von dem nicht invertierenden Verstärker zugeführt werden und deren zweitem Eingangsanschluß ein Bezugsoszillatorsignal zugeführt werden und der eine erste Regelspannung (CV) erzeugt, deren Amplitude und Polarität von Größe und Richtung einer eventuellen Abweichung von einer 90° Phasenbeziehung zwischen den jeweiligen, an seinen Eingangsanschlüssen auftretenden Signale abhängen, und schließlich mit einer geregelten Schaltung (56), die aufgrund der am Ausgangsanschluß des Phasenschiebers erscheinenden Spannung und der ersten Regelspannung phasenverschobene Signale an den Lastwiderstand liefert, deren Amplitude und Polarität von Amplitude und Polarität der ersten Regelspannung abhängt, und schließlich mit einer Schaltung zur Einstellung der Freilauffrequenz des Oszillators, gekennzeichnet durch eine einstellbare Gleichspannungsquelle (90) zur Lieferung einer zweiten Regelspannung einstellbarer Größe, durch eine von der geregelten Schaltung (56) unabhängige Schaltung (60, 70), die gesteuert wird durch am Ausgangsanschluß des Phasenschiebers (40, 41, 42) entstehende Signale und durch die zweite Regelspannung sowie durch eine Bezugsgleichspannung und die zusätzliche phasenverschobene Signale erzeugt, deren Größe und Polarität von 5 Größe und Richtung des eventuellen Unterschiedes zwischen der Höhe der Regelspannung und der Bezugsgleichspannung abhängt,

und durch eine Schaltung (83) zur Zuführung der zusätzlichen phasenverschobenen Signale zum Ausgangsanschluß des 0 nicht invertierenden Verstärkers (10).
2. Schaltung nach Anspruch 1 zur Verwendung in einem Farbfernsehempfänger, dadurch gekennzeichnet, daß das Bezugsoszillatorsignal (C) empfangene Farbsynchronsignalschwingungen einer Farbträgerfrequenz umfaßt und daß das Bandpassfilter (35, 36) ein die Farbträgerfrequenz umfassendes Durchlaßband hat.

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3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Bandpassfilter (35, 36) einen piezoelektrischen Kristall (35) enthält, welcher so geschnitten ist, daß er in unmittelbarer Nähe der Farbträgerfrequenz eine Serienresonanz aufweist.
4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Bandpassfilter außerdem einen festen Kondensator (36) enthält, welcher in Reihe mit dem Kristall (35) zwischen den Ausgangsanschluß (O) und den Eingangsanschluß (I) des nicht invertierenden Verstärkers geschaltet ist.
5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (40 - 42) bei der Farbträgerfrequenz eine Phasenverschiebung von im wesentlichen 90° bewirkt.
6. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Eingangsanschluß (I) des Phasenschiebers mit dem Eingangsanschluß des nicht invertierenden Verstärkers

(10) verbunden ist.
7. Schaltung nach Anspruch 1 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die das zusätzliche phasenverschobene Signal erzeugende Schaltung einen ersten Differenzverstärker (60) mit einem ersten und einem zweiten Transistor (61 bzw. 63), deren Emitter zusammengeschaltet sind, ferner einen zweiten Differenzverstärker mit einem dritten und einem vierten Transistor (71 bzw. 73), deren Emitter zusammengeschaltet sind, wobei die Kollektoren des ersten und vierten Transistors miteinander verbunden sind, sowie eine Koppelschaltung (43) zur Kopplung der Basen des ersten und dritten Transistors mit dem Ausgangsanschluß des Phasenschiebers, einen fünften Transistor (65), dessen Kollektor mit den zusammengeschalteten Emittern des ersten und zweiten Transistors verbunden ist, einen sechsten Transistor (75), dessen Kollektor mit den zusammengeschalteten Emittern des dritten und vierten Transistors verbunden ist, eine Kon-

stantstromquelle (81), die zwischen die Emitter des fünften und sechsten Transistors und einen Bezugspotentialpunkt (Masse) geschaltet ist, eine Einrichtung (67), welche die Basis des fünften Transistors auf die Bezugsgleichspannung ansprechen läßt, und eine Schaltung (91, 97), welche die Basis des sechsten Transistors auf die zweite Regelspannung ansprechen läßt, enthält und daß der Eingang der das zusätzliche phasenverschobene Signal liefernden Schaltung (83) mit den zusammengeschalteten Kollektoren des ersten und vierten Transistors verbunden ist.
8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die das zusätzliche phasenverschobene Signal liefernde Schaltung einen siebten Transistor (83), dessen Emitter mit den zusammengeschalteten Kollektoren des ersten und vierten Transistors verbunden ist und dessen Kollektor an den Ausgangsanschluß (0) des nicht invertierenden Verstärkers (10) angeschlossen ist, enthält und daß die Koppelschaltung zwischen dem Lastwiderstand (14) und dem Ausgangsanschluß (0) des nicht invertierenden Verstärkers

(10) durch einen achten Transistor (31) gebildet wird, der als Emitterfolger geschaltet ist und mit seiner Basis am Lastwiderstand (14) und mit seinem Emitter über einen zusätzlichen Widerstand (32) am Kollektor des siebten Transistors (83) liegt.