JPS60248006A - 発振器 - Google Patents
発振器Info
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- JPS60248006A JPS60248006A JP59105186A JP10518684A JPS60248006A JP S60248006 A JPS60248006 A JP S60248006A JP 59105186 A JP59105186 A JP 59105186A JP 10518684 A JP10518684 A JP 10518684A JP S60248006 A JPS60248006 A JP S60248006A
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- Japan
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- circuit
- signal
- phase
- capacitor
- resistor
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/20—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator
- H03B5/24—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator active element in amplifier being semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は半導体集積回路内での使用に適した発年Ｉ鴇
戯ｒ 嶺」’Ｔ”＊ｌｌ湘疫Ｉｇ競（ＬＪ 下、Ｖ （
”！ ｎ Ｌ ｌへＡ ）に関するものである。
戯ｒ 嶺」’Ｔ”＊ｌｌ湘疫Ｉｇ競（ＬＪ 下、Ｖ （
”！ ｎ Ｌ ｌへＡ ）に関するものである。
（従来技術）
従来、ｖｃｏは半導体集積回路内テＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ
Ｌｏｃｈａｄ Ｌｏｏｐ）を形成する時広く用いられ、
例えばＦＭ スｆレオマルチプレックス（以下、ＦＭＭ
ＰＸという）等で用いられる。ＦＭ ＭＰＸでは、ＲＣ
発振器の原理で発振するＶＣＯにより約７６ＫＨｚの周
波数を得、この発振周波数を４分周して約１９ＫＨｚの
信号を得、この１９ ＫＨｚの信号とＦＭ複合信号中の
１９ ＫＨｚのパイロット信号と位相比較して位相差に
応じた電圧を得、この電圧でＶＣＯの発振周波数を調節
することによシ、ＶＣＯを７５ＫＨｚで発振させていた
。
Ｌｏｃｈａｄ Ｌｏｏｐ）を形成する時広く用いられ、
例えばＦＭ スｆレオマルチプレックス（以下、ＦＭＭ
ＰＸという）等で用いられる。ＦＭ ＭＰＸでは、ＲＣ
発振器の原理で発振するＶＣＯにより約７６ＫＨｚの周
波数を得、この発振周波数を４分周して約１９ＫＨｚの
信号を得、この１９ ＫＨｚの信号とＦＭ複合信号中の
１９ ＫＨｚのパイロット信号と位相比較して位相差に
応じた電圧を得、この電圧でＶＣＯの発振周波数を調節
することによシ、ＶＣＯを７５ＫＨｚで発振させていた
。
かかるＶＣＯの従来例を第１図を参照して説明する。定
電流源Ｉ。２に共通にエミッタが接続されたトランジス
タＱ１とＱ２との差動増幅器のトランジスタＱ１のベー
スには■ＣＯ外部からの電圧で定電流値の変わる定電流
源Ｉ０１と可変抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との並列回路
とが接続されている。可変抵抗Ｒ１とコ／デンサＣ饋の
並列回路は端子Ａで外付けとなっておシ、その他は半導
体集積回路内に形成される。トランジスタＱ１のコレク
タは安定化された電圧ｖｓに端子Ｂを介して接続されて
いる。
電流源Ｉ。２に共通にエミッタが接続されたトランジス
タＱ１とＱ２との差動増幅器のトランジスタＱ１のベー
スには■ＣＯ外部からの電圧で定電流値の変わる定電流
源Ｉ０１と可変抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との並列回路
とが接続されている。可変抵抗Ｒ１とコ／デンサＣ饋の
並列回路は端子Ａで外付けとなっておシ、その他は半導
体集積回路内に形成される。トランジスタＱ１のコレク
タは安定化された電圧ｖｓに端子Ｂを介して接続されて
いる。
トランジスタＱ、のコレクタは、トランジスタＱ？とＱ
、とのカレントミラーに接続されておシ、このカレント
ミラーには端子Ｃを介して安定化されない電圧ＶＣＣが
与えられている。このカレントミラーのトランジスタＱ
ｓのコレクタには定電流源Ｉｏｓが接続されておシ、こ
のコレクタ出力でトランジスタＱ、、！＝Ｑ、とが駆動
されている。トランジスタＱｓのエミッタは抵抗Ｒ６を
介してトランジスタＱ、のベースに帰還されている。一
方、トランジスタＱ６のエミッタは抵抗Ｒ，とＲ３とを
介して接地されておシ、抵抗Ｒ１，！：Ｒ３との接続点
はトランジスタＱ２のベースと抵抗Ｒ４とに接続されて
いる。
、とのカレントミラーに接続されておシ、このカレント
ミラーには端子Ｃを介して安定化されない電圧ＶＣＣが
与えられている。このカレントミラーのトランジスタＱ
ｓのコレクタには定電流源Ｉｏｓが接続されておシ、こ
のコレクタ出力でトランジスタＱ、、！＝Ｑ、とが駆動
されている。トランジスタＱｓのエミッタは抵抗Ｒ６を
介してトランジスタＱ、のベースに帰還されている。一
方、トランジスタＱ６のエミッタは抵抗Ｒ，とＲ３とを
介して接地されておシ、抵抗Ｒ１，！：Ｒ３との接続点
はトランジスタＱ２のベースと抵抗Ｒ４とに接続されて
いる。
かかるｖＣＯは正帰還回路が構成されておシ、コンデン
サＣ１の充放電によシトランジスタＱ、 、Ｑ。
サＣ１の充放電によシトランジスタＱ、 、Ｑ。
がオン、オフを繰シ返して発振する。このような発振の
端子Ａにおける発振波形を第２図に示す。
端子Ａにおける発振波形を第２図に示す。
今、定電流源Ｉ０１ （発振周波数制御電流）を零とす
ると端子Ａにおける発振波形の■Ｈ２■Ｌ及び周期”Ｉ
ｎｔ！は以下の如くになる。
ると端子Ａにおける発振波形の■Ｈ２■Ｌ及び周期”Ｉ
ｎｔ！は以下の如くになる。
ここで、Ｌｌ−Ｒｓは抵抗ＲＩ−Ｒｓのそれぞれの抵抗
値であ’） 、Ｖｃｇｓ、ｔ （Ｑ＠）はトランジスタ
Ｑ６のコレクターエミッタ間飽和電圧である。今、ＶＣ
ＫＳａｔ（Ｑ６）を無視すると周期１．．１２は（５）
式および（６）式Ｒ・刊・ ・・・・・・（６） ｔ！＝Ｒ１ＣＩＩＩＩｌｌＩ（Ｒ２＋Ｒ１）従って、制
御電流のない状態での発振周波数ｆＯ８ｃは（７）式の
如くになる。
値であ’） 、Ｖｃｇｓ、ｔ （Ｑ＠）はトランジスタ
Ｑ６のコレクターエミッタ間飽和電圧である。今、ＶＣ
ＫＳａｔ（Ｑ６）を無視すると周期１．．１２は（５）
式および（６）式Ｒ・刊・ ・・・・・・（６） ｔ！＝Ｒ１ＣＩＩＩＩｌｌＩ（Ｒ２＋Ｒ１）従って、制
御電流のない状態での発振周波数ｆＯ８ｃは（７）式の
如くになる。
このように、従来のｖＣＯは構成されているが、発振周
波数ｆＯ８ｃは抵抗Ｒ２〜Ｒｓに依存しておシ、これら
抵抗Ｒ２〜Ｒ８は半導体集積回路内に形成されるためバ
ラツキも大きく、結果として発振周波数ｆＯ８ｃのバラ
ツキが大きくなるという欠点があった。
波数ｆＯ８ｃは抵抗Ｒ２〜Ｒｓに依存しておシ、これら
抵抗Ｒ２〜Ｒ８は半導体集積回路内に形成されるためバ
ラツキも大きく、結果として発振周波数ｆＯ８ｃのバラ
ツキが大きくなるという欠点があった。
（発明が解決しようとする問題点）
本発明の目的は集積回路内に形成される素子の電気的特
性のバラツキに発振周波数が影響を受けることがない発
振周波数が電気的に制御される発振器を得ることにある
。
性のバラツキに発振周波数が影響を受けることがない発
振周波数が電気的に制御される発振器を得ることにある
。
（問題点を解決するための手段）
本発明によれば、タンク回路と、タンク回路の一端に一
端が接続された移相回路と、移相回路の他端に接続され
た位相進み回路と位相遅れ回路との直列回路と、位相進
み回路で得られる信号を増幅する第１の利得可変増幅器
と、位相遅れ回路で得られる信号を増幅する第２の利得
可変増幅器と、第１および第２の利得可食増幅器の出力
を加算する加算回路と、加算回路の出力をタンク回路に
帰還する手段と、第１および第２の利得可変増幅器の利
得を制御する制御回路とを含む発振器を得る。
端が接続された移相回路と、移相回路の他端に接続され
た位相進み回路と位相遅れ回路との直列回路と、位相進
み回路で得られる信号を増幅する第１の利得可変増幅器
と、位相遅れ回路で得られる信号を増幅する第２の利得
可変増幅器と、第１および第２の利得可食増幅器の出力
を加算する加算回路と、加算回路の出力をタンク回路に
帰還する手段と、第１および第２の利得可変増幅器の利
得を制御する制御回路とを含む発振器を得る。
（実施例）
次に、図面を番照して本発明をより詳細に説明する。
第３図に本発明の原理を示すブロック図を示す。
端子Ｅを介して集積回路の外部に外付けされるコイルＬ
、とコンデンサＣＯとのタンク回路が取シ付けられてい
る。端子Ｅは抵抗ＲｔとコンデンサＣ饋の移相回路５お
よび抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との移相回路６との直列
回路に接続されている。コンデンサＣＩと抵抗Ｒ２との
接続点と接地点間の信号■！は基準となる位相を持って
いるが、抵抗Ｒ２の両端間の信号Ｖ、は信号■２の位相
に対し遅れた位相を持っておシ、コンデンサＣ−の両端
間の信号■４は信号■意の位相に対し進んだ位相を持っ
ている。抵抗Ｒ２の両端の電圧が利得可変増幅器１の差
動入力に与えられておシ、コンデンサＣ２の両端の電圧
が利得可変増幅器２の差動入力に与えられている。これ
ら利得可変増幅器１，２の利得は利得制御回路４の出力
で制御され、利得制御回路４の出力は端子Ｆ。
、とコンデンサＣＯとのタンク回路が取シ付けられてい
る。端子Ｅは抵抗ＲｔとコンデンサＣ饋の移相回路５お
よび抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との移相回路６との直列
回路に接続されている。コンデンサＣＩと抵抗Ｒ２との
接続点と接地点間の信号■！は基準となる位相を持って
いるが、抵抗Ｒ２の両端間の信号Ｖ、は信号■２の位相
に対し遅れた位相を持っておシ、コンデンサＣ−の両端
間の信号■４は信号■意の位相に対し進んだ位相を持っ
ている。抵抗Ｒ２の両端の電圧が利得可変増幅器１の差
動入力に与えられておシ、コンデンサＣ２の両端の電圧
が利得可変増幅器２の差動入力に与えられている。これ
ら利得可変増幅器１，２の利得は利得制御回路４の出力
で制御され、利得制御回路４の出力は端子Ｆ。
Ｇを介してその入力に与えられる制御信号で調節される
。利得制御信号１，２で増幅された信号■６と■６とは
加算回路７で加算されて信号■１を端子Ｈに得る。端子
Ｈの信号は増幅器３を介して端子Ｅに帰還されて発振を
維持されている。
。利得制御信号１，２で増幅された信号■６と■６とは
加算回路７で加算されて信号■１を端子Ｈに得る。端子
Ｈの信号は増幅器３を介して端子Ｅに帰還されて発振を
維持されている。
コンデンサＣ８とコイルＬｏとのタンク回路の発振周波
数はそれに加えられる信号の位相に応じてその中心周波
数ｆｃに対しその上下にずれる特性を持っている。この
ため、利得可変増幅器１，２の利得が同じで信号■５と
■６とが同じ振幅であれば出力信号Ｎ７は位相の遅れも
進みもないのでタンク回路の中心周波数ｆｃで発振する
。一方、利得可変増幅器１，２の利得に差をもたせると
、出力信号■７には位相の遅れないし進みが生じるので
、タンク回路もそれに応じて中心周波数ｆｃＯ上又は下
にずれた周波数で発振する。このように、本発明にょれ
は端子Ｆ、Ｇに与えられる制御信号で利得可変増幅器１
，２の利得を変えることによシ発振周波数を制御するこ
とができる。この時、発振周波数はタンク回路のみで決
まるので、集積回路内に形成される素子の電気的特性の
バラツキに影響されることがない。同、ここで抵抗Ｒ１
と抵抗Ｒ２との抵抗値は等しく、コンデンサＣ１とコン
デンサＣ２との容量も等しくシ、これら抵抗値と容量値
は（８）式で示すようにコイルＬ、とコンデンサＣｏと
のタンク回路の中心周波数ｆｃと等しくしておく必要が
ある。このようにすることによって信号Ｖ２は信号■１
の半分の振幅となる１、 第４図に各信号■１〜■７の位相関係を示す。信号■１
と■２とは位相差はないが、上述のように信号ｖ２の振
幅は信号族の振幅の半分になっている。この信号Ｖ２が
移相回路６で位相の遅れた信号■３と位相の進んだ信号
■４とに分けられる。各信号■３と■４鉱それぞれ利得
可変増幅器１，２で増幅される。これら利得可変増幅器
１，２の利得が等しい場合には、信号■３は信号■６に
増幅され、信号■４は信号■６に増幅され、これら信号
■６と■６が加算されて位相の遅れも進みもない信号■
１となる。一方、利得可変増幅器１の利得を利得可変増
幅器２の利得よシ大きくすると、信号■３は信号■５′
に増幅され、信号Ｖ４は信号Ｖ６’に増幅され、これら
信号Ｖ５’とＶ６’とが加算されて一φの位相遅れをも
つ信号■１′となる。逆に、利得可変増幅器１の利得を
利得可変増幅器２の利得よシ小さくすると、信号■３は
信号Ｖ、Ｉに増幅され、信号■４は信号■６′に増幅さ
れ、これら信号Ｖ５″とＶ６′とが加算されて＋φの位
相進みをもつ信号Ｖ７となる。
数はそれに加えられる信号の位相に応じてその中心周波
数ｆｃに対しその上下にずれる特性を持っている。この
ため、利得可変増幅器１，２の利得が同じで信号■５と
■６とが同じ振幅であれば出力信号Ｎ７は位相の遅れも
進みもないのでタンク回路の中心周波数ｆｃで発振する
。一方、利得可変増幅器１，２の利得に差をもたせると
、出力信号■７には位相の遅れないし進みが生じるので
、タンク回路もそれに応じて中心周波数ｆｃＯ上又は下
にずれた周波数で発振する。このように、本発明にょれ
は端子Ｆ、Ｇに与えられる制御信号で利得可変増幅器１
，２の利得を変えることによシ発振周波数を制御するこ
とができる。この時、発振周波数はタンク回路のみで決
まるので、集積回路内に形成される素子の電気的特性の
バラツキに影響されることがない。同、ここで抵抗Ｒ１
と抵抗Ｒ２との抵抗値は等しく、コンデンサＣ１とコン
デンサＣ２との容量も等しくシ、これら抵抗値と容量値
は（８）式で示すようにコイルＬ、とコンデンサＣｏと
のタンク回路の中心周波数ｆｃと等しくしておく必要が
ある。このようにすることによって信号Ｖ２は信号■１
の半分の振幅となる１、 第４図に各信号■１〜■７の位相関係を示す。信号■１
と■２とは位相差はないが、上述のように信号ｖ２の振
幅は信号族の振幅の半分になっている。この信号Ｖ２が
移相回路６で位相の遅れた信号■３と位相の進んだ信号
■４とに分けられる。各信号■３と■４鉱それぞれ利得
可変増幅器１，２で増幅される。これら利得可変増幅器
１，２の利得が等しい場合には、信号■３は信号■６に
増幅され、信号■４は信号■６に増幅され、これら信号
■６と■６が加算されて位相の遅れも進みもない信号■
１となる。一方、利得可変増幅器１の利得を利得可変増
幅器２の利得よシ大きくすると、信号■３は信号■５′
に増幅され、信号Ｖ４は信号Ｖ６’に増幅され、これら
信号Ｖ５’とＶ６’とが加算されて一φの位相遅れをも
つ信号■１′となる。逆に、利得可変増幅器１の利得を
利得可変増幅器２の利得よシ小さくすると、信号■３は
信号Ｖ、Ｉに増幅され、信号■４は信号■６′に増幅さ
れ、これら信号Ｖ５″とＶ６′とが加算されて＋φの位
相進みをもつ信号Ｖ７となる。
コンデンサＣｏとコイルＬ、とのタンク回路の位相特性
は第５図のようになっているので、加算出力が位相の遅
れも進みもない信号Ｖフの時には発振周波数はタンク回
路の中心周波数ｆｃとなる。一方、加算出力が一φの位
相遅れをもった信号■７′の時には発振周波数はｆＨと
なシ、逆に加算出力が＋φの位相進みをもった信号■フ
′の時には発振周波数はｆＬとなる。従って、発振周波
数はｆＬからｆＨの範囲で制御できる。
は第５図のようになっているので、加算出力が位相の遅
れも進みもない信号Ｖフの時には発振周波数はタンク回
路の中心周波数ｆｃとなる。一方、加算出力が一φの位
相遅れをもった信号■７′の時には発振周波数はｆＨと
なシ、逆に加算出力が＋φの位相進みをもった信号■フ
′の時には発振周波数はｆＬとなる。従って、発振周波
数はｆＬからｆＨの範囲で制御できる。
同、コンデンサＣｏとコイルＬ、とのタンク回路はり、
Ｃ共振回路の外にセラミックフィルター等の発振素子で
あっても、上記と全く同様の動作をするものである。
Ｃ共振回路の外にセラミックフィルター等の発振素子で
あっても、上記と全く同様の動作をするものである。
次に、本発明の具体的実施例を第６図に示す。
端子ＥにはセラミックフィルタＣＦがタンク回路として
接続されている。この端子Ｅには更に抵抗Ｒ１とコンデ
ンサＣ１との移相回路５と抵抗Ｒ。
接続されている。この端子Ｅには更に抵抗Ｒ１とコンデ
ンサＣ１との移相回路５と抵抗Ｒ。
とコンデンサＣ２との位相回路６とが直列に接続され、
端子■で接地されている。同、端子Ｉは接地以外の直流
電圧でもかまわない。抵抗Ｒ２の両端電圧はトランジス
タＱ３．Ｑ４抵抗Ｒ４およびダイオードＤ８で形成され
る利得可変増幅器１の差動入力端に加えられ、コンデン
サＣ２の両端電圧はトランジスタＱ、 、Ｑ、抵抗Ｒ５
およびダイオード１）２で形成される利得可変増幅器２
の差動入力端に加えられている。
端子■で接地されている。同、端子Ｉは接地以外の直流
電圧でもかまわない。抵抗Ｒ２の両端電圧はトランジス
タＱ３．Ｑ４抵抗Ｒ４およびダイオードＤ８で形成され
る利得可変増幅器１の差動入力端に加えられ、コンデン
サＣ２の両端電圧はトランジスタＱ、 、Ｑ、抵抗Ｒ５
およびダイオード１）２で形成される利得可変増幅器２
の差動入力端に加えられている。
移送回路６には並列に抵抗３が接続されている。
２つの利得制御増幅器１と２とはトランジ４スタＱ８と
ｑの共通エミッタおよびトランジスタｑとＱ６との共通
エミッタに制御回路４のトランジスタＱ１とＱ２のコレ
クタから供給される電流値を端子ＦとＧとに加える制御
信号で制御することによりて制御されている。トランジ
スタＱ１とＱ２との共通エミッタには定電流源ＩＩＩが
接続されている。利得可変増幅器１．２の出力は加算回
路７で加算される。
ｑの共通エミッタおよびトランジスタｑとＱ６との共通
エミッタに制御回路４のトランジスタＱ１とＱ２のコレ
クタから供給される電流値を端子ＦとＧとに加える制御
信号で制御することによりて制御されている。トランジ
スタＱ１とＱ２との共通エミッタには定電流源ＩＩＩが
接続されている。利得可変増幅器１．２の出力は加算回
路７で加算される。
加算回路７は定電流理工Ｉ２でエミッタ電流が供給され
るトランジスタＱ、 、Ｑ、とそれらのコレクタに接続
されたダイオードＤ、 、Ｄ４と更に直列接続されたダ
イオードＤＩＩ、Ｄ、とから構成されている。加算回路
７の出力は増幅器３で増幅されて端子Ｅに帰還している
。この増幅器３は差動増幅器で定電流源Ｉ１ｍ とトラ
ンジスタＱ＊ ｔＱ＋ｏ 、Ｑｓ＋ ＩＱＩ！とで構成
されている。伺、端子Ｊに電源電圧が供給される。
るトランジスタＱ、 、Ｑ、とそれらのコレクタに接続
されたダイオードＤ、 、Ｄ４と更に直列接続されたダ
イオードＤＩＩ、Ｄ、とから構成されている。加算回路
７の出力は増幅器３で増幅されて端子Ｅに帰還している
。この増幅器３は差動増幅器で定電流源Ｉ１ｍ とトラ
ンジスタＱ＊ ｔＱ＋ｏ 、Ｑｓ＋ ＩＱＩ！とで構成
されている。伺、端子Ｊに電源電圧が供給される。
（発明の効果）
このように、本願発明によれば、タンク回路以外の回路
素子の電気的特性に発振周波数が影響されない■ＣＯを
得ることができ、集積回路に形成するのに適している。
素子の電気的特性に発振周波数が影響されない■ＣＯを
得ることができ、集積回路に形成するのに適している。
第１図は従来の電圧制御発振器の回路図、第２図はその
発振波形を示す波形図である。 第３図は本発明の一実施例を示すブロック図、第４図は
各部信号の電圧と位相の関係を示す図、第５図はタンク
回路の信号位相と発振周波数の関係を−示す図、第６図
は本発明の一実施例の具体例を示す回路図である。 １．２・・・・・・利得可変増幅器、３・・・・・・増
幅器、４・・・・・・制御回路、５，６・・・・・・移
相回路、７・・・・・・加算回路。 ＠灰 ８２図 債Ｓ図 躬ろ図
発振波形を示す波形図である。 第３図は本発明の一実施例を示すブロック図、第４図は
各部信号の電圧と位相の関係を示す図、第５図はタンク
回路の信号位相と発振周波数の関係を−示す図、第６図
は本発明の一実施例の具体例を示す回路図である。 １．２・・・・・・利得可変増幅器、３・・・・・・増
幅器、４・・・・・・制御回路、５，６・・・・・・移
相回路、７・・・・・・加算回路。 ＠灰 ８２図 債Ｓ図 躬ろ図
Claims (1)
- タンク回路と、該タンク回路に接続された位相進み回路
と位相遅れ回路との直列回路と、該位相進み回路の出力
を増幅する第１の利得可変増幅器と、該位相遅れ回路の
出力を増幅する第２の利得可変増幅器と、該第１および
第２の利得可変増幅器の出力を加算する加算回路と、該
加算回路の出力を前記タンク回路に帰還する手段と、前
記第１および第２の利得可変増幅器の利得を制御する制
御回路とを含むことを特徴とする発振器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59105186A JPS60248006A (ja) | 1984-05-24 | 1984-05-24 | 発振器 |
| US06/737,268 US4595887A (en) | 1984-05-24 | 1985-05-23 | Voltage controlled oscillator suited for being formed in an integrated circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59105186A JPS60248006A (ja) | 1984-05-24 | 1984-05-24 | 発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60248006A true JPS60248006A (ja) | 1985-12-07 |
| JPH0469442B2 JPH0469442B2 (ja) | 1992-11-06 |
Family
ID=14400644
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59105186A Granted JPS60248006A (ja) | 1984-05-24 | 1984-05-24 | 発振器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4595887A (ja) |
| JP (1) | JPS60248006A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02111122A (ja) * | 1988-04-27 | 1990-04-24 | Sony Tektronix Corp | 発振器、その温度補償方法、及びトリガ可能型発振器 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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