JPS62603B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は周波数変調可能な高周波用発振器に関
するものである。

従来、周波数変調可能な発振器として、発振回
路の周波数決定素子の一部に可変容量ダイオード
などを用い、制御信号により発振周波数を変調す
ることが行なわれている。この様な回路は構成は
簡単であるが、可変容量ダイオード固有の温度特
性や、基準バイアスを与える電源の変動などのた
めに発振周波数が変化しやすく、可変容量ダイオ
ードの容量値のバラツキや、容量変化特性のバラ
ツキのために周波数変調感度が変わるなどの欠点
を有している。

また、発振器を半導体集積回路で構成しようと
する場合、回路と同時に可変容量ダイオードを集
積化することは困難とされており、集積回路化し
た発振器に可変容量ダイオードを付加して用いる
ことは、前記安定度や感度のバラツキ解消になら
ないばかりでなく、経済的にもコスト高となる。

本発明は可変容量ダイオードを用いないで周波
数変調可能であり、かつ半導体集積回路に適した
発振器を提供するものである。以下、本発明を図
示の実施例に基いて説明する。第１図は発振器の
基本的ブロツク構成図である。同図において、１
は制御入力端子２より与えられる制御信号のレベ
ルにより移相量が調節可能な移相器であり、３は
周波数選択性移相回路である。

これらは増幅器４と共に正帰還ループを形成し
て発振する。

ここで、増幅器４は単にループ利得を得るため
のものであり、これは移相器１が利得を有する場
合は特に必要としない。

この発振器の周波数選択性移相回路３の入出力
位相伝達特性が第２図のように示されるならば、
移相器１の移相量が−θ_０となる時、発振周波数
_０となることは周知であり、移相器１の移相量
が制御入力端子２の信号により−θ_１から−θ_２
へ変化させられると発振周波数は_１から_２へ
変化し、制御入力信号により周波数変調されるこ
とになる。

第３図は本発明の実施例の要部回路構成を示す
もので、移相回路部を詳細に示している。同図に
おいて、３は第２図に示すような特性を有する周
波数選択性移相回路、５は例えば（θ_１−θ_２）
だけ移相する移相回路、６，７は入力信号に対し
て正逆２相の等振幅信号を出力する信号形成回路
であり、６よりθ_１，θ_１＋πの位相で信号は出
力され、７よりθ_２，θ_２＋πの位相で出力され
る。

θ_１＋πの信号はトランジスタQ₃のベース電
極に、＋θ_１の信号はQ₄のベース電極に加えら
れ、同様にθ_２＋π，θ_２の信号はトランジスタ
Q₁，Q₂のベース電極に加えられる。

Q₁，Q₂のエミツタ電極は共通接続されてお
り、Q₃，Q₄のエミツタ電極も共通接続されてい
る。また、コレクタ電極はQ₁，Q₃が共通接続さ
れており、Q₂，Q₄も共通接続されている。

この様な接続にすると、負荷抵抗R₁にはθ_１
＋πとθ_２＋πの入力によりベクトル合成された
信号が、そして負荷抵抗R₂には＋θ_１と＋θ_２
の入力によりベクトル合成された信号が生ずる。

その合成比は差動接続された制御用トランジス
タQ₅，Q₆に加えられる。制御入力端子２からの
制御信号により、Q₁，Q₂，Q₃，Q₄に流れる電流
を制御し、例えばR₂にはQ₂，Q₄による入力信号
の位相反転を考慮すれば（θ_１〜θ_２）＋πの位
相の信号が生じることは明らかである。同様に
R₁にはθ_１〜θ_２の位相の信号が現われる。８
はインピーダンス変成器であり、出力は周波数選
択性移相回路３に接続されて発振用正帰還ループ
を形成する。

一方、負荷抵抗R₁に生じる信号はインピーダ
ンス変成器９に導かれ、発振出力として出力端子
１０に与えられる。なお、１１は位相合成器用電
源端子である。

このような回路にしたことによる第１の効果
は、制御信号により異なる位相の２つの信号の合
成比を調節する移相回路を正帰還ループ内に設け
て周波数制御を行なうことにより、可変容量ダイ
オードを用いないで周波数変調を可能にしたこと
であり、第２の効果は、位相合成器の出力を負荷
抵抗R₁，R₂とにより、正逆相の２出力とするこ
とによつて、一方を正帰還ループを形成する信号
出力とし、他方を発振出力として用いることによ
り、出力負荷による正帰還ループへの影響をなく
し、発振器の安定性を高めることができることで
ある。第３の効果は、位相合成器の入力側および
出力側を正逆２相とすることにより、電流路を相
補的に共通接続することが可能になり、電源、ア
ース路に信号成分がもれ出すことが防げ、電源、
アース等の線路インピーダンスの高くなりがちな
集積回路を安定に構成することが可能になつたこ
とである。すなわち、負荷抵抗R₁，R₂に流れる
電流は制御入力がどの様な場合にも相補的であ
り、それらを共通接続することにより、電源端子
１１からの電流には信号成分は含まれない。

また、Q₁，Q₂のエミツタ電流、Q₃，Q₄のエミ
ツタ電流もそれぞれ相補的であり、それらを共通
接続することによつて、制御用トランジスタ
Q₅，Q₆には信号電流は流れない。このため、合
成比の制御は直流的ないしは変調信号周波数での
考慮のみで行なえることになる。

第４図は本発明の具体的実施例を示すもので、
位相合成を行なうための異なる位相の正逆相信号
は次のようにつくられる。

移相器の入力端子１２を基準位相と考えると、
Q₇のベース電極には、ほぼそのままの位相で信
号が加えられ、Q₈のベース電極には抵抗値がR₃
なる抵抗１３と容量値がＣなるコンデンサ１４と
により、発振周波数において、２πCR₃＝１
となる様にR₃とＣの値を選んで、ほぼπ／４遅
れた位相の信号が加えられる。この場合の信号振
幅が1/√2となることを考えれば、エミツタホロ
ワ段を経て位相合成されたQ₉のコレクタには−
3/4π位相の信号が、Q₁₀のコレクタ電極には＋
1/4π位相の信号が生ずることになる。

一方、Q₁₁のベース電極には−1/4π位相の信
号が加えられるが、Q₁₂には信号成分は加えられ
ない。それ故、Q₁₁のコレクタ電極には3/4π位
相の信号が、Q₁₂のコレクタ電極にはこれと逆相
の−1/4π位相の信号が生ずることになる。

Q₁₃はQ₇，Q₈と直流的平衡をとるために設けた
トランジスタ、R₄，R₅，R₆はエミツタ抵抗、R₇
はR₃と直流的平衡をとるために設けた抵抗、R₈
は信号成分阻止抵抗である。

R₉はR₃，R₇，R₈と直流的平衡をとるために設
けた抵抗である。

R₁₀，R₁₁，R₁₂，R₁₃はそれぞれのトランジスタ
Q₉，Q₁₀，Q₁₁，Q₁₂のコレクタ出力抵抗、R₁₄，
R₁₅はコレクタ電圧調整用抵抗である。帰還ルー
プ用位相合成器の入力としてQ₂，Q₄のベース電
極には−1/4π位相の信号が加えられ、合成出力
は＋3/4π〜＋1/4πの間90゜の位相変化が可能と
なる。

Q₁₄はインピーダンス変成用エミツタホロワ段
で、帰還用端子１５より、周波数選択性移相回路
３に接続される。

Q₁₅は出力用インピーダンス変換用エミツタホ
ロワ段で、出力端子１０に接続されている。

位相合成器の合成比は制御入力端子２からの制
御信号により変化させられるが、エミツタ抵抗
R₁₆，R₁₇により電流帰還をかけて制御の安定化を
はかつている。抵抗R₁₈，R₁₉，R₂₀，R₂₁，R₂₂は
トランジスタQ₅，Q₆の動作電圧の設定と、制御
感度の調節および直流的平衡のために設けられて
いる。

この位相合成器が最適に動作するためには、合
成出力信号の振幅が制御信号により、すなわち、
出力位相角により変化しないことが望ましい。こ
のことは、Q₅，Q₆が平衡状態にある時、Q₁，
Q₂，Q₃，Q₄の利得は最大利得（不平衡状態で生
ずる）の1/√2であればよい。この条件の実現と
動作の安定化のために各トランジスタQ₁，Q₂，
Q₃，Q₄のエミツタ電極にそれぞれR₂₃，R₂₄，
R₂₅，R₂₆が接続されている。

１６，１７はこの回路を動作させるための電源
端子である。

上記位相合成器の移相特性を第５図に示す。

なお、第４図において、Q₅，Q₆のコレクタ電
極間に接続された抵抗R₂₇は、制御信号による位
相偏位量を調節するためのもので、第５図におけ
るＡは抵抗を接続しない時の特性、Ｂは抵抗を接
続した場合の特性の一例を示す。この抵抗によ
り、必要な移相量を調節できる。

なお、発振器として用いる周波数選択性移相回
路は周知のＬ，Ｃの組合せ回路によるものの他、
水晶またはセラミツク振動子あるいは弾性表面波
フイルタ素子など周波数による位相変位特性を有
するものであれば任意に用いることができる。

以上の説明から明らかなように本発明は全ての
信号経路を相補的に構成し、かつ直流的には平衡
型となるような回路構成を実現することが出来、
集積回路に適した位相合成回路が得られ、その効
果は前に述べたところであるが、さらに抵抗
R₂₃，R₂₄，R₂₅，R₂₆を設けることにより、振幅特
性のほぼ平坦な理想的位相合成回路が得られ、移
相器として、周波数選択性移相回路と組合せるだ
けでFM発振器を構成することができ、経済性に
も優れたものである。

また、本発明の発振器は周波数変調器としてだ
けでなく、直流電圧による制御で周波数微調も可
能であるので、電圧制御型発振器としても用いる
ことができる。また、移相回路の移相量も合成器
の入力信号の極性を入れかえる（４通りの組合
せ）だけで、ほぼ全範囲をカバーすることが可能
であるという特長も有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は発振器の基本ブロツク構成図、第２図
は周波数選択性移相回路の特性例を示す図、第３
図は本発明の実施例の要部回路構成図、第４図は
本発明の具体的実施例の回路構成図、第５図は同
本発明の実施例の移相特性例図である。 １……移相器、２……制御入力端子、３……周
波数選択性移相回路、５……移相回路、６，７…
…信号形成回路、Q₁，Q₂，Q₃，Q₄……位相合成
用のトランジスタ、Q₅，R₆……位相合成制御用
のトランジスタ、R₂₃〜R₂₆……抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 位相が異なる複数の信号を形成する信号形成
   回路と、その信号形成回路からの位相が異なる複
   数の信号を合成する場合の信号合成比を制御入力
   端子に与えられる制御信号のレベルに応じて調節
   可能にした位相合成器を含めて成る第一の移相回
   路と、その第１の移相回路に対して発振のための
   正帰還ループを構成するごとく接続された周波数
   選択性の第２の移相回路を具備した発振器におい
   て、前記第１の移相回路は正、逆相信号を一組と
   し、互に異なる位相を有する２組の信号のうち、
   各一信号を入力信号とする第１の位相合成器と、
   残りの各一信号を入力信号とする第２の位相合成
   器を有し、それらの位相合成器の出力回路から
   正、逆相の位相合成出力を得るように構成されて
   いることを特徴とする発振器。 ２ 特許請求の範囲、第１項の記載において、第
   １、第２の位相合成器は、それぞれエミツタを共
   通接続した第１と第２のトランジスタおよび第３
   と第４のトランジスタと、エミツタを共通にして
   差動接続された第５と第６のトランジスタを有
   し、前記第１と第３のトランジスタのコレクタお
   よび前記第２と第４のトランジスタのコレクタは
   それぞれ共通接続され、前記第１と第２のトラン
   ジスタのエミツタおよび前記第３と第４のトラン
   ジスタのエミツタは、それぞれ前記第５と第６の
   トランジスタの各コレクタに接続され、前記第１
   と第２のトランジスタの各ベースには同一相に属
   する極性の異なる信号が与えられ、前記第３と第
   ４のトランジスタの各ベースには前記相と異なる
   相に属する極性の異なる信号が与えられ、かつ前
   記第５と第６のトランジスタの少なくとも一方の
   ベースに前記制御信号が与えられ、前記第１と第
   ３のトランジスタのコレクタと前記第２と第４の
   トランジスタのコレクタのうち、いずれか一方か
   ら位相合成出力を得る如く構成されていることを
   特徴とする発振器。 ３ 特許請求の範囲第２項の記載において、極性
   の異なる移相信号を供給される第１と第２のトラ
   ンジスタの各エミツタと制御信号を供給される第
   ５のトランジスタのコレクタの間、及び極性の異
   なる別の移相信号を供給される第３と第４のトラ
   ンジスタの各エミツタと、前記第５のトランジス
   タと差動構成された第６のトランジスタのコレク
   タとの間には、それぞれ抵抗が挿入されているこ
   とを特徴とする発振器。