JP2930305B2 - 移相型発振回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、移相型発振回路に関し、特に集積回路化に
適すると共に、数GHzの発振信号を出力するようにした
移相型発振回路に関する。

〔発明の概要〕

本発明の移相型発振回路は、少なくともＮ段（Ｎ≧
３）の移相回路を有し、前記Ｎ段の移相回路を縦続接続
して正帰還ループを構成した移相型発振回路において、
前記Ｎ段の移相回路のそれぞれは定電流源で動作する差
動増幅器とこの差動増幅器の出力に接続した可変CR時定
数回路とから成り、前記Ｎ段の差動増幅器の複数段に出
力端子を設け、互いに位相の異なる複数の発振信号を出
力することができる。

また、複数の発振信号の位相差を90゜に設定すれば、
イメージ妨害信号を打消すようにした周波数変換器の局
部発振器に用いることができる。

更に、前記可変CR時定数回路のコンデンサの容量を印
加電圧により変化させることで発振周波数を制御するこ
とができる。

〔従来の技術〕

従来の発振回路の一例として、実公昭61−38263号公
報に示される如く、互いに逆相の発振信号が取り出され
るようにしたLC型発振回路が知られている。

すなわち、第５図において、集積回路内にトランジス
タ1a、トランジスタ1b及び定電流源1cから成る差動増幅
器１と、第１の正帰還用トランジスタ２及び第２の正帰
還用トランジスタ３と、電圧制御型可変容量ダイオード
４を形成し、インダクタンスＬ及びコンデンサＣから成
る並列共振回路５を外付けして構成する。そして、端子
６に制御電圧を印加すると共に端子７に電源電圧を印加
し、出力端子８及び出力端子９から互いに逆相の発振信
号を取り出している。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、第８図に示す従来のLC型発振回路は、
インダクタンスＬ及びコンデンサＣから成る並列共振回
路５を集積回路の外部に設けるので、集積回路パッケー
ジの端子部分のインダクタンス成分及び漂遊容量が高周
波（例えば数GHz）で無視できないため、安定な発振信
号が得られない欠点があると共に、出力端子８及び出力
端子９から互いに逆相の発振信号は得られるものの、そ
れ以外の例えば互いに90゜位相差の複数の発振信号は得
られない欠点があった。

また、後者の発振回路は、LC共振回路が不要になる
が、単一の発振信号しか得られないと共に発振周波数を
可変することが容易でない欠点があった。

従って、本発明の目的は前記欠点を改良した移相型発
振回路を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の移相型発振回路は、少なくともＮ段（Ｎ≧
３）で奇数個の移相回路を有し、前記Ｎ段の移相回路を
縦続接続して正帰還ループを構成した移相型発振回路に
おいて、前記Ｎ段の移相回路のそれぞれを、定電流源で
動作する差動増幅器、および、誤差動増幅器の出力段間
に接続する半導体素子からなるコンデンサと抵抗とのCR
時定数回路とで構成すると共に、前記Ｎ段の移相回路の
複数の出力段に互いに位相の異なる発振信号を出力する
出力端子を設ける。

また、少なくともＮ段（Ｎ≧４）で偶数個の移相回路
を有し、前記Ｎ段の移相回路を縦続接続して正帰還ルー
プを構成した移相型発振回路において、前記Ｎ段の移相
回路のそれぞれを、定電流源で動作する差動増幅器、お
よび誤差動増幅器の出力段間に接続する半導体素子から
なるコンデンサと抵抗とのCR時定数回路とで構成すると
共に、最終段の前記移相回路の出力を初段の前記移相回
路の入力と直流的に負帰還し交流的に正帰還になるよう
該初段の移相回路の入力と接続し、前記Ｎ段の移相回路
の複数の出力段に互いに位相の異なる発振信号を出力す
る出力端子を設ける。

さらに、本発明の移相型発振回路の一例として、Ｎ段
のCR時定数回路のそれぞれのコンデンサを、印加電圧に
より容量を制御することが可能な、半導体素子からなる
可変型コンデンサで構成する。

〔作用〕

本発明の移相型発振回路は、前記Ｎ段の差動増幅器の
複数段に設けた出力端子から互いに位相の異なる（例え
ば90゜）複数の発振信号を出力することができる。

また、Ｎ段の可変CR時定数回路のそれぞれのコンデン
サを印加電圧により容量が変化する半導体素子からなる
可変型コンデンサで構成する場合には、互いに位相の異
なる複数の発振信号の周波数を可変することができる。

従って、本発明の移相型発振回路をイメージ妨害信号
を打消すようにした周波数変換器の局部発振器として用
いることができる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例について、図面を参照して説
明する。

第１図は、本発明の移相型発振回路の基本構成を示す
回路接続図で、10は第１の移相回路、11は第２の移相回
路、12は第３の移相回路である。前記第１の移相回路10
乃至第３の移相回路12はＮ段（Ｎ≧３）の移相回路のＮ
＝３の場合を示すが、後述するようにＮは例えば４でも
よい。前記第１の移相回路10は、トランジスタQ₁、トラ
ンジスタQ₂及び定電流源13からなる第１の差動増幅器14
と、抵抗器R₁（または抵抗器R₂）及び半導体素子で形成
されるコンデンサC₁からなる第１の時定数回路15から構
成される。前記トランジスタQ₁とトランジスタQ₂の各エ
ミッタは共通接続され、定電流源13を介して基準電位に
接続され、各コレクタはそれぞれ抵抗器R₁及び抵抗器R₂
を介して直流電源端子16に接続される。前記コンデンサ
C₁は、トランジスタQ₁とトランジスタQ₂のコレクタ間に
接続され、前記抵抗器R₁と共にローパスフィルタを構成
する。時定数を求めるため、第２図に第１図に示した時
定数回路15の等価回路を示す。第１図の時定数回路に構
成されているコンデンサC₁は２倍の容量値2c₁を有する
コンデンサ2C₁を２個直列接続されたものに等しく、か
つこのコンデンサ2C₁の共通接続点は交流電位は変動せ
ず、いわゆる仮想接地と見なせるから、電源端子16_Tに
接続されている。その結果抵抗器R₁とコンデンサ2C₁が
並列接続された回路が２個構成され、抵抗器R₁または抵
抗器R₂とコンデンサ2C₁の共通接続点はそれぞれのトラ
ンジスタQ₁とQ₂のコレクタに接続される。このことか
ら、前記第１の時定数回路15の時定数は抵抗器R₁の抵抗
値r₁とコンデンサC₁の容量値c₁の２倍の容量値2c₁との
積2c₁・r₁、また抵抗器R₁の抵抗値r₁と等しい抵抗値を
有する抵抗器R₂の抵抗値r₁とコンデンサC₁の容量値c₁の
２倍の容量値2c₁との積2c₁・r₁で定まる。（但し、トラ
ンジスタQ₁の出力抵抗は抵抗値r₁より充分大とする）。

従って、第１の移相回路10の移相量θ_１は、角周波数
をωとすればθ_１＝tan^-1ω2c₁r₁（ローパスフィルタ）
で表され、c₁r₁を適宜選定することにより、一例として
60゜に設定する。

前記第２の移相回路11はトランジスタQ₃、トランジス
タQ₄及び定電流源17からなる第２の差動増幅器18と、抵
抗器R₃（または抵抗器R₄）及び半導体素子で形成される
コンデンサC₂からなる第２の時定数回路19から構成され
る。前記トランジスタQ₃とトランジスタQ₄の各エミッタ
は共通接続され、定電流源17を介して基準電位に接続さ
れ、各コレクタはそれぞれ抵抗器R₃及び抵抗器R₄を介し
て直流電源端子16Tに接続される。前記コンデンサC
₂は、トランジスタQ₃とトランジスタQ₄のコレクタ間に
接続され、前記抵抗器R₃と共にローパスフィルタを構成
する。前記第２の時定数回路19の時定数は、抵抗器R₃の
抵抗値r₃とコンデンサC₂の容量値c₂の２倍の容量値2c₂
との積2c₂・r₃、また抵抗器R₃の抵抗値r₃と等しい抵抗
値を有する抵抗器R₄の抵抗値r₃のコンデンサC₂の容量値
c₂の２倍の容量値2c₂との積2c₂・r₃で定まる。（但し、
トランジスタQ₂の出力抵抗は抵抗値r₃より充分大とす
る）従って、第２の移相回路11の移相量θ_２も角周波数
をωとすれば、θ_２＝tan^-1ω2c₂r₃（ローパスフィル
タ）で表され、c₂r₃を適宜選定することにより、一例と
して60゜に設定する。

前記第３の移相回路12はトランジスタQ₅、トランジス
タQ₆及び定電流源20からなる第３の差動増幅器21と、抵
抗器R₅（または抵抗器R₆）及び半導体素子で形成される
コンデンサC₃からなる第３の時定数回路22から構成され
る。前記トランジスタQ₅とトランジスタQ₆の各エミッタ
は共通接続され、定電流源20を介して基準電位に接続さ
れ、各コレクタはそれぞれ抵抗器R₅及び抵抗器R₆を介し
て直流電源端子16に接続される。前記コンデンサC₃は、
トランジスタQ₅とトランジスタQ₆のコレクタ間に接続さ
れ、前記抵抗器R₅の抵抗値r₅とコンデンサC₃の容量値c₃
の２倍の容量値2c₃との積2c₃・r₅、また抵抗器R₅の抵抗
値r₅と等しい抵抗値を有する抵抗器R₆の抵抗値r₅とコン
デンサC₃の容量値c₃の２倍の容量値2c₃との積2c₃・r₅で
定まる。（但し、トランジスタQ₅の出力抵抗は抵抗値r₅
より充分大とする）従って、第３の移相回路12の移相量
θ_３も角周波数をωとすれば、θ_３＝tan^-1ω2c₃r₅（ロ
ーパスフィルタ）で表され、c₃r₅を適宜選定することに
より、一例として60゜に設定する。

そして、前記トランジスタQ₁のコレクタをトランジス
タQ₃のベースに接続し、トランジスタQ₃のコレクタをト
ランジスタQ₅のベースに接続し、トランジスタQ₅のコレ
クタをトランジスタQ₁のベースに接続することにより、
正帰還ループを構成する。またトランジスタQ₂のコレク
タをトランジスタQ₄のベースに接続し、トランジスタQ₄
のコレクタをトランジスタQ₆のベースに接続し、トラン
ジスタQ₆のコレクタをトランジスタQ₂のベースに接続す
ることにより正帰還ループを構成し、トランジスタQ₁の
コレクタに第１の差動増幅器14の第１の出力端子14_Tを
接続し、トランジスタQ₃のコレクタに第２の差動増幅器
18の第２の出力端子18_Tを接続し、トランジスタQ₅のコ
レクタに第３の差動増幅器21の第３の出力端子21_Tを接
続する。

以上の構成によれば、第１の移相回路10の移相量θ_１
＝60゜、第２の移相回路11の移相量θ_２＝60゜、第３の
移相回路12の移相量θ_３＝60゜であり、３段縦続接続さ
れているため、全体として180゜の移相量が得られる。
また、前記第１の差動増幅器14のトランジスタQ₁のベー
スと第３の差動増幅器21のトランジスタQ₅のコレクタの
位相は、前記第１の時定数回路15乃至第３の時定数回路
22がない時に逆相になるので、前述した180゜の移相量
が加わることにより、第１の移相回路10、第２の移相回
路11及び第３の移相回路12の縦続接続は全体として正帰
還となり、いわゆる移相型発振器を構成する。

この第１図に示した移相型発振回路の動作を説明する
ため、第３図に移相型発振回路動作説明回路と第４図に
その各端子における波形図を示す。

まず、第３図を用いて直流動作について説明する。第
１の差動増幅器14の一方のトランジスタQ₁のベースの電
位が上昇し（＋）、他方のトランジスタQ₂のベースの電
位が下がった（−）とすると、トランジスタQ₁のコレク
タは下がり（−）トランジスタQ₂のコレクタは上がる
（＋）。これらのコレクタ電位は次段の第２の差動増幅
器18のトランジスタQ₃とQ₄の各ベースに供給される。い
ま、トランジスタQ₁のコレクタがトランジスタQ₃のベー
スにまたトランジスタQ₂のコレクタがトランジスタQ₄の
ベースにそれぞれ接続されているから、トランジスタQ₃
のベースの電位は下がり（−）トランジスタQ₄のベース
は上がっている（＋）。その結果、トランジスタQ₃のコ
レクタの電位は上がり（＋）トランジスタQ₄のコレクタ
の電位は下がる（−）。また同様に、トランジスタQ₃と
Q₄のコレクタが第３の差動増幅器21のトランジスタQ₅と
Q₆の各ベースに接続されているから、トランジスタQ₅の
ベースの電位は上がる（＋）からそのコレクタの電位は
下がる（−）。また、トランジスタQ₅のベースの電位は
下がる（−）からこのコレクタ電位は上がる（＋）。

トランジスタQ₅の下がった（−）コレクタ電位が第１
の差動増幅器14のトランジスタQ₁のベースに供給され、
トランジスタQ₆の上がった（＋）コレクタ電位がトラン
ジスタQ₂のベースにそれぞれ供給されるから、極性が逆
の直流成分が加算され直流的に負帰還がかかったことに
なり、直流バイアスは安定し、フリップ・フロップ等の
ように電源電圧かグランドレベルのどちらか一方に固定
されることはない。

次に、第３図と第４図を用いて移相型発振回路の交流
動作について説明する。

第３図に各差動増幅器14,18,21とその時定数回路15,1
9,22を示し、この差動増幅器14,18,21の各トランジスタ
のベースとコレクタの各端子の波形（発振信号）を第４
図に示してあり、縦軸を任意目盛の振幅とし、横軸の目
盛を時間（位相）としている。第１の差動増幅器14の一
方のトランジスタQ₁のベース（Q_1b）の電位を基準に入
力波形（発振信号）sinωｔが供給されたとする（位相
を０゜とする）。このとき、他方のトランジスタQ₂のベ
ース（Q_2b）の電位は逆位相で−sinωｔの入力波形が供
給される。すると、トランジスタQ₁のコレクタ（Q_1c）
は第１の時定数回路15の抵抗器R₁とコンデンサ2C₁によ
り入力波形sinωｔに対して反転してさらに60゜遅れて
−sin（ωｔ−60゜）となり、トランジスタQ₂のコレク
タ（Q_2c）は入力波形−sinωｔの反転した信号よりさら
に60゜遅れsin（ωｔ−60゜）となる。これらのコレク
タからの出力波形（発振信号）は次段の第２の差動増幅
器18のトランジスタQ₃とQ₄の各ベースに供給される。い
ま、トランジスタQ₃のベース（Q_3b）には−sin（ωｔ−
60゜）、トランジスタQ₄のベース（Q_4b）にはsin（ωｔ
−60゜）の波形がそれぞれ供給され、それぞれのコレク
タ（Q_3c,Q_4c）ではさらに第２の時定数回路19によりベ
ースに供給された波形（発振信号）よりさらに60゜遅れ
るから、トランジスタQ₃のコレクタ（Q_3c）の電位はsin
（ωｔ−120゜）となり、トランジスタQ₄のコレクタ（Q
_4c）の電位は−sin（ωｔ−120゜）となる。また、同様
に、トランジスタQ₃とQ₄のコレクタ（Q_3c,Q_4c）の各出
力波形（発振信号）を第３の差動増幅器21のトランジス
タQ₅のベース（Q_5b）とQ₆の各ベース（Q_6b）に供給する
と、トランジスタQ₅のベース（Q_5b）の電位はsin（ωｔ
−120゜）であるからそのコレクタ（Q_5c）の電位は第３
の時定数回路22により60゜遅れ、−sin（ωｔ−180゜）
となり、また、同様にトランジスタQ₆のベース（Q_6b）
の電位は−sin（ωｔ−120゜）だからこのコレクタ（Q
_6c）電位はsin（ωｔ−180゜）となる。

このように、トランジスタQ₅のコレクタ（Q_5c）の電
位−sin（ωｔ−180゜）はトランジスタQ₁のベース（Q
_1b）電位と同じ位相となり、またトランジスタQ₆のコレ
クタ（Q_6c）電位sin（ωｔ−（２）180゜）はトランジ
スタQ₂のベース（Q_2b）電位と同じ位相となる。その結
果、第３の移相回路12からの出力波形（発振信号）が第
１の移相回路10の入力波形の位相と同じになり、出力波
形（発振信号）が正帰還され、発振が維持されることに
なる。

従って、前記第３の差動増幅器21の出力端子21_Tの位
相を基準位相０゜と仮定すれば、第１の差動増幅器14の
出力端子14_Tから120゜、第２の差動増幅器18の出力端子
18_Tから240゜の位相差を有する正弦波信号が得られ、互
いに120゜位相差を有する複数の発振信号が得られる。

次に、本発明の移相型発振回路の具体回路について、
第５図を参照して説明する。（なお、第５図において、
全体を25で示す移相型発振回路は、移相回路を４段設け
けた場合を示し、第１図に対応する部分には同一番号を
付し、その詳細な説明は省略する）第５図において、前
記第１の移相回路10は、差動増幅器14を構成するトラン
ジスタQ₁とトランジスタQ₂のコレクタ間に、ベース・エ
ミッタ間が直接接続されたトランジスタQ₇及びトランジ
スタQ₈であって、これら２つのトランジスタのベースを
共通接続して構成したコンデンサC₁が接続されていて、
さらに共通接続点は電圧制御端子26に接続されている。
この場合、第１の移相回路10の移相量θ_１は、一例とし
て45゜に設定される。また、第２の移相回路11及び第３
の移相回路12も同様に構成され、第２の移相回路11の移
相量θ_２及び第３の移相回路の移相量θ_２もそれぞれ45
゜に設定される。更に第４の移相回路30が設けられ、こ
の第４の移相回路30はトランジスタQ₁₃、トランジスタQ
₁₄及び定電流源31からなる第４の差動増幅器32と、抵抗
器R₇（または抵抗器R₈）及びコンデンサC₄からなる第４
の時定数回路33から構成される。前記トランジスタQ₁₃
とトランジスタQ₁₄の各エミッタは共通接続され、定電
流源31を介して基準電位に接続され、各コレクタはそれ
ぞれ抵抗器R₇及び抵抗器R₈を介して直流電源端子16に接
続され、トランジスタQ₁₃のコレクタに第４の出力端子3
2_Tが接続される。前記コンデンサC₄は、トランジスタQ
₁₃とトランジスタQ₁₄のコレクタ間に接続され、前記抵
抗器R₇と共にローパスフィルタを構成する。前記第４の
時定数回路33の時定数は、抵抗器R₇の抵抗値r₇とコンデ
ンサC₄の容量値c₄（但し、トランジスタQ₁₃とトランジ
スタQ₁₄のコレクタ間の容量とする）の積c₄・r₇で定ま
る。（但し、トランジスタQ₁₃の出力抵抗は抵抗値r₇よ
り充分大とする）。

従って、第４の移相回路30の移相量Q₄は角周波数をω
とすれば、θ_４＝tan^-1ω2c₄r₇（ローパスフィルタ）で
表され、c₄r₇を適宜選定して45゜に設定する。（一例と
してr₇は約800Ω、c₄は0.2PFとすれば、周波数1GHzにお
いてQ₄は45゜となる）。

移相回路が４段で構成された場合につき、まず直流動
作について説明する。

移相回路が１段から３段までは第１図に示した動作と
同一であり、そこまでの説明は省略する。いま第１図で
説明した時と同じ条件とすると、前述したように、第３
の移相回路12の差動増幅器21を構成するトランジスタQ₅
のコレクタ電位は下がり（−）、他方のトランジスタQ₆
のコレクタは上がって（＋）いる。

Q₅の下がった（−）コレクタ電位は第４の移相回路30
の差動増幅器32の一方のトランジスタQ₁₃のベースに供
給されこのコレクタ電位は上がる（＋）。他方のトラン
ジスタQ₁₄のベースにはトランジスタQ₆の上がった
（＋）コレクタ電位が供給され、その結果コレクタ電位
は下がる（−）。

第１の移相回路10の差動増幅器14のトランジスタQ₁の
ベース電位は上昇（＋）しているので、第４の移相回路
30の差動増幅器32のトランジスタQ₁4のコレクタをトラ
ンジスタQ₁のベースに接続してこの直流電位を下げてい
る。また、第１の移相回路10の差動増幅器14のトランジ
スタQ₂のベース電位は下がって（−）いるので、第４の
移相回路30のトランジスタQ₁₃のコレクタをトランジス
タQ₂のベースに接続して直流電流を上げている。従っ
て、移相回路を偶数段用いて移相型発振回路を構成する
ときには、最終段の出力電圧を入力段（初段）の入力電
圧と極性が逆になるように接続する必要があり、それに
よって直流電圧（バイアス）を負帰還させて直流動作を
安定にしている。

次に、第５図に示した移相型発振回路の交流動作につ
いて説明する。

第１の差動増幅器14の一方のトランジスタQ₁のベース
（Q_1b）の電位を基準に入力波形（発振信号）sinωｔが
供給されたとする（位相を０゜とする）。このとき、他
方のトランジスタQ₂のベース（Q_2b）の電位は逆位相で
−sinωｔの入力波形が供給される。すると、トランジ
スタQ₁のコレクタ（Q_1c）は第１の時定数回路15の抵抗
器R₁とコンデンサ2C₁により入力波形sinωｔに対して反
転してさらに45゜遅れて−sin（ωｔ−45゜）となり、
トランジスタQ₂のコレクタ（Q_2c）は−sinωｔの波形の
反転した信号よりさらに45゜遅れsin（ωｔ−45゜）と
なる。これらのコレクタ電位は次段の第２の差動増幅器
18のトランジスタQ₃とQ₄の各ベースに供給される。い
ま、トランジスタQ₃のベース（Q_3b）には−sin（ωｔ−
45゜）、トランジスタQ₄のベース（Q_4b）にはsin（ωｔ
−45゜）の波形がそれぞれ供給され、さらに第２の時定
数回路19によりベースに供給された波形（発振信号）よ
りさらに45゜遅れるから、トランジスタQ₃のコレクタ
（Q_3c）の電位はsin（ωｔ−90゜）となり、トランジス
タQ₄のコレクタ（Q_4c）の電位は−sin（ωｔ−90゜）と
なる。また同様に、トランジスタQ₃とQ₄のコレクタ（Q
_3c,Q_4c）の各出力波形（発振信号）を第３の差動増幅器
21のトランジスタQ₅のベース（Q_5b）とQ₆のベース
（Q_6b）に供給すると、トランジスタQ₅のベース（Q_5b）
の電位はsin（ωｔ−90゜）であるからそのコレクタ（Q
_5c）の電位は第３の時定数回路22により45゜遅れ、−si
n（ωｔ−135゜）となり、また、同様にトランジスタQ₆
のベース（Q_6b）の電位は−sin（ωｔ−90゜）たからこ
のコレクタ（Q_6c）の電位はsin（ωｔ−135゜）とな
る。

トランジスタQ₁₃のベース（Q_13b）の電位は−sin（ω
ｔ−135゜）であるからそのコレクタ（Q_13c）の電位は
第４の時定数回路33により45゜遅れ、sin（ωｔ−180
゜）となり、また、同様にトランジスタQ₁₄のベース（Q
_14b）の電位はsin（ωｔ−135゜）だからこのコレクタ
（Q_14c）電位は−sin（ωｔ−180゜）となる。このコレ
クタ（Q_14c）電位−sin（ωｔ−180゜）がトランジスタ
Q₁のベース（Q_1b）に供給され、またトランジスタQ₁₃の
コレクタ（Q_13c）電位sin（ωｔ−180゜）がトランジス
タQ₂のベース（Q_2b）に供給される。

このように、トランジスタQ₁₃のコレクタ（Q_13c）の
電位sin（ωｔ−180゜）はトランジスタQ₂のベース（Q
_2b）電位と同じ位相となり、またトランジスタQ₁₄のコ
レクタ（Q_14c）電位−sin（ωｔ−180゜）はトランジス
タQ₁のベース（Q_1b）電位と同じ位相となる。その結
果、第４の移相回路30からの出力波形（発振信号）が第
１の移相回路10の入力の位相と同じになり、出力波形
（発振信号）が正帰還され、発振が維持されることにな
る。

以上の構成によれば、第１の移相回路10の移相量θ_１
＝45゜、第２の移相回路11の移相量θ_２＝45゜、第３の
移相回路12の移相量θ_３＝45゜、第４の移相回路30の移
相量θ_４＝45゜であり、４段縦続接続しているため、全
体として180゜の移相量が得られ、第１図のものと同様
に正帰還ループを構成する。

また、第２の差動増幅器18の第２の出力端子18_Tと第
４の差動増幅器32の第４の出力端子32_Tには互いに90゜
位相差を有する複数の発振信号（Cos ω₀t信号及びSin
ω₀t信号）をそれぞれ出力する。そして、前記電圧制御
端子26に印加する電圧を可変することにより、出力端子
18_T（Cos ω₀t）及び出力端子32_T（Sin ω₀t）の互いに
90゜位相差を有する複数の発振信号の周波数を可変する
ことができる。

なお、34はバイアス回路、35は出力端子35aを有する
第１のバッファ段、36は出力端子36aを有する第２のバ
ッファ段を示す。

次に、本発明の移相型発振回路を用いた周波数変換器
の一例について、第６図及び第７図を参照して説明す
る。

第６図は本発明の移相型発振回路を用いた周波数変換
器のブロック図を示し、第７図は中間周波数信号及びイ
メージ妨害信号の周波数スペクトル図を示す。第６図に
おいて、入力端子40に50〜900MHzの帯域内の高周波信号
（第７図ω_１参照）及び中間周波数の２倍の周波数分高
い周波数のイメージ妨害信号（第７図ω_２参照）が印加
されるので、合成信号Ｓは次式で表される。

Ｓ＝A sin ω₁t＋B sin ω₂t ＝A sin（ω_０−ｐ）ｔ＋B sin（ω_０＋ｑ）ｔ ……（１） 但し、 は第１の中間周波数、 は第１の中間周波数に等しいイメージ信号（妨害信号）
の周波数、 は移相型発振回路25の発振周波数である。

前記（１）式の合成信号Ｓは、第１の混合段41及び第
２の混合段42の一方の入力にそれぞれ供給される。

また、第１の混合段41の他方の入力には、移相型発振
回路25の第１のバッファ段（第５図参照）の出力端子35
aから発振信号（C cos ω₀t）が供給される。また、第
２の混合段42の他方の入力には、移相型発振回路25の第
２のバッファ段36（第５図参照）の出力端子36aから発
振信号（C sin ω₀t）が供給される。

即ち、出力端子35aと出力端子36aから出力される発振
信号の位相差は90゜ずれている。

従って、前記第１の混合段41の出力には、次式で示す
出力信号E₁が得られる。

前記第１の混合段41の出力信号E₁は、第１のローパス
フィルタ43に供給され、（２）式のsin（２ω_０−ｐ）
ｔとsin（２ω_０＋ｐ）ｔの周波数（２ω_０−ｐ）/2π
と（２ω_０＋ｐ）/2πは高周波で中間周波数p/2πより
十分高いから、LPFから出力されず、（２）式第２項の
中間周波信号（−sin pt）と（２）式第４項のイメージ
信号（sin qt）のみが抽出され、０゜移相器44を介して
減算器45の一方の入力に供給される。一方、前記第２の
混合段42の出力には、次式で示す出力信号E₂が得られ
る。

前記第２の混合段42の出力信号E₂は、第２のローパス
フィルタ46に供給され、（３）式第２項の第１の中間周
波信号（C cos pt）とイメージ信号（cos qt）のみが抽
出され、90゜移相器47及びレベル調整回路介して減算器
45の他方の入力に供給される。前記０゜移相器44の出力
信号E₃及び前記90゜移相器47の出力信号E₄はそれぞれ次
式で示される。

従って、減算器45において、（４）式第２項及び
（５）式第２項のイメージ信号成分 は打消され、第１の中間周波数信号成分（AC sin pt）
のみが減算器45から出力され、第２の混合段49に供給さ
れる。そして、前記移相型発振回路25の発振信号（C co
s ω₀t及びC sin ω₀t）の周波数を例えば1.0〜1.85GHz
の間で可変すれば、第１の中間周波信号成分（AC sin p
t）の周波数を、前記受信帯域（50〜900MHz）において9
50MHzの一定周波数にすることができる。前記第２の混
合段49に供給された950MHzの第１の中間周波成分は、局
部発振器50の例えば1GHzの発振信号と混合され、出力端
子49aに50MHzの第２の中間周波信号を発生する。

以上の説明から明らかな通り、本発明の移相型発振回
路は、少なくともＮ段（Ｎ≧３）の移相回路10、11及び
12を有し、前記Ｎ段の移相回路10、11及び12を縦続接続
して正帰還ループを構成した移相型発振回路において、
前記Ｎ段の移相回路10、11及び12のそれぞれを差動増幅
器14、18及び21と誤差動増幅器14、18及び21の出力に接
続したCR時定数回路15、19及び22から構成し、前記Ｎ段
の差動増幅器の複数段14、18に互いに位相の異なる複数
の発振信号を出力する出力端子14_T、18_Tを設け、互いに
位相の異なる複数の数GHzにもおよぶ発振信号を出力す
ることが可能な発振回路である。

また、本発明の移相型発振回路は、前記Ｎ段のCR時定
数回路15、19及び22のそれぞれのコンデンサC₁、C₂及び
C₃を可変型コンデンサにより構成し、前記可変型コンデ
ンサの容量を可変して複数の発振信号の周波数を可変す
ることができる。

なお、上述の一実施例においては、本発明の移相型発
振回路を周波数変換器に適用した場合について説明した
が、変調回路等のその他の用途に使用することが可能で
ある。

〔発明の効果〕

本発明の移相型発振回路は、Ｎ段の差動増幅器の複数
段に出力端子を設け、互いに位相の異なる複数の数GHz
にもおよぶ発振信号を出力することができ、可変CR時定
数回路の可変型コンデンサの容量を印加電圧により変化
させて発振信号の周波数を変化させることができる。

また、複数の発振信号の位相差を90゜に設定すれば、
イメージ妨害信号を打消すようにした周波数変換器の局
部発振器として利用することができる。

更に、本発明の移相型発振回路は、LC共振回路を使用
しないので、集積回路化が容易である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の移相型発振回路の基本構成を示す回路
接続図、第２図は時定数回路の等価回路を示す回路接続
図、第３図は移相型発振回路動作説明図、第４図は第３
図に示した移相型発振回路動作説明図の各端子の波形
図、第５図は本発明の移相型発振回路の具体回路を示す
回路接続図、第６図は本発明の移相型発振回路を用いた
周波数変換器のブロック図、第７図は本発明の説明に用
いる周波数スペクトル図、第８図は従来のLC型発振回路
の一例を示す回路接続図である。 １……差動増幅器 ２……第１の正帰還用トランジスタ ３……第２の正帰還用トランジスタ ５……並列共振回路 10……第１の移相回路 11……第２の移相回路 12……第３の移相回路 14……第１の差動増幅器 14_T……第１の出力端子 15……第１の時定数回路 18……第２の差動増幅器 18_T……第２の出力端子 19……第２の時定数回路 21……第３の差動増幅器 21_T……第３の出力端子 22……第３の時定数回路 25……移相型発振回路 30……第４の移相回路 32……第４の差動増幅器 32_T……第４の出力端子 33……第４の時定数回路 35……第１のバッファ段 36……第２のバッファ段 41……第１の混合段 42……第２の混合段 44……０゜移相器 47……90゜移相器 49……第３の混合段 50……局部発振器 R₁〜R₈……抵抗器 Q₁〜Q₁₄……トランジスタ C₁〜C₄……コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭53−33037（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−41812（ＪＰ，Ａ) 実開 昭58−66885（ＪＰ，Ｕ) 特表 平２−500711（ＪＰ，Ａ)

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくともＮ段（Ｎ≧３）で奇数個の移相
   回路を有し、前記Ｎ段の移相回路を縦続接続して正帰還
   ループを構成した移相型発振回路において、前記Ｎ段の
   移相回路のそれぞれを、定電流源で動作する差動増幅
   器、および、誤差動増幅器の出力段間に接続する半導体
   素子からなるコンデンサと抵抗とのCR時定数回路とで構
   成すると共に、前記Ｎ段の移相回路の複数の出力段に互
   いに位相の異なる発振信号を出力する出力端子を設けた
   ことを特徴とする移相型発振回路。
2. 【請求項２】前記Ｎ段のCR時定数回路のそれぞれのコン
   デンサを、印加電圧により容量を制御することが可能
   な、半導体素子からなる可変型コンデンサで構成し、前
   記可変型コンデンサの容量を外部から印加する制御電圧
   によって変化させ、発振周波数を変化可能にしたことを
   特徴とする請求項１記載の移相型発振回路。
3. 【請求項３】少なくともＮ段（Ｎ≧４）で偶数個の移相
   回路を有し、前記Ｎ段の移相回路を縦続接続して正帰還
   ループを構成した移相型発振回路において、前記Ｎ段の
   移相回路のそれぞれを、定電流源で動作する差動増幅
   器、および誤差動増幅器の出力段間に接続する半導体素
   子からなるコンデンサと抵抗とのCR時定数回路とで構成
   すると共に、最終段の前記移相回路の出力を初段の前記
   移相回路の入力と直流的に負帰還し交流的に正帰還にな
   るよう該初段の移相回路の入力と接続し、前記Ｎ段の移
   相回路の複数の出力段に互いに位相の異なる発振信号を
   出力する出力端子を設けたことを特徴とする移相型発振
   回路。
4. 【請求項４】前記Ｎ段のCR時定数回路のそれぞれのコン
   デンサを、印加電圧により容量を制御することが可能
   な、半導体素子からなる可変型コンデンサで構成し、前
   記可変型コンデンサの容量を外部から印加する制御電圧
   によって変化させ、発振周波数を変化可能にしたことを
   特徴とする請求項３記載の移相型発振回路。