JPH0469442B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0469442B2 JPH0469442B2 JP59105186A JP10518684A JPH0469442B2 JP H0469442 B2 JPH0469442 B2 JP H0469442B2 JP 59105186 A JP59105186 A JP 59105186A JP 10518684 A JP10518684 A JP 10518684A JP H0469442 B2 JPH0469442 B2 JP H0469442B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- phase
- variable gain
- resistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 20
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 10
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 22
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 4
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/20—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator
- H03B5/24—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator active element in amplifier being semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は半導体集積回路内での使用に適した発
振器、特に電圧制御発振器（以下、VCOという）
に関するものである。
振器、特に電圧制御発振器（以下、VCOという）
に関するものである。
（従来技術）
従来、VCOは半導体集積回路内でPLL（Phase
Lochad Loop）を形成する時広く用いられ、例
えばFMステレオマルチプレツクス（以下、FM
MPXという）等で用いられる。FM、MAXで
は、RC発振器の原理で発振するVCOにより約
76KHzの周波数を得、この発振周波数を４分周し
て約19KHzの信号を得、この19KHzの信号とFM
複合信号中の19KHzのパイロツト信号と位相比較
して位相差に応じた電圧を得、この電圧でVCO
の発振周波数を調節することにより、VCOを
76KHzで発振させていた。
Lochad Loop）を形成する時広く用いられ、例
えばFMステレオマルチプレツクス（以下、FM
MPXという）等で用いられる。FM、MAXで
は、RC発振器の原理で発振するVCOにより約
76KHzの周波数を得、この発振周波数を４分周し
て約19KHzの信号を得、この19KHzの信号とFM
複合信号中の19KHzのパイロツト信号と位相比較
して位相差に応じた電圧を得、この電圧でVCO
の発振周波数を調節することにより、VCOを
76KHzで発振させていた。
かかるVCOの従来例を第１図を参照して説明
する。定電流源I02に共通にエミツタが接続され
たトランジスタQ1とQ2との差動増幅器のトラン
ジスタQ1のベースにはVCO外部からの電圧で定
電流値の変わる定電流源I01と可変抵抗R1とコン
デンサC1との並列回路とが接続されている。可
変抵抗R1とコンデンサC1との並列回路は端子Ａ
で外付けとなつており、その他は半導体集積回路
内に形成される。トランジスタQ1のコレクタは
安定化された電圧VSに端子Ｂを介して接続され
ている。トランジスタQ2のコレクタは、トラン
ジスタQ7とQ8とのカレントミラーに接続されて
おり、このカレントミラーには端子Ｃを介して安
定化されない電圧VCCが与えられている。このカ
レントミラーのトランジスタQ8のコレクタには
定電流源I03が接続されており、このコレクタ出
力でトランジスタQ5とQ6とが駆動されている。
トランジスタQ5のエミツタは抵抗R5を介してト
ランジスタQ1のベースに帰還されている。一方、
トランジスタQ6のエミツタは抵抗R2とR3とを介
して接地されており、抵抗R2とR3との接続点は
トランジスタQ2のベースと抵抗R4とに接続され
ている。
する。定電流源I02に共通にエミツタが接続され
たトランジスタQ1とQ2との差動増幅器のトラン
ジスタQ1のベースにはVCO外部からの電圧で定
電流値の変わる定電流源I01と可変抵抗R1とコン
デンサC1との並列回路とが接続されている。可
変抵抗R1とコンデンサC1との並列回路は端子Ａ
で外付けとなつており、その他は半導体集積回路
内に形成される。トランジスタQ1のコレクタは
安定化された電圧VSに端子Ｂを介して接続され
ている。トランジスタQ2のコレクタは、トラン
ジスタQ7とQ8とのカレントミラーに接続されて
おり、このカレントミラーには端子Ｃを介して安
定化されない電圧VCCが与えられている。このカ
レントミラーのトランジスタQ8のコレクタには
定電流源I03が接続されており、このコレクタ出
力でトランジスタQ5とQ6とが駆動されている。
トランジスタQ5のエミツタは抵抗R5を介してト
ランジスタQ1のベースに帰還されている。一方、
トランジスタQ6のエミツタは抵抗R2とR3とを介
して接地されており、抵抗R2とR3との接続点は
トランジスタQ2のベースと抵抗R4とに接続され
ている。
かかるVCOは正帰還回路が構成されており、
コンデンサC1の充放電によりトランジスタQ1、
Q2がオン、オフを繰り返して発振する。このよ
うな発振の端子Ａにおける発振波形を第２図に示
す。
コンデンサC1の充放電によりトランジスタQ1、
Q2がオン、オフを繰り返して発振する。このよ
うな発振の端子Ａにおける発振波形を第２図に示
す。
今、定電流源I01（発振周波数制御電流）を零と
すると端子Ａにおける発振波形のVH、VL及び周
期t1、t2は以下の如くになる。
すると端子Ａにおける発振波形のVH、VL及び周
期t1、t2は以下の如くになる。
VH＝（VS−VeESat（Q6））×R3／R2＋R3 ……(1)
VL＝VS・R3／R4＋R3 ……(2)
t1＝R5・C1・lo（VS−VL／VS−VH） ……(3)
t2＝R1・C1・lo（VH／VL） ……(4)
ここで、R1〜R5は抵抗R1〜R5のそれぞれの抵
抗値であり、VCESat（Q6）はトランジスタQ6のコ
レクターエミツタ間飽和電圧である。今、VCESat
（Q6）を無視すると周期t1、t2は(5)式および(6)式
の如くになる。
抗値であり、VCESat（Q6）はトランジスタQ6のコ
レクターエミツタ間飽和電圧である。今、VCESat
（Q6）を無視すると周期t1、t2は(5)式および(6)式
の如くになる。
t1＝R5・C1・lo〔（１−R3／R4＋R3）／（１−R3／R2＋
R3）〕……(5) t2＝R1・C1・lo（R4＋R3／R2＋R3） ……(6) 従つて、制御電流のない状態での発振周波数
fOSCは(7)式の如くになる。
R3）〕……(5) t2＝R1・C1・lo（R4＋R3／R2＋R3） ……(6) 従つて、制御電流のない状態での発振周波数
fOSCは(7)式の如くになる。
fOSC＝１／t1＋t2 ……(7)
このように、従来のVCOは構成されているが、
発振周波数fOSCは抵抗R2〜R5に依存しており、こ
れら抵抗R2〜R5は半導体集積回路内に形成され
るためバラツキも大きく、結果として発振周波数
fOSCのバラツキが大きくなるという欠点があつた。
発振周波数fOSCは抵抗R2〜R5に依存しており、こ
れら抵抗R2〜R5は半導体集積回路内に形成され
るためバラツキも大きく、結果として発振周波数
fOSCのバラツキが大きくなるという欠点があつた。
（発明が解決しようとする問題点）
本発明の目的は集積回路内に形成される素子の
電気的特性のバラツキに発振周波数が影響を受け
ることがない発振周波数が電気的に制御される発
振器を得ることにある。
電気的特性のバラツキに発振周波数が影響を受け
ることがない発振周波数が電気的に制御される発
振器を得ることにある。
（問題点を解決するための手段）
本発明による発振器は、タンク回路と、タンク
回路の一端に一端が接続され抵抗とコンデンサと
が直列接続されたRC回路を含む移相回路と、移
相回路の他端に接続された位相進み回路と位相遅
れ回路との直列回路と、位相進み回路で得られる
信号を増幅する第１の利得可変増幅器と、位相遅
れ回路で得られる信号を増幅する第２の利得可変
増幅器と、第１および第２の利得可変増幅器の出
力を加算する加算回路と、加算回路の出力をタン
ク回路に帰還する手段と、第１および第２の利得
可変増幅器の利得を制御する制御回路とを含む。
回路の一端に一端が接続され抵抗とコンデンサと
が直列接続されたRC回路を含む移相回路と、移
相回路の他端に接続された位相進み回路と位相遅
れ回路との直列回路と、位相進み回路で得られる
信号を増幅する第１の利得可変増幅器と、位相遅
れ回路で得られる信号を増幅する第２の利得可変
増幅器と、第１および第２の利得可変増幅器の出
力を加算する加算回路と、加算回路の出力をタン
ク回路に帰還する手段と、第１および第２の利得
可変増幅器の利得を制御する制御回路とを含む。
（実施例）
次に、図面を参照して本発明により詳細に説明
する。
する。
第３図に本発明の原理を示すブロツク図で示
す。端子Ｅを介して集積回路の外部に外付けされ
るコイルL0とコンデンサC0とのタンク回路が取
り付けられている。端子Ｅは抵抗R1とコンデン
サC1との移相回路５および抵抗R2とコンデンサ
C2との移相回路６との直列回路に接続されてい
る。コンデンサC1と抵抗R2との接続点と接地点
間の信号V2は基準となる位相を持つているが、
抵抗R2の両端間の信号V3は信号V2の位相に対し
遅れた位相を持つており、コンデンサC2の両端
間の信号V4は信号V2の位相に対し進んだ位相を
持つている。抵抗R2の両端の電圧が利得可変増
幅器１の差動入力に与えられており、コンデンサ
C2の両端の電圧が利得可変増幅器２の差動入力
に与えられている。これら利得可変増幅器１，２
の利得は利得制御回路４の出力で制御され、利得
制御回路４の出力は端子Ｆ、Ｇを介してその入力
に与えられる制御信号で調節される。利得制御信
号１，２で増幅された信号V5とV6とは加算回路
７で加算されて信号V7を端子Ｈに得る。端子Ｈ
の信号は増幅器３を介して端子Ｅに帰還されて発
振を維持されている。
す。端子Ｅを介して集積回路の外部に外付けされ
るコイルL0とコンデンサC0とのタンク回路が取
り付けられている。端子Ｅは抵抗R1とコンデン
サC1との移相回路５および抵抗R2とコンデンサ
C2との移相回路６との直列回路に接続されてい
る。コンデンサC1と抵抗R2との接続点と接地点
間の信号V2は基準となる位相を持つているが、
抵抗R2の両端間の信号V3は信号V2の位相に対し
遅れた位相を持つており、コンデンサC2の両端
間の信号V4は信号V2の位相に対し進んだ位相を
持つている。抵抗R2の両端の電圧が利得可変増
幅器１の差動入力に与えられており、コンデンサ
C2の両端の電圧が利得可変増幅器２の差動入力
に与えられている。これら利得可変増幅器１，２
の利得は利得制御回路４の出力で制御され、利得
制御回路４の出力は端子Ｆ、Ｇを介してその入力
に与えられる制御信号で調節される。利得制御信
号１，２で増幅された信号V5とV6とは加算回路
７で加算されて信号V7を端子Ｈに得る。端子Ｈ
の信号は増幅器３を介して端子Ｅに帰還されて発
振を維持されている。
コンデンサC0とコイルL0とのタンク回路の発
振周波数はそれに加えられる信号の位相に応じて
その中心周波数fCに対しその上下にずれる特性を
持つている。このため、利得可変増幅器１，２の
利得が同じで信号V5とV6とが同じ振幅であれば
出力信号N7は位相の遅れも進みもないのでタン
ク回路の中心周波数fCで発振する。一方、利得可
変増幅器１，２の利得に差をもたせると、出力信
号V7には位相の遅れないし進みが生じるので、
タンク回路もそれに応じて中心周波数fCの上又は
下にずれた周波数で発振する。このように、本発
明によれば端子Ｆ、Ｇに与えられる制御信号で利
得可変増幅器１，２の利得を変えることにより発
振数周波数を制御することができる。この時、発
振周波数はタンク回路のみで決まるので、集積回
路内に形成される素子の電気的特性のバラツキに
影響されることがない。尚、ここで抵抗R1と抵
抗R2との抵抗値は等しく、コンデンサC1とコン
デンサC2との容量も等しくし、これら抵抗値と
容量値は(8)式で示すようにコイルL0とコンデン
サC0とのタンク回路の中心周波数fCと等しくして
おく必要がある。このようにすることによつて信
号V2は信号V1の半分の振幅となる。
振周波数はそれに加えられる信号の位相に応じて
その中心周波数fCに対しその上下にずれる特性を
持つている。このため、利得可変増幅器１，２の
利得が同じで信号V5とV6とが同じ振幅であれば
出力信号N7は位相の遅れも進みもないのでタン
ク回路の中心周波数fCで発振する。一方、利得可
変増幅器１，２の利得に差をもたせると、出力信
号V7には位相の遅れないし進みが生じるので、
タンク回路もそれに応じて中心周波数fCの上又は
下にずれた周波数で発振する。このように、本発
明によれば端子Ｆ、Ｇに与えられる制御信号で利
得可変増幅器１，２の利得を変えることにより発
振数周波数を制御することができる。この時、発
振周波数はタンク回路のみで決まるので、集積回
路内に形成される素子の電気的特性のバラツキに
影響されることがない。尚、ここで抵抗R1と抵
抗R2との抵抗値は等しく、コンデンサC1とコン
デンサC2との容量も等しくし、これら抵抗値と
容量値は(8)式で示すようにコイルL0とコンデン
サC0とのタンク回路の中心周波数fCと等しくして
おく必要がある。このようにすることによつて信
号V2は信号V1の半分の振幅となる。
第４図に各信号V1〜V7の位相関係を示す。信
号V1とV2とは位相差はないが、上述のように信
号V2の振幅が信号V1の振幅の半分になつている。
この信号V2が移相回路６で位相の遅れた信号V3
と位相の進んだ信号V4とに分けられる。各信号
V3とV4はそれぞれ利得可変増幅器１，２で増幅
される。これら利得可変増幅器１，２の利得が等
しい場合には、信号V3は信号V5に増幅され、信
号V4は信号V6に増幅され、これら信号V5とV6が
加算されて位相の遅れも進みもない信号V7とな
る。一方、利得可変増幅器１の利得を利得可変増
幅器２の利得より大きくすると、信号V3は信号
V5′に増幅され、信号V4は信号V6′に増幅され、
これら信号V5′とV6′とが加算されて−φの位相遅
れをもつ信号V7′となる。逆に、利得可変増幅器
１の利得が利得可変増幅器２の利得より小さくす
ると、信号V3は信号信号V5″に増幅され、信号
V4は信号V6″に増幅され、これら信号V5″と
V6″とが加算されて＋φの位相進みをもつ信号
V7″となる。
号V1とV2とは位相差はないが、上述のように信
号V2の振幅が信号V1の振幅の半分になつている。
この信号V2が移相回路６で位相の遅れた信号V3
と位相の進んだ信号V4とに分けられる。各信号
V3とV4はそれぞれ利得可変増幅器１，２で増幅
される。これら利得可変増幅器１，２の利得が等
しい場合には、信号V3は信号V5に増幅され、信
号V4は信号V6に増幅され、これら信号V5とV6が
加算されて位相の遅れも進みもない信号V7とな
る。一方、利得可変増幅器１の利得を利得可変増
幅器２の利得より大きくすると、信号V3は信号
V5′に増幅され、信号V4は信号V6′に増幅され、
これら信号V5′とV6′とが加算されて−φの位相遅
れをもつ信号V7′となる。逆に、利得可変増幅器
１の利得が利得可変増幅器２の利得より小さくす
ると、信号V3は信号信号V5″に増幅され、信号
V4は信号V6″に増幅され、これら信号V5″と
V6″とが加算されて＋φの位相進みをもつ信号
V7″となる。
コンデンサC0とコイルL0とのタンク回路の位
相特性は第５図のようになつているので、加算出
力が位相の遅れを進みもない信号V7の時には発
振周波数はタンク回路の中心周波数fCとなる。一
方、加算出力が−φの位相遅れをもつた信号
V7′の時には発振周波数はfHとなり、逆に加算出
力が＋φの位相進みをもつた信号V7″の時には発
振周波数はfLとなる。従つて、発振周波数はfLか
らfHの範囲で制御できる。
相特性は第５図のようになつているので、加算出
力が位相の遅れを進みもない信号V7の時には発
振周波数はタンク回路の中心周波数fCとなる。一
方、加算出力が−φの位相遅れをもつた信号
V7′の時には発振周波数はfHとなり、逆に加算出
力が＋φの位相進みをもつた信号V7″の時には発
振周波数はfLとなる。従つて、発振周波数はfLか
らfHの範囲で制御できる。
尚、コンデンサC0とコイルL0とのタンク回路
はＬ・Ｃ共振回路の外にセラミツクフイルター等
の発振素子であつても、上記と全く同様の動作を
するものである。
はＬ・Ｃ共振回路の外にセラミツクフイルター等
の発振素子であつても、上記と全く同様の動作を
するものである。
次に、本発明の具体的実施例を第６図に示す。
端子ＥにはセラミツクフイルタCFがタンク回
路として接続されている。この端子Ｅには更に抵
抗R1とコンデンサC1との移相回路５と抵抗R2と
コンデンサC2との位相回路６とが直列に接続さ
れ、端子Ｉで接地されている。尚、端子Ｉは接地
以外の直流電圧でもかまわない。抵抗R2の両端
電圧はトランジスタQ3，Q4抵抗R4およびダイオ
ードD1で形成される利得可変増幅器１の差動入
力端に加えられ、コンデンサC2の両端電圧はト
ランジスタQ5，Q6抵抗R5およびダイオードD2で
形成される利得可変増幅器２の差動入力端に加え
られている。移相回路６には並列に抵抗３が接続
されている。２つの利得制御増幅器１と２とはト
ランジスタQ3とQ4の共通エミツタおよびトラン
ジスタQ5とQ6との共通エミツタに制御回路４の
トランジスタQ1とQ2のコレクタから供給される
電流値を端子ＦとＧとに加える制御信号で制御す
ることによつて制御されている。トランジスタ
Q1とQ2との共通エミツタには定電流源I11が接続
されている。利得可変増幅器１，２の出力は加算
回路７で加算される。加算回路７は定電流源I12
でエミツタ電流が供給されるトランジスタQ7，
Q8とそれらのコレクタに接続されたダイオード
D3，D4と更に直列接続されたダイオードD5，D6
とから構成されている。加算回路７の出力は増幅
器３で増幅されて端子Ｅに帰還している。この増
幅器３は差動増幅器で定電流源I13とトランジス
タQ9，Q10，Q11，Q12とで構成されている。尚、
端子Ｊに電源電圧が供給される。
路として接続されている。この端子Ｅには更に抵
抗R1とコンデンサC1との移相回路５と抵抗R2と
コンデンサC2との位相回路６とが直列に接続さ
れ、端子Ｉで接地されている。尚、端子Ｉは接地
以外の直流電圧でもかまわない。抵抗R2の両端
電圧はトランジスタQ3，Q4抵抗R4およびダイオ
ードD1で形成される利得可変増幅器１の差動入
力端に加えられ、コンデンサC2の両端電圧はト
ランジスタQ5，Q6抵抗R5およびダイオードD2で
形成される利得可変増幅器２の差動入力端に加え
られている。移相回路６には並列に抵抗３が接続
されている。２つの利得制御増幅器１と２とはト
ランジスタQ3とQ4の共通エミツタおよびトラン
ジスタQ5とQ6との共通エミツタに制御回路４の
トランジスタQ1とQ2のコレクタから供給される
電流値を端子ＦとＧとに加える制御信号で制御す
ることによつて制御されている。トランジスタ
Q1とQ2との共通エミツタには定電流源I11が接続
されている。利得可変増幅器１，２の出力は加算
回路７で加算される。加算回路７は定電流源I12
でエミツタ電流が供給されるトランジスタQ7，
Q8とそれらのコレクタに接続されたダイオード
D3，D4と更に直列接続されたダイオードD5，D6
とから構成されている。加算回路７の出力は増幅
器３で増幅されて端子Ｅに帰還している。この増
幅器３は差動増幅器で定電流源I13とトランジス
タQ9，Q10，Q11，Q12とで構成されている。尚、
端子Ｊに電源電圧が供給される。
（発明の効果）
このように、本願発明によれば、タンク回路以
外の回路素子の電気的特性に発振周波数が影響さ
れないVCOを得ることができ、集積回路に形成
するのに適している。
外の回路素子の電気的特性に発振周波数が影響さ
れないVCOを得ることができ、集積回路に形成
するのに適している。
第１図は従来の電圧制御発振器の回路図、第２
図はその発振波形を示す波形図である。第３図は
本発明の一実施例を示すブロツク図、第４図は各
部信号の電圧と位相の関係を示す図、第５図はタ
ンク回路の信号位相と発振周波数の関係を示す
図、第６図は本発明の一実施例の具体例を示す回
路図である。 １，２……利得可変増幅器、３……増幅器、４
……制御回路、５，６……移相回路、７……加算
回路。
図はその発振波形を示す波形図である。第３図は
本発明の一実施例を示すブロツク図、第４図は各
部信号の電圧と位相の関係を示す図、第５図はタ
ンク回路の信号位相と発振周波数の関係を示す
図、第６図は本発明の一実施例の具体例を示す回
路図である。 １，２……利得可変増幅器、３……増幅器、４
……制御回路、５，６……移相回路、７……加算
回路。
Claims (1)
- １ タンク回路と、タンク回路の一端に一端が接
続され抵抗とコンデンサとが直列接続されたRC
回路を含む移相回路と、移相回路の他端に接続さ
れた位相進み回路と位相遅れ回路との直列回路
と、位相進み回路で得られる信号を増幅する第１
の利得可変増幅器と、位相遅れ回路で得られる信
号を増幅する第２の利得可変増幅器と、第１およ
び第２の利得可変増幅器の出力を加算する加算回
路と、加算回路の出力をタンク回路に帰還する手
段と、第１および第２の利得可変増幅器の利得を
制御する制御回路とを含む発振器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59105186A JPS60248006A (ja) | 1984-05-24 | 1984-05-24 | 発振器 |
| US06/737,268 US4595887A (en) | 1984-05-24 | 1985-05-23 | Voltage controlled oscillator suited for being formed in an integrated circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59105186A JPS60248006A (ja) | 1984-05-24 | 1984-05-24 | 発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60248006A JPS60248006A (ja) | 1985-12-07 |
| JPH0469442B2 true JPH0469442B2 (ja) | 1992-11-06 |
Family
ID=14400644
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59105186A Granted JPS60248006A (ja) | 1984-05-24 | 1984-05-24 | 発振器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4595887A (ja) |
| JP (1) | JPS60248006A (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4733200A (en) * | 1986-10-14 | 1988-03-22 | Motorola, Inc. | Controlled feedback path voltage controlled oscillator |
| US4851789A (en) * | 1988-04-27 | 1989-07-25 | Tektronix, Inc. | Phase triggerable oscillator with temperature compensation |
| DE58909437D1 (de) * | 1989-11-10 | 1995-10-19 | Siemens Ag | Integrierbare frequenzvariable Oszillatorschaltung. |
| US5406631A (en) * | 1992-08-05 | 1995-04-11 | Rohm Co., Ltd. | Stereo signal demodulator circuit and stereo signal demodulator using the same |
| GB2332791A (en) * | 1997-12-24 | 1999-06-30 | Motorola Inc | Frequency control in a voltage controlled oscillator by adjusting the relative phases of two feedback signals |
| EP1162254A1 (en) * | 2000-06-09 | 2001-12-12 | Clariant International Ltd. | Liquid all-purpose cleaners |
| JP4277076B2 (ja) * | 2004-03-09 | 2009-06-10 | Ｎｓｃ株式会社 | パイロット信号検出回路及びその回路を搭載した半導体集積回路 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS501977A (ja) * | 1973-03-28 | 1975-01-10 | ||
| JPS5842644A (ja) * | 1981-09-07 | 1983-03-12 | Kanegafuchi Chem Ind Co Ltd | 成形用変性ポリエステル組成物 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3691475A (en) * | 1970-07-24 | 1972-09-12 | Hitachi Ltd | Voltage controlled oscillator |
| US4128817A (en) * | 1976-03-03 | 1978-12-05 | Tokyo Shibaura Electric Co., Ltd. | Voltage controlled oscillator with phase control circuits |
| US4485353A (en) * | 1982-05-28 | 1984-11-27 | Rca Corporation | PLL Oscillator synchronizing system with matrix for phase correction |
| US4485354A (en) * | 1982-05-28 | 1984-11-27 | Rca Corporation | PLL Oscillator synchronizing system with DC control of free-running frequency |
-
1984
- 1984-05-24 JP JP59105186A patent/JPS60248006A/ja active Granted
-
1985
- 1985-05-23 US US06/737,268 patent/US4595887A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS501977A (ja) * | 1973-03-28 | 1975-01-10 | ||
| JPS5842644A (ja) * | 1981-09-07 | 1983-03-12 | Kanegafuchi Chem Ind Co Ltd | 成形用変性ポリエステル組成物 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4595887A (en) | 1986-06-17 |
| JPS60248006A (ja) | 1985-12-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR920000104B1 (ko) | 크리스탈 발진기 회로 | |
| US4581593A (en) | Variable frequency oscillating circuit | |
| US4888502A (en) | Variable bandwidth filter | |
| JPH0469442B2 (ja) | ||
| JPS6217883B2 (ja) | ||
| US4055817A (en) | Variable frequency oscillator | |
| JPH07176996A (ja) | 電流制御発振器 | |
| JP2643180B2 (ja) | モノリシック集積回路 | |
| JP3281466B2 (ja) | Ｆｍ受信機 | |
| JPH0472411B2 (ja) | ||
| JPH0519321B2 (ja) | ||
| JP2680890B2 (ja) | 電圧制御発振回路 | |
| US5012205A (en) | Balanced spurious free oscillator | |
| JPS59191907A (ja) | ミキサ回路 | |
| US3319186A (en) | Adjustable crystal oscillator with separate feedback amplifier | |
| JP2600479B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JP2966639B2 (ja) | 電圧制御発振回路 | |
| JPH0618289B2 (ja) | 発振回路 | |
| JPH07297641A (ja) | クロック発振器 | |
| JPH0462485B2 (ja) | ||
| JPH0635546Y2 (ja) | 周波数制御回路 | |
| JP2529209B2 (ja) | ラジオ受信回路 | |
| JPS62603B2 (ja) | ||
| JPH0611088B2 (ja) | １端子型発振回路 | |
| JPS6021602A (ja) | 可変周波数水晶発振回路 |