JPH0153522B2 - - Google Patents
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- JPH0153522B2 JPH0153522B2 JP56097875A JP9787581A JPH0153522B2 JP H0153522 B2 JPH0153522 B2 JP H0153522B2 JP 56097875 A JP56097875 A JP 56097875A JP 9787581 A JP9787581 A JP 9787581A JP H0153522 B2 JPH0153522 B2 JP H0153522B2
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- Japan
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
- H03B5/1215—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair the current source or degeneration circuit being in common to both transistors of the pair, e.g. a cross-coupled long-tailed pair
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/1256—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a variable inductance
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電圧制御形発振回路に関し、詳細には
発振回路のバイアス安定化に関係するものであ
る。
発振回路のバイアス安定化に関係するものであ
る。
電圧制御形発振回路は無線周波信号を受信し、
所定の信号を再生するごとくの受信機の中で、例
えば周波数変換段あるいは変換された中間周波信
号もしくは到来入力信号に同期した略単一の周波
数信号を発生させる既知の位相制御ループ内の発
振回路等に応用される。
所定の信号を再生するごとくの受信機の中で、例
えば周波数変換段あるいは変換された中間周波信
号もしくは到来入力信号に同期した略単一の周波
数信号を発生させる既知の位相制御ループ内の発
振回路等に応用される。
本発明は上記のような電圧制御形発振回路を特
に集積回路内に他の回路とともに形成する場合に
好適ならしめんとするものである。
に集積回路内に他の回路とともに形成する場合に
好適ならしめんとするものである。
第１図は発振回路の一基本構成例を示したもの
であり、異なるトランジスタのコレクタ電極とベ
ース電極とが、それぞれ結合、いいかえると正帰
還となるように接続されたトランジスタ１１，１
２およびこの回路の負荷を形成してなるコイル１
３、コンデンサ１４、さらに前記のトランジスタ
対の共通エミツタ電極と基準電位間に接続された
定電流回路１５とからなつている。また、前記の
トランジスタ対へのバイアス電圧もしくは電流は
コイル１３の中点に直流バイアスのための電源１
６より供給される。
であり、異なるトランジスタのコレクタ電極とベ
ース電極とが、それぞれ結合、いいかえると正帰
還となるように接続されたトランジスタ１１，１
２およびこの回路の負荷を形成してなるコイル１
３、コンデンサ１４、さらに前記のトランジスタ
対の共通エミツタ電極と基準電位間に接続された
定電流回路１５とからなつている。また、前記の
トランジスタ対へのバイアス電圧もしくは電流は
コイル１３の中点に直流バイアスのための電源１
６より供給される。
第２図は上記の基本回路を電圧制御形発振回路
に、さらに集積回路に適するように構成した例で
あり、米国特許第3963996号明細書に記載のもの
である。図においては共振負荷１３，１４へのバ
イアスは電源１６より抵抗器１７，１８を介して
供給される。発振周波数の可変は、エミツタに定
電流源２２が配置された１９，２０のトランジス
タ対を配置し、一方のトランジスタ１９のコレク
タ電極を発振トランジスタ１１，１２の共通接続
エミツタ電極へ接続し、このトランジスタ１９の
電流を変化させることにより行なわれる。他方
の、すなわちトランジスタ２０のコレクタ電極は
発振トランジスタ１１あるいは１２の何れか一方
のコレクタ電極へ接続され、バイアス抵抗器１
７，１８の平均電流が周波数可変作用によつて変
化しないようになされている。
に、さらに集積回路に適するように構成した例で
あり、米国特許第3963996号明細書に記載のもの
である。図においては共振負荷１３，１４へのバ
イアスは電源１６より抵抗器１７，１８を介して
供給される。発振周波数の可変は、エミツタに定
電流源２２が配置された１９，２０のトランジス
タ対を配置し、一方のトランジスタ１９のコレク
タ電極を発振トランジスタ１１，１２の共通接続
エミツタ電極へ接続し、このトランジスタ１９の
電流を変化させることにより行なわれる。他方
の、すなわちトランジスタ２０のコレクタ電極は
発振トランジスタ１１あるいは１２の何れか一方
のコレクタ電極へ接続され、バイアス抵抗器１
７，１８の平均電流が周波数可変作用によつて変
化しないようになされている。
トランジスタ１９，２０のベース電極間に接続
された電圧源２１を制御電圧とした前述のような
電圧制御形発振回路は、直流バイアスの安定化が
トランジスタ２０のコレクタ電極を発振トランジ
スタ１１，１２の何れか一方のコレクタ電極にの
み接続するため共振回路の両端での発振レベルの
不平衡を生じ、特に集積回路においては他の回路
の単一のチツプ上に形成がなされるために機能の
異なる回路間の干渉を生じやすい欠点をもつてい
る。また、前記の直流バイアスの安定化は、コイ
ル１３を介して発振トランジスタ１１，１２のコ
レクタ電極間を同一の直流バイアスに維持するも
のであるため、それらのコレクタ電極間には必ず
コイルを必要とする等の欠点をも有するものであ
る。
された電圧源２１を制御電圧とした前述のような
電圧制御形発振回路は、直流バイアスの安定化が
トランジスタ２０のコレクタ電極を発振トランジ
スタ１１，１２の何れか一方のコレクタ電極にの
み接続するため共振回路の両端での発振レベルの
不平衡を生じ、特に集積回路においては他の回路
の単一のチツプ上に形成がなされるために機能の
異なる回路間の干渉を生じやすい欠点をもつてい
る。また、前記の直流バイアスの安定化は、コイ
ル１３を介して発振トランジスタ１１，１２のコ
レクタ電極間を同一の直流バイアスに維持するも
のであるため、それらのコレクタ電極間には必ず
コイルを必要とする等の欠点をも有するものであ
る。
本発明は上記従来例のような電流制御形の電圧
制御形発振回路に関して、交流的に平衡形構成と
し、共振負荷を形成するコイル等により発振トラ
ンジスタのコレクタ電極のバイアスを同一バイア
スレベルに維持することを必要としないものを提
供するものである。
制御形発振回路に関して、交流的に平衡形構成と
し、共振負荷を形成するコイル等により発振トラ
ンジスタのコレクタ電極のバイアスを同一バイア
スレベルに維持することを必要としないものを提
供するものである。
以下その一実施例を図面を参照して詳細に説明
する。第３図は本発明の一実施例を示したもので
ある。図中第１図、第２図と同一機能を有する素
子には同一番号を符している。図において、ベー
ス電極間に制御電圧源２１が接続されたトランジ
スタ対１９，２０のコレクタ電極は、一方は発振
トランジスタ１１，１２の共通接続エミツタ電極
に、他方は負荷抵抗器２３を介して直流バイアス
１６におのおの接続される。発振トランジスタ対
１１，１２のコレクタ電極には、前記のトランジ
スタ２０のコレクタバイアスがトランジスタ２
４、バイアス抵抗器１７，１８を介して供給され
る。抵抗器１７と１８にはそれぞれ発振トランジ
スタ１２，１１のコレクタバイアス電流による電
圧降下が生じ、この電圧降下はトランジスタ１９
の電流の変化に応じて変化する。トランジスタ１
９の電流が増大すると抵抗器１７，１８の電圧降
下も増大し、一方トランジスタ２０の電流は前記
の電流増加分のみ減少する。従つて、抵抗器２３
の電圧降下は抵抗器１７，１８の電圧降下と逆方
向である。トランジスタ１９の電流は発振トラン
ジスタ１１，１２に略等しく分流されるため抵抗
器１７，１８のそれぞれの電流変化分は抵抗器２
３の電流変化分の略半分である。
する。第３図は本発明の一実施例を示したもので
ある。図中第１図、第２図と同一機能を有する素
子には同一番号を符している。図において、ベー
ス電極間に制御電圧源２１が接続されたトランジ
スタ対１９，２０のコレクタ電極は、一方は発振
トランジスタ１１，１２の共通接続エミツタ電極
に、他方は負荷抵抗器２３を介して直流バイアス
１６におのおの接続される。発振トランジスタ対
１１，１２のコレクタ電極には、前記のトランジ
スタ２０のコレクタバイアスがトランジスタ２
４、バイアス抵抗器１７，１８を介して供給され
る。抵抗器１７と１８にはそれぞれ発振トランジ
スタ１２，１１のコレクタバイアス電流による電
圧降下が生じ、この電圧降下はトランジスタ１９
の電流の変化に応じて変化する。トランジスタ１
９の電流が増大すると抵抗器１７，１８の電圧降
下も増大し、一方トランジスタ２０の電流は前記
の電流増加分のみ減少する。従つて、抵抗器２３
の電圧降下は抵抗器１７，１８の電圧降下と逆方
向である。トランジスタ１９の電流は発振トラン
ジスタ１１，１２に略等しく分流されるため抵抗
器１７，１８のそれぞれの電流変化分は抵抗器２
３の電流変化分の略半分である。
上記の本発明による電圧制御形発振回路の構成
では、この回路の信号出力端子、すなわちトラン
ジスタ１１，１２のコレクタ電極の直流バイアス
は抵抗器１７，１８の抵抗値を抵抗２３の略２倍
に設定することによつて一定値に維持できる特徴
をもつている。さらに発振トランジスタ１１，１
２とその負荷を形成する共振回路を含む部分は交
流的に平衡形であるため、特に集積回路への応用
においては極めて安定となる利点をもつている。
では、この回路の信号出力端子、すなわちトラン
ジスタ１１，１２のコレクタ電極の直流バイアス
は抵抗器１７，１８の抵抗値を抵抗２３の略２倍
に設定することによつて一定値に維持できる特徴
をもつている。さらに発振トランジスタ１１，１
２とその負荷を形成する共振回路を含む部分は交
流的に平衡形であるため、特に集積回路への応用
においては極めて安定となる利点をもつている。
第４図は本発明の他の構成例であり、発振トラ
ンジスタ対１１，１２のコレクタ電極間に配置さ
れる共振回路負荷がコイル１３、コンデンサ１４
の並列接続回路に直列接続されたコンデンサ１４
１を有している。このような構成は共振回路のＱ
を高めるための既知のものであり、この場合、ト
ランジスタ１１，１２のコレクタ電極は直流的に
はコンデンサ１４１で遮断されるが、その直流バ
イアスは本発明のバイアス安定化回路により一定
値に維持される。また、トランジスタ１９および
２０のエミツタ電極は抵抗器１９１，２０１を介
して結合されており、制御電圧源２１の変化に対
する発振周波数の変化の感度を設定する目的に対
してこの抵抗器は適宜選択されよう。
ンジスタ対１１，１２のコレクタ電極間に配置さ
れる共振回路負荷がコイル１３、コンデンサ１４
の並列接続回路に直列接続されたコンデンサ１４
１を有している。このような構成は共振回路のＱ
を高めるための既知のものであり、この場合、ト
ランジスタ１１，１２のコレクタ電極は直流的に
はコンデンサ１４１で遮断されるが、その直流バ
イアスは本発明のバイアス安定化回路により一定
値に維持される。また、トランジスタ１９および
２０のエミツタ電極は抵抗器１９１，２０１を介
して結合されており、制御電圧源２１の変化に対
する発振周波数の変化の感度を設定する目的に対
してこの抵抗器は適宜選択されよう。
第５図は本発明のさらに他の構成例である。こ
の図においてはトランジスタ２０のコレクタ電極
にトランジスタ２０２，２０３のエミツタ電極が
共通に接続され、そのベース電極も共通に接続が
なされてバイアス源２５に接続される。トランジ
スタ２０２，２０３のコレクタにはそれぞれ負荷
抵抗器２３１，２３２が直流バイアス源１６との
間に配置される。抵抗器１７，１８を介しての発
振トランジスタ１１，１２のコレクタ電極への直
流バイアスは、前記のトランジスタ２０３，２０
２のコレクタ直流バイアスがバツフアトランジス
タ２４１，２４２を介して供給される。この構成
例においては１９，２０のトランジスタの電流変
化分が１１，１２と２０２，２０３のそれぞれの
トランジスタ対に対して略等しく分流されるため
抵抗器１７，１８および抵抗器２３１，２３２の
電流変化分は全て等しく、従つて電圧降下の変化
の絶対値も等しいのでこれらの抵抗器の抵抗値を
略等しく設定することにより発振トランジスタ対
１１，１２のコレクタ電極のバイアスは一定値に
維持できる。
の図においてはトランジスタ２０のコレクタ電極
にトランジスタ２０２，２０３のエミツタ電極が
共通に接続され、そのベース電極も共通に接続が
なされてバイアス源２５に接続される。トランジ
スタ２０２，２０３のコレクタにはそれぞれ負荷
抵抗器２３１，２３２が直流バイアス源１６との
間に配置される。抵抗器１７，１８を介しての発
振トランジスタ１１，１２のコレクタ電極への直
流バイアスは、前記のトランジスタ２０３，２０
２のコレクタ直流バイアスがバツフアトランジス
タ２４１，２４２を介して供給される。この構成
例においては１９，２０のトランジスタの電流変
化分が１１，１２と２０２，２０３のそれぞれの
トランジスタ対に対して略等しく分流されるため
抵抗器１７，１８および抵抗器２３１，２３２の
電流変化分は全て等しく、従つて電圧降下の変化
の絶対値も等しいのでこれらの抵抗器の抵抗値を
略等しく設定することにより発振トランジスタ対
１１，１２のコレクタ電極のバイアスは一定値に
維持できる。
本発明は上記のように、エミツタ電極が共通接
続された少なくとも一つの発振トランジスタ対の
エミツタ電流を電圧制御入力端子をもつ可変電流
源で変化させ、それによつて発振周波数を制御す
るごとくした電圧制御形発振回路であつて、前記
発振トランジスタ対のエミツタ電極の直流バイア
ス電流の変化を検出して出力電圧の変化に変換し
てなる可変電圧源回路手段と、可変電圧源回路手
段の出力を少なくとも一対の抵抗器を介して前記
発振トランジスタ対の夫々のコレクタ電極に直流
バイアス電圧を供給する構成のバイアス供給手段
とを有し、バイアス供給手段での電圧降下の変化
分を相殺するように可変電圧源回路手段を動作さ
せることにより前記発振トランジスタ対のコレク
タ電極の直流バイアス電圧を略一定値に維持する
構成を有している。すなわちこの発振回路の信号
出力端子、すなわち前記の説明においては発振ト
ランジスタ対のコレクタ電極の直流バイアスが本
発明によつて配置された可変電圧源回路によつて
発振周波数の電圧制御作用に対して一定値に維持
され、また交流的には平衡形の回路が形成される
ため発振トランジスタ対のそれぞれのコレクタ電
極より得られる出力信号は相対的に180゜異なる位
相で、その振幅レベルは同一となる。従つて、本
発明を他の回路とともに集積回路内に形成する場
合においては、特に回路ブロツク間の干渉が生じ
にくいという実用的利点をもつものである。ま
た、本発明は図面に示した実施例に限定されるも
のではなく、例えば第５図の変形としてトランジ
スタ２０が２つのコレクタ電極をもつように独立
のトランジスタあるいはマルチトランジスタ構造
で形成されるならばトランジスタ２０２，２０３
の配置と等価となり、また上述の説明では発振ト
ランジスタ対１１，１２の夫々のコレクタ．ベー
ス電極が短絡する構成で示しているが、発振器と
しては信号分が正帰還されるように構成すればよ
いために交流結合構成でもよく、これが本発明の
範囲内であることは言うまでもなく、種々の変形
と応用が可能である。
続された少なくとも一つの発振トランジスタ対の
エミツタ電流を電圧制御入力端子をもつ可変電流
源で変化させ、それによつて発振周波数を制御す
るごとくした電圧制御形発振回路であつて、前記
発振トランジスタ対のエミツタ電極の直流バイア
ス電流の変化を検出して出力電圧の変化に変換し
てなる可変電圧源回路手段と、可変電圧源回路手
段の出力を少なくとも一対の抵抗器を介して前記
発振トランジスタ対の夫々のコレクタ電極に直流
バイアス電圧を供給する構成のバイアス供給手段
とを有し、バイアス供給手段での電圧降下の変化
分を相殺するように可変電圧源回路手段を動作さ
せることにより前記発振トランジスタ対のコレク
タ電極の直流バイアス電圧を略一定値に維持する
構成を有している。すなわちこの発振回路の信号
出力端子、すなわち前記の説明においては発振ト
ランジスタ対のコレクタ電極の直流バイアスが本
発明によつて配置された可変電圧源回路によつて
発振周波数の電圧制御作用に対して一定値に維持
され、また交流的には平衡形の回路が形成される
ため発振トランジスタ対のそれぞれのコレクタ電
極より得られる出力信号は相対的に180゜異なる位
相で、その振幅レベルは同一となる。従つて、本
発明を他の回路とともに集積回路内に形成する場
合においては、特に回路ブロツク間の干渉が生じ
にくいという実用的利点をもつものである。ま
た、本発明は図面に示した実施例に限定されるも
のではなく、例えば第５図の変形としてトランジ
スタ２０が２つのコレクタ電極をもつように独立
のトランジスタあるいはマルチトランジスタ構造
で形成されるならばトランジスタ２０２，２０３
の配置と等価となり、また上述の説明では発振ト
ランジスタ対１１，１２の夫々のコレクタ．ベー
ス電極が短絡する構成で示しているが、発振器と
しては信号分が正帰還されるように構成すればよ
いために交流結合構成でもよく、これが本発明の
範囲内であることは言うまでもなく、種々の変形
と応用が可能である。
第１図は本発明に関係する発振回路の基本構成
例を示す図、第２図は電圧制御形発振回路の従来
回路例を示す図、第３図、第４図、第５図はそれ
ぞれ本発明にもとづく電圧制御形発振回路の具体
実施例を示す図である。 １１，１２……発振トランジスタ、１３……コ
イル、１４……コンデンサ、１５，２２……定電
流回路、１６……直流バイアス源、１７，１８，
２３……抵抗器、１９，２０，２４……トランジ
スタ、２１……制御電圧源。
例を示す図、第２図は電圧制御形発振回路の従来
回路例を示す図、第３図、第４図、第５図はそれ
ぞれ本発明にもとづく電圧制御形発振回路の具体
実施例を示す図である。 １１，１２……発振トランジスタ、１３……コ
イル、１４……コンデンサ、１５，２２……定電
流回路、１６……直流バイアス源、１７，１８，
２３……抵抗器、１９，２０，２４……トランジ
スタ、２１……制御電圧源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ エミツタ電極が差動的に動作をなすように結
合された発振トランジスタ対と、このトランジス
タ対のコレクタ電極間に結合されてなる共振回路
手段と、前記コレクタ電極に一対の抵抗器を介し
て直流バイアスを供給する可変電圧源回路手段
と、前記トランジスタ対のコレクタ電極とベース
電極とを正帰還となるように結合する帰還手段
と、電圧制御入力端子を有し前記エミツタ電極に
結合されて発振周波数を制御するとともに前記の
可変電圧源回路手段の出力電圧を制御してなる可
変電流源回路手段とを少なくとも有してなり、こ
の可変電流源回路手段での発振周波数の制御によ
り生じる前記抵抗器対の電圧降下の変化分を前記
可変電圧源回路手段によつて相殺してなることを
特徴とする電圧制御形発振回路。 ２ 可変電流源回路手段が、ベース電極を電圧制
御入力端子としてエミツタ電極が直接もしくは所
定の抵抗器を介して結合されてなるトランジスタ
対で構成され、このトランジスタ対の一方のコレ
クタ電極が発振トランジスタ対のエミツタ電極に
結合され、他方のコレクタ電極が抵抗器を介して
固定の基準電圧源に接続されるとともにそのコレ
クタ電極と抵抗器の接続点の直流バイアス電圧が
バツフアトランジスタを介して出力されるように
構成されてなる可変電圧源回路手段とを含んでな
る特許請求の範囲第１項記載の電圧制御形発振回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56097875A JPS57212805A (en) | 1981-06-24 | 1981-06-24 | Voltage controlled oscillating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56097875A JPS57212805A (en) | 1981-06-24 | 1981-06-24 | Voltage controlled oscillating circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57212805A JPS57212805A (en) | 1982-12-27 |
| JPH0153522B2 true JPH0153522B2 (ja) | 1989-11-14 |
Family
ID=14203915
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56097875A Granted JPS57212805A (en) | 1981-06-24 | 1981-06-24 | Voltage controlled oscillating circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57212805A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6035806A (ja) * | 1983-08-08 | 1985-02-23 | Nec Corp | 電圧制御発振器 |
-
1981
- 1981-06-24 JP JP56097875A patent/JPS57212805A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57212805A (en) | 1982-12-27 |
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