FR2527869A1 - Systeme de synchronisation d'oscillateurs avec controle en courant continu de la frequence normale de marche - Google Patents

Abstract

LA PRESENTE INVENTION CONCERNE UN DISPOSITIF POUR LE REGLAGE DE LA FREQUENCE NORMALE DE FONCTIONNEMENT D'UN OSCILLATEUR. UN TEL DISPOSITIF EST CARACTERISE EN CE QU'IL COMPREND UNE SOURCE 90 DE TENSION CONTINUE AJUSTABLE; DES MOYENS 60, 70 PRODUISANT DES SIGNAUX ADDITIONNELS DECALES EN PHASE; ET UN MOYEN 83 APPLIQUANT LESDITS SIGNAUX ADDITIONNELS DECALES EN PHASE A UNE BORNE DE SORTIE D'UN AMPLIFICATEUR NON INVERSEUR 10. LA PRESENTE INVENTION TROUVE SON APPLICATION DANS LES RECEPTEURS DE TELEVISION COULEUR.

Description

La présente invention concerne de façon générale des oscillateurs

synchronisés et particulièrement de nouveaux systèmes de synchronisation d'oscillateurs utilisant un appareil de contrôle de phase pour produire et maintenir la synchronisation souhaitée Le système comporte un dispositif indépendant de l'appareil de contrôle de phase qui permet le contrôle en courant continu de la fréquence normale de fonctionnement de l'oscillateur. Le brevet américain NO 4 020 500 au nom de Harwood décrit un oscillateur synchronisé d'un type général qui a été utilisé largement en tant qu'oscillateur de référence

de couleur dans les récepteurs de télévision couleur.

L'oscillateur utilise un amplificateur non inverseur avec contre-réaction par l'intermédiaire d'un filtre cristal connectant la sortie et l'entrée de l'amplificateur non inverseur Un réseau de décalage en quadrature de phase couplé à la sortie du filtre applique des signaux décalés en phase à un amplificateur additionnel contrôlé Un détecteur de phase, sensible aux signaux de synchronisation de couleur reçus d'oscillations de référence et aux signaux de l'amplificateur non inverseur, produit des tensions de contrôle ou de commande représentatives de la grandeur et du sens de la différence, si elle existe, d'une relation

en quadrature de phase souhaitée entre ses entrées.

L'amplificateur additionnel contrôlé applique des signaux décalés en phase à la charge de l'amplificateur non inverseur d'une polarité et grandeur déterminées par les tensions de contrôle afin de minimiser la différence

susmentionnée.

Dans le système oscillateur décrit dans le brevet américain NO 4 020 500 ci-dessus, une capacité variable couplée en série avec le cristal piézoélectrique du filtre à réaction réalise un dispositif pour l'ajustement

de la fréquence normale de fonctionnement de l'oscillateur.

Une capacité variable appropriée dans ce but est un composant discret relativement cher avec un potentiel d'instabilité mécanique Lorsqu'un appareil d'alignement automatique est utilisé pour une production de masse importante de récepteurs de télévision couleur, un contrôle précis d'une capacité variable par un outil d'alignement peut poser des problèmes mécaniques gênants ou incommodes. Un inconvénient additionnel de l'approche à capacité variable pour le contrôle de fréquence est que la capacité variable constitue un contrôle "chaud" Ceci accrott la

possibilité que la capacité associée avec l'outil d'aligne-

ment peuvent conduire à des ajustements durant l'alignement automatique qui sont incorrects pour le fonctionnement

après que l'outil soit retiré.

La présente invention concerne un système de synchronisation d'oscillateur pourvu d'un dispositif pour produire un contrôle en courant continu "froid" de la fréquence normale de fonctionnement de l'oscillateur synchronisé, par lequel les inconvénients associés à l'approche à capacité variable pour un tel contrôle de fréquence peuvent être évités En produisant un contrôle

en courant continu de la fréquence normale de fonctionne-

ment de l'oscillateur synchronisé selon les principes de la présente invention, cependant, l'appareil prévu pour cela est indépendant de la boucle de contrôle de phase utilisée pour des buts de synchronisation Ceci permet à l'ajustement de la fréquence normale de fonctionnement d'être réalisé sans aucune perturbation asymétrique de la

gamme de contrôle de la boucle de contrôle de phase.

Ceci contraste avec les exemples de contrôle de fréquence en courant continu pour l'oscillateur de référence de couleur tels que prévus dans (a) le système de chrominance décrit aux pages 359-363 de RCA Linear Integrated Circuits, volume SSD-201 C, 1975, DATA BOOK Series, et (b) dans les récepteursde télévision couleur (par exemple châssis Blaupunkt FM 120) du type utilisant le circuit intégré luminance/chrominance TDA 3300 de Motorola Dans l'exemple (a), le contrôle continu de la fréquence normale de fonctionnement est prévu par introduction d'un déséquilibre en courant continu au détecteur de phase employé pour des buts de synchronisation du signal de synchronisation de couleur, tandis que dans l'exemple (b), le contrôle en courant continu de la fréquence normale de fonctionnement est prévu par l'altération directe de la sortie filtrée du détecteur de phase sensible au signal

de synchronisation de couleur.

Selon un mode de réalisation illustratif de la présente invention, la sortie du réseau de décalage en quadraturie de phase dans un système de synchronisation d'oscillateur du type général décrit dans le brevet amériacin NO 4 020 500 susmentionné est appliquésà deux amplificateurs contrôlés indépendamment Le premier des amplificateurs contrôlés est sensible aux sorties des tensions de contrôle d'un détecteur de phase sensible au signal de synchronisation de couleur afin de produire la synchronisation de l'oscillateur de la manière générale décrite dans le brevet américain précité Le second des amplificateurs contrôlés est sensible à une tension continue de référence et à une tension de réglage continue ajustable, et produit une sortie d'un signal décalé en phase d'une valeur et d'une polarité dépendant de la valeur et du sens de la différence, si elle existe, entre les tensions continues respectives La combinaison de cette sortie du signal décalé en phase avec la sortie de l'amplificateur non inverseur produit un ajustement de la fréquence normale de fonctionnement de l'oscillateur sans perturbation de la symétrie de la gamme de contrôle de phase associée avec le fonctionnement du premier

amplificateur contrôlé.

L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci

apparattront plus clairement au cours de la description

explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 illustre, partiellement sous forme schématique et partiellement par une représentation de blocs, une partie d'un récepteur de télévision couleur incorporant un système de synchronisation d'oscillateur de référence de couleur dans lequel l'ajustement du contrôle de la fréquence normale de fonctionnement est produit conformément à un mode de réalisation illustratif de la présente invention; et la figure 2 illustre sous forme schématique un circuit à utiliser dans une modification avantageuse de

l'appareil de la figure 1.

Dans la partie du récepteur de télévision couleur illustré en figure 1, un amplificateur non inverseur 10 est réalisé avec une contre-réaction positive suffisante par l'intermédiaire d'un filtre passe-bande reliant sa sortie et son entrée pour lui permettre de fonctionner comme oscillateur à une fréquence de fonctionnement

s'étendant dans la bande passante du filtre.

L'amplificateur 10 comprend deux transistors NPN 11 et 13 agencés en une configuration d'amplificateur

différentiel avec leurs électrodes d'émetteur inter-

connectées L'électrode de collecteur du transistor d'entrée 11 de l'amplificateur différentiel est reliée directement à

la borne positive (+Vcc) d'une alimentation de fonction-

nement, tandis que l'électrode de collecteur du transistor de sortie 13 de l'amplificateur différentiel est reliée à la borne (+Vcc) par l'intermédiaire d'une résistance de charge 14 Les électrodes d'émetteur interconnectées des transistors 11 et 13 sont renvoyées à la borne négative (par exemple la masse) de l'alimentation de fonctionnement par l'intermédiaire du trajet collecteur-émetteur d'un transistor NPN 15 de source de courant en série avec sa

résistance d'émetteur 16.

Des signaux sont appliqués de la borne d'entrée I de l'amplificateur à l'électrode de base du transistor d'entrée 11 par l'intermédiaire du trajet base-émetteur d'un transistor NPN 21 émetteur-suiveur Des signaux 5 sont appliqués de la borne S au collecteur du transistor de sortie 13 à la borne de sortie O de l'amplificateur par l'intermédiaire des trajets base-émetteur de deux transistors NPN émetteurs-suiveurs 31 et 33, qui sont interconnectés par une résistance 32 reliant l'émetteur du transistor 31 à la base du transistor 33 L'émetteur

du transistor 33 est retourné à la masse par l'intermé-

diaire de la résistance 34 Les collecteurs des transistors émetteurssuiveurs 21, 31, 33 sont chacun reliés directement

à la borne d'alimentation (+Vcc).

La polarisation pour la base du transistor de

sortie 13 est établie par un transistor NPN émetteur-

suiveur 25, disposé avec son collecteur relié directement à la borne d'alimentation (+Vcc), sa base reliée par l'intermédiaire d'une résistance 26 à la borne positive (+ 5,2 volts) d'alimentation, et son émetteur relié directement à la base du transistor de sortie 13 Le courant de repos soutiré par le transistor émetteur-suiveur est déterminé par un transistor NPN source de courant 27, disposé avec son collecteur relié directement à l'émetteur du transistor 25 et son émetteur renvoyé à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 28 Le courant de repos soutiré par le transistor émetteur-suiveur 21 à l'entrée de l'amplificateur est de façon similaire déterminé par un transistor NPN source de courant 23, disposé avec son collecteur relié directement à l'émetteur du transistor 21 et son émetteur renvoyé à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 24 Une résistance 22 couple la base du transistor 21 à la borne d'alimentation (+ 5,2 volts) Les bases des transistors sources de courant , 23 et 27 sont chacune directement reliées à la borne

positive (+ 1,2 volts) d'une alimentation additionnelle.

La borne de sortie O de l'amplificateur est reliée à la borne d'entrée I de l'amplificateur par la combinaison en série d'un cristal piézoélectrique 35,dtune capacité fixe 36 et dune résistance 38 De façon illustrative, le cristal 35 est coupé afin de présenter une résonance en série à une fréauence au voisinage immédiat mais légèrement en dessous des signaux de la fréquence de sous-porteuse couleur (par exemple 3, 579545 II Hz pour la télévision

couleur au format NTSC) auxquels le récepteur répond.

De fait, le cristal 35 apparaît comme inductif à la fré- quence de souspcr Weuse couleur La valeur de la capacité fixe 36 est choisie de manière que la combinaison en série des éléments 35 et 36 nommés présente une résonance en série à la fréquence de sous-porteuse couleur, avec le coefficient Q du système résonant déterminé par la valeur de résistance de la résistance en série 38 pour établir une largeur de bande convenable (par exemple de 1 000 Hz) pour la caractéristique de filtre passe-bande du trajet de contre-réaction Une capacité 39, couplée entre la borne I et la masse, coopère avec la résistance 38 pour produire une atténuation suffisante des harmoniques de la fréquence de fonctionnement souhaitée pour empêcher sensiblement de supporter des oscillations à de telles fréquences élevées La caractéristique passe-bande

réalisée par les éléments 35 et 36 permet une contre-

réaction positive d'une valeur de support d'oscillation au voisinage immédiat de la fréquence de sous-porteuse couleur Un accord précis de la fréquence normale de fonctionnement à la fréquence de sous-porteuse couleur n'est pas assuré, cependant, à cause des tolérances pratiques associées aux éléments 35 et 36 Comme il sera subséquemment décrit, le système de la figure 1 comprend un appareil additionnel permettant l'ajustement de la fréquence normale de fonctionnement à une fréquence

précise souhaitée.

Dans le but de synchroniser l'oscillateur ci-dessus

décrit en fréquence et en phase avec la référence de sous-

porteuse couleur de signaux d'entrée de télévision couleur, le système de la figure 1 comprend un comparateur de phase 54 L'entrée locale au comparateur de phase 4 comprend des oscillations dérivées de la borne S à la base du transistor d'entrée 11 Un amplificateur de chrominance 50 est sensible à la composante de chrominance des signaux d'entrée, apparaissant à la borne C et qui renferment les signaux de synchronisation de couleur périodiques d'oscillations de fréquence de sous-porteuse couleur et d'une phase de référence Une sortie de l'amplificateur de chrominance 50 est appliquée au séparateur 52 du signal de synchronisation de couleur, qui délivre des signaux de synchronisation de couleur

séparés à l'autre entrée du comparateur de phase 54.

Le comparateur de phase 54 fonctionne pour produire

une sortie de tension de commande ayant une valeur et-

polarité indicativesde la valeur et du sens de la différence quelle qu'elle soit à partir de la relation de quadrature de phase souhaitée qui peut exister entre les entrées respectives du comparateur De façon illustrative, le comparateur de phase est du type produisant des sorties

push-pull, produisant des tensions de commande complémen-

taires aux bornes de sortie respectives CV et CV' Ces tensions de commande sont utilisées pour commander le fonctionnement d'un amplificateur 56 de signaux décalés en phase qui partagent la résistance de charge 14 avec

l'amplificateur non inverseur 10.

Des signaux pour l'application à la borne d'entrée E de l'amplificateur 56 sont dérivés de la borne de sortie P

d'un décaleur de phase 40, 42, 41 Le décaleur de phase.

comprend un inducteur 40 relié entre la borne d'entrée I de l'amplificateur et la borne de sortie P du décaleur de phase, et la combinaison en série d'une résistance 42 et

d'une capacité 41 reliées entre la borne P et la masse.

Les valeurs des éléments du décaleur de phase sont choisies de manière qu'un décalage de phase échelonné ou étagé (égal à sensiblement 900 à la fréquence de sous-porteuse couleur) soit imparti aux oscillations appliquées à partir de la borne I Les oscillations décalées en phase apparaissant à la borne de sortie P du décaleur de phase sont couplées à la borne d'entrée E de l'amplificateur 56 par l'intermédiaire d'un trajet base-émetteur d'un transistor NPN émetteur-suiveur 43, disposé avec son collecteur relié directement à la borne (+Vcc), sa base reliée directement à la borne P et son émetteur relié directement à la borne E Le courant de repos soutiré par le transistor 43 est déterminé par un transistor NPN source de courant 45, disposé avec son collecteur relié directement à l'émetteur du transistor 43, sa base reliée directement à la borne d'alimentation (+ 1,2 volts) et son émetteur relié à la masse par l'intermédiaire d'une

résistance 46.

Une configuration convenable pour l'implantation de la fonction de l'amplificateur 56 de signaux décalés en phase est montrée, par exemple, dans le brevet américain susmentionné NO 4 020 500 En fonctionnement, lorsqu'aucune différence à partir de la relation en quadrature de phase souhaitée existe entre les entrées respectives au comparateur de phase 54, l'amplificateur 56 ne produit aucune sortie de signal et le fonctionnement

normal de l'oscillateur couleur local n'est pas perturbé.

Lorsqu'une différence d'un sens à partir de la relation en quadrature de phase souhaitée existe, l'amplificateur 56 produit une version inversée des signaux décalés en phase apparaissant à la borne E à travers la résistance de charge 14, d'une grandeur dépendant de la grandeur de la différence de phase Lorsqu'une différence de sens opposé à partir de la relation en quadrature de phase souhaitée existe, l'amplificateur 56 produit une version non inversée des signaux décalés en phase à travers la résistance 14 d'une grandeur dépendant de la grandeur de la différence de phase L'effet d'une telle injection contrôlée des signaux décalés en phase est de changer le fonctionnement de l'oscillateur dans un sens pour minimiser la déviation à partir de la relation en quadrature de phase souhaitée entre les entrées du comparateur Ceci produit la synchronisation de l'oscillateur avec les

signaux de synchronisation de couleur reçus.

En poursuivant les principes de la présente invention, une utilisation additionnelle est faite des signaux décalés en phase apparaissant à la borne E pour produire l'ajustement de la fréquence normale de fonctionnement de l'oscillateur ci-dessus décrit Dans ce but, les signaux décalés en phase apparaissant à la borne E sont appliqués comme entrées à deux amplificateurs

différentiels 60 et 70.

L'amplificateur différentiel 60 comprend deux transistors NPN 61, 63 avec les émetteurs interconnectés, tandis que l'amplificateur différentiel 70 comprend deux

transistors NPN 71, 73 avec les émetteurs interconnectés.

Les bases des transistors 61 et 71 sont reliées directement à la borne E à laquelle les signaux décalés en phase susmentionnés apparaissent Les bases des transistors 63 et 73 sont maintenues à un potentiel de polarisation approprié par l'intermédiaire de leur connexion directe à la borne G (à la base du transistor 13) Les collecteurs des transistors 63 et 71 sont reliés directement à la borne d'alimentation (+Vcc), tandis que les collecteurs des transistors 61 et 73 sont reliés directement à l'émetteur d'un transistor NPN 83, dont le collecteur est relié directement à la base du transistor 33 (la sortie émetteur-suiveur de l'amplificateur non inverseur qui produit les oscillations de référence couleur) Un trajet de courant direct entre le collecteur du transistor 83 et la borne d'alimentation (+Vcc) est réalisé par la combinaison en série d'une résistance 32

et le trajet émetteur-collecteur du transistor 31.

On voit que l'amplificateur différentiel 60 est disposé pour ajouter une version inversée des signaux

décalés en phase de la borne E à la sortie de l'amplifi-

cateur non inverseur 10, tandis que l'amplificateur différentiel 70 est disposé pour ajouter une version non inversée des signaux décalés en phase de la borne E à la sortie de l'amplificateur non inverseur 10 Si les gains des amplificateurs différentiels 60 et 70 sont égaux, leurs sorties respectives s'annulent mutuellement

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& de manière qu'aucune injection de signaux décalés en

phase dans la boucle de l'oscillateur soit réalisée.

Si, cependant, les gains des amplificateurs différentiels , 70, diffèrent, l'injection de signaux décalés en phase se produit La grandeur de l'injection de signaux dépend de la grandeur de la différence de gain et la polarité respective des signaux injectés dépend du sens

de la différence de gain.

Le réglage du gain différentiel des amplificateurs respectifs 60 et 70 est réalisé par un système de réglage de gain qui comprend deux transistors NPN 65 et 75 disposés avec leurs émetteurs interconnectés par l'intermédiaire de la combinaison en série des résistances 69 et 79 Un courant est appliqué aux émetteurs des transistors 65 et 75 par un transistor NPN source

de courant 81 disposé avec son collecteur relié directe-

ment à la jonction des résistances 69 et 79, sa base reliée directement à la borne d'alimentation (+ 1,2 volts) et son émetteur renvoyé à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 82 Le transistor 65, disposé avec son collecteur relié directement aux électrodes d'émetteur interconnecées des transistors 61 et 63, sert comme

source de courant pour l'amplificateur différentiel 60.

Le transistor 75, disposé avec son collecteur relié directement aux électrodes d'émetteur interconnectées des transistors 71 et 73, sert comme source de courant

pour l'amplificateur différentiel 70.

Un diviseur de tension prévu pour des buts d'alimentation comporte la combinaison en série d'une résistance 100, d'une résistance 102, d'une résistance 106, d'une résistance 108, et d'une diode 109, reliée entre la borne d'alimentation (+Vcc) et la masse La polarisation pour la base du transistor 83 est appliquée à partir de la jonction des résistances du diviseur 100, 102 par l'intermédiaire du trajet base-émetteur d'un transistor NPN émetteur-suiveur 103 Le transistor 103 est disposé avec son collecteur relié directement à la borne

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d'alimentation (+Vcc), sa base reliée directement à la jonction de résistances susmentionnée, et son émetteur

(borne B) relié directement à la base du transistor 83.

Un point de tension plus faible au diviseur, à la jonction des résistances 102 et 106, est relié par l'intermédiaire du trajet base- émetteur d'un transistor additionnel NPN émetteur-suiveur 105, en série avec les résistances

additionnelles respectives 66 et 76 (d'une valeur sensi-

blement accordée), aux bases des transistors respectifs 65 et 75 contrôlant le gain Le transistor 105 est disposé avec son collecteur relié directement à la borne B,

chaque base reliée directement à la jonction des résis-

tances du diviseur 102, 106 et son émetteur relié directement à la jonction des résistances additionnelles

66,76

Le courant tiré à travers la résistance 66 est déterminé par un transistor NPN de source de courant 67 disposé avec son collecteur relié directement à la base du transistor 65, sa base reliée directement à la jonction des résistances du diviseur 106 et 108, et son émetteur

renvoyé à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 68.

La chute de tension à travers la résistance 66 déterminée par ce courant établit un potentiel continu de référence

à la base du transistor 65.

Le courant tiré à travers la résistance 76 est ajustable en grandeur, comme déterminé par l'ajustement de la polarisation d'un transistor NPN de source de courant 77, d'une construction sensiblement identique à celle du transistor source de courant 67, et disposé avec son collecteur relié directement à la base du transistor 75, son émetteur renvoyé à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 78 (sensiblement accordée en valeur avec la résistance 68) Pour le contrôle de la polarisation appliquée à la base du transistor source de courant 77, un potentiomètre 90 est prévu, avec ses bornes extrêmes fixes reliées à la borne d'alimentation (+Vcc) et la masse, respectivement, et avec sa borne ajustable (borne FR) reliée directement à la base d'un transistor NPN émetteur-suiveur 91 Le transistor 91 est disposé avec son collecteur relié directement à la borne d'alimentation (+Vcc) et avec son émetteur renvoyé à la masse par l'intermédiaire de la combinaison en série d'une

résistance 92, d'une résistance 93 et d'une diode 95.

La jonction des résistances 92 et 93 est reliée directement

à la base du transistor source de courant 77.

Les éléments 91, 92, 93, 95 forment un circuit de décalage de niveau servant à translater la gamme d'ajustement en tension +Vcc-masse à la borne FR à une gamme plus étroite, centrée différemment à la base du transistor 77 Dé façon illustrative, les paramètres du circuit de décalage de niveau sont choisis de manière que la gamme d'ajustement en tension à la base des transistors 77 soit centrée autour d'une tension accordant ou adaptant sensiblement la tension de sortie du diviseur

appliquée à la base du transistor 67 Avec le potentio-

mètre 90 construit comme potentiomètre linéaire; un résultat souhaitable d'une telle sélection de paramètres est que l'ajustement de la borne du potentiomètre proche de la position milieu résulte en la polarisation de la base du transistor de réglage du gain 75 à un potentiel égal au potentiel continu de référence auquel la base

du transistor de réglage du gain 65 est maintenue.

Sous les conditions susmentionnées d'égalité de potentiel aux bases des transistors 65 et 75, le courant appliqué par le transistor source de courant 81 se partage ou se distribue de façon égale entre les transistors 65 et 75, avec la conséquence que les gains

des amplificateurs différentiels 60 et 70 sont égaux.

Dans ces conditions, il n'y a aucune injection de signaux décalés en phase dans la boucle de l'oscillateur, et la -fréquence normale de fonctionnement de l'oscillateur formée par l'amplificateur non inverseur et son trajet

de contre-réaction positive reste non perturbée.

Quand la fréquence normale de fonctionnement non perturbée accorde la fréquence de sous-porteuse couleur souhaitée, aucun repositionnement de la borne du potentiomètre n'est exigé Quand, cependant, la fréquence normale de fonctionnement non perturbée diffère de la fréquence de sous- porteuse couleur souhaitée, la fréquence normale de fonctionnement peut être ajustée à la fréquence correcte par un déplacement de la borne réglable du potentiomètre

hors du réglage d'équilibrage.

Lorsque la fréquence normale de fonctionnement

non perturbée est plus faible que la fréquence de sous-

porteuse couleur souhaitée, le déplacement de la borne du potentiomètre hors du réglage d'équilibrage vers un

réglage du potentiel continu plus positif est approprié.

Un tel ajustement augmente le courant tiré à travers la résistance 76 par rapport à celui tiré à travers la

résistance 66, déséquilibrant les potentiels de polarisa-

tion aux bases des transistors de réglage du gain 65, 75

dans un sens augmentant le-courant appliqué à l'amplifi-

cateur différentiel tout en diminuant le courant appliqué à l'amplificateur différentiel 70 Dans ces conditions, la sortie de l'amplificateur différentiel 60 prédomine, et l'injection d'une composante de quadrature en avance dans la boucle de l'oscillateur apparatt Le fonctionnement de l'oscillateur se stablisera par la suite à une fréquence de fonctionnement plus élevée que celle qui est obtenue dans son état non perturbé, avec la grandeur de l'augmentation de fréquence dépendant de la grandeur de la composante de quadrature en avance injectée comme

déterminée par le degré de déséquilibre en gain introduit.

Réciproquement, quand la fréquence normale de fonctionnement non perturbée est plus élevée que la fréquence de sous-porteuse souhaitée, le déplacement de la borne du potentiomètre hors du réglage d'équilibre vers un réglage du potentiel continu moins positif est approprié Un tel ajustement diminue le courant tiré à travers la résistance 76 par rapport à celui tiré à travers la résistance 66, avec la conséquence que la sortie de l'amplificateur différentiel prédomine afin d'injecter une composante de quadrature en retard dans la boucle

de l'oscillateur.

L'appareil ci-dessus décrit permet ainsi l'utili-

sation du potentiomètre 90 comme un contrôle continu "froid" de la fréquence normale de fonctionnement de l'oscillateur de référence couleur L'appareil de contrôle de la fréquence normale de fonctionnement est indépendant de la boucle de contrôle en phase employée pour les buts de synchronisation du signal de synchronisation couleur et son ajustement ne perturbe pas la symétrie de la

gamme de réglage en phase associée à cette boucle.

Comme décrit ci-dessus, l'amplificateur 56 de signaux décalés en phase utilisé pour les buts de synchronisation du signal de synchronisation de couleur traite seulement les signaux décalés en phase de la sortie du décaleur de phase 40, 42, 41 et est de façon illustrative de la configuration montrée dans le brevet

américain NO 4 020 500 La figure 2 illustre une modifi- cation d'un tel appareil qui est préférentiellement

utilisé dans la mise en oeuvre de la fonction de l'ampli-

ficateur 56 décalé en phase La forme modifiée de l'amplificateur 56 décalé en phase montré en figure 2 traite le résultat des signaux de matriçage de l'entrée du décaleur de phase avec les signaux décalés en phase de la sortie du décaleur de phase, de la manière montrée, par exemple, dans la demande de brevet américain NO de série 383 263 de T Fang et Al, ayant pour titre

"Voltage Controlled Oscillator".

Dans la figure 2, deux transistors NPN 110 et 112 sont disposés en amplificateur différentiel avec les

émetteurs interconnectés renvoyés à la masse par l'inter-

médiaire du trajet collecteur-émetteur du transistor NPN source de courant 114 en série avec sa résistance d'émetteur 115 La base du transistor 114 est directement reliée à la borne d'alimentation (+ 1,2 volts) Les signaux décalés en phase de la borne E (figure 1) sont appliqués à la base du transistor 110 par l'intermédiaire d'une résistance de matriçage 116 Les signaux de la borne F, à l'entrée de l'amplificateur non inverseur 10 du système de la figure 1, sont également appliqués à la base des transistors 110 par l'intermédiaire d'une résistance de matriçage 117 La polarisation est appliquée à la base

du transistor 112 à partir de la borne G (figure 1).

Le collecteur du transistor 110 applique une version inversée des signaux matricés apparaissant à la base du transistor 110 aux électrodes interconnectées de transistors NPN 120 et 122 par l'intermédiaire d'une liaison directe Le collecteur du transistor 112 applique une version non inversée des signaux matricés apparaissant à la base du transistor 110 aux émetteurs interconnectés des transistors NPN 124 et 126 par l'intermédiaire d'une liaison directe La sortie du potentiel de commande apparaissant à la borne de sortie CV du comparateur de phase 54 du système de la figure 1 est appliquée aux bases des transistors 120 et 124, tandis que la sortie du potentiel de réglage variant de façon complémentaire apparaissant à la borne de sortie CV' est appliquée aux

bases des transistors 122 et 126.

Les collecteurs des transistors 122 et 124 sont reliés directement à la borne d'alimentation (+Vcc), tandis que les collecteurs des transistors 120 et 126 sont reliés directement à la borne S du système de la figure 1 afin de produire des sorties à travers la résistance de charge 14 y montrée Produisant également une sortie à travers la résistance 14 est un transistor

additionnel NPN 118, disposé avec son trajet base-

émetteur directement en shunt avec le trajet base-émetteur du transistor amplificateur différentiel 110, et son collecteur relié directement à la borne S Le trajet base-émetteur du transistor amplificateur différentiel 112 est shunté directement par le trajet base-émetteur d'un autre transistor NPN 119, qui est disposé avec son

collecteur relié directement à la borne d'alimentation(+Vcc).

Comme expliqué plus en détail dans la demande de brevet susmentionnée de Tang et Al, la production d'une version inversée des signaux matricés des bornes E et F à la borne S par l'intermédiaire du transistor 118 sert à contre-réacter des effets opposés ou contraires au fonctionnement de l'oscillateur à la fréquence normale de fonctionnement d'un décalage de phase qui est associé avec la capacité parasite à la borne S Egalement, l'utilisation des mêmes signaux matricés pour le traitement contrôlé produit par le système amplificateur , 112, 120, 122, 124, 126 permet l'atteinte de la symétrie du réglage en phase dans le système de synchronisation en dépit de la présence du décalage en phase précité Avec l'utilisation de la technique de réglage de la fréquence normale de fonctionnement selon la présente invention, une telle symétrie atteinte n'est pas perturbée par tout ajustement de la fréquence normale

de fonctionnement qui peut être exigé.

De façon illustrative, les éléments illustrés de

façon schématique du système de la figure 1 à l'exception-

des éléments 34, 35, 36, 38, 39 e 40, 41, 42 et 90 sont réalisés de façon souhaitable sur un circuit intégré commun 99, ensemble avec les éléments accomplissant les fonctions de l'amplificateur 56, du comparateur 54, du séparateur 52 et de l'amplificateur 50 Dans le cas d'une telle réalisation, les bornes P, I, 0, et FR servent comme bornes de circuit intégré interfaçant avec les composantes hors pastille Dans un tel cas, les bornes CV et CV' peuvent également constituer des bornes de circuit intégré interfaçant avec les éléments de filtrage du

potentiel de commande hors pastille (non illustrés).

Les valeurs illustratives pour les paramètres du circuit des figures 1 et 2 sont les suivantes: Résistances 14, 32 1 500 ohms Résistance 16 500 ohms Résistances 22, 26, 44 10 kilohms Résistances 24, 28, 46 1,67 kilohms Résistance 34 Résistance 38 Résistances 42, 82 Résistances 66, 76 Résistances 68, 78 Réistance 69, 79 Résistance 93 Résistance 92 Résistance 100 Résistance 102 Résistance 106 Résistance 108 Résistance 115 Résistance 116 Résistance 117 Potentiomètre 90 Capacité 36 Capacité 39 Capacité 41 Inducteur 40 Vcc 4.700 ohms 1.300 ohms 390 ohms 8,8 kilohms kilohms 780 ohms 2 kilohms 16,5 kilohms 9,8 kilohms 4 kilohms 6,2 kilohms I kilohm 260 ohms 1,8 kilohms 3,2 kilohms 1 kiloohm 18 picofarads 62 picofarads picofarads 43 microhenrys

11,2 volts.

Claims (8)

R E V E N D I C A T I O N S

1. Dispositif pourie réglage de la fréquence normale de fcnctionnement d'uan oscillateur utilisé dans un système de synchronisation comprenant un oscillateur comportant un amplificateur non inverseur ayant une borne d'entrée, une résistance de charge à travers laquelle une sortie dudit amplificateur apparait, et une borne de sortie couplée à ladite résistance de charge, et un filtre passe-bande couplé entre ladite borne de sortie et ladite borne d'entrée; un décaleur de phase ayant une borne

d'entrée couplée pour recevoir des signaux de l'amplifica-

teur non inverseur, et ayant une borne de sortie; un comparateur de phase ayant une première borne d'entrée couplée pour recevoir des signaux de l'amplificateur non inverseur et une seconde borne d'entrée couplée pour recevoir un signal oscillatoire de référence, ledit comparateur de phase produisant une première tension de commande (CV) ayant une amplitude et une polarité indiquant la grandeur et le sens de la déviation, si elle existe, d'une relation en quadrature de phase entre les signaux respectifs apparaissant à ses bornes d'entrée; et un moyen contrôlé, sensible aux signaux apparaissant à ladite bornede sortie du décaleur de phase et à ladite première tension de commande, pour produire des signaux décalés en phase à ladite résistance de charge d'une amplitude et polarité dépendant de l'amplitude de polarité de ladite première tension de commande; ledit dispositif étant caractérisé par une source de tension continue réglable ( 90) pour produire une seconde tension de commande d'unegrandeur réglable; des moyens ( 60, 70) indépendants dudit moyen contrôlé et sensibles aux signaux apparaissant à la borne de sortie du décaleur de phase, à ladite seconde tension de commande, et à une tension continue de référence, pour produire des signaux additionnels décalés en phase d'une grandeur et polarité dépendant de la grandeur et du sens de la différence, si elle existe, entre les grandeurs respectives de ladite tension de commande et de ladite tension continue de référence; et un moyen ( 83) pour appliquer lesdits signaux additionnels décalés en phase à ladite borne de sortie de l'amplificateur non inverseur.

2. Dispositif selon la revendication 1, à utiliser dans un récepteur de télévision couleur, caractérisé en ce que le signal oscillatoire de référence (C) précité comprend des signaux de synchronisation de

couleur reçus d'oscillations d'une fréquence de sous-

porteuse couleur, et en ce que le filtre passe-bande ( 35, 36) précité présente une bande passante renfermant

ladite fréquence de sous-porteuse couleur.

3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le filtre passe-bande ( 35, 36) précité comprend un cristal piézo-électrique ( 35) coupé pour présenter une résonance en série au voisinage

immédiat de la fréquence de sous-porteuse couleur.

4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le filtre passe-bande précité comprend de plus une capacité fixe ( 36) disposée en série avec le cristal entre les bornes de sortie ( 0) et

d'entrée (I) de l'amplificateur non inverseur précité.

5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le décaleur de phase ( 40-42) précité impartit un décalage de phase de sensiblement 900 à la

fréquence de sous-porteuse couleur précitée.

6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que la première borne d'entrée (I) du

décaleur de phase précité est reliée à la borne d'entrée.

précitée de l'amplificateur non inverseur ( 10).

7. Dispositif selon la revendication 1 ou 6, caractérisé en ce que le moyen précité produisant les signaux additionnels décalés en phase comprend un premier amplificateur différentiel ( 60) ayant des premier et second transistors ( 61 et 63) ayant les émetteurs interconnectés, un second amplificateur différentiel comprenant des troisième et quatrième transistors ( 71 et 73) ayant les émetteurs interconnectés, les collecteurs desdits premier et quatrième transistors étant interconnectés, un moyen ( 43) pour coupler les bases desdits premier et troisième transistors à la borne de sortie du décaleur de phase précité, un cinquième transistor ( 65) ayant un collecteur relié aux émetteurs interconnectés desdits premier et second transistors, un sixième transistor ( 75) ayant un collecteur connecté aux émetteurs interconnectés des troisième et quatrième transistors, une source ( 81) de courant sensiblement constant connectée entre les émetteurs desdits cinquième et sixième transistors et un point de potentiel de référence (masse), un moyen ( 67) pour rendre la base dudit cinquième transistor sensible au potentiel continu de référence précité, et un moyen ( 91, 77) pour rendre la base dudit sixième transistor sensible à la seconde tension de commande précitée, l'entrée du moyen d'alimentation ( 83) en signaux additionnels décalés en phase étant couplée auxdits collecteurs interconnectés

desdits premier et quatrième transistors.

8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen d'alimentation précité en signaux additionnels décalés en phase comprend un septième transistor ( 83) ayant son émetteur relié aux collecteurs interconnectés des premier et quatrième transistors précités, et son collecteur couplé à la borne de sortie précitée (O) de l'amplificateur non inverseur précité; et en ce que le couplage entre la résistance de charge ( 14) et la borne de sortie ( 0) de l'amplificateur non inverseur ( 10) est réalisé par l'intermédiaire d'un huitième transistor ( 31) disposé comme émetteur-suiveur avec sa base reliée à la résistance de charge et son émetteur relié au collecteur dudit septième transistor

par l'intermédiaire d'une résistance additionnelle.