JP2000236218A - 発振器および電圧制御型発振器 - Google Patents
発振器および電圧制御型発振器Info
- Publication number
- JP2000236218A JP2000236218A JP11038564A JP3856499A JP2000236218A JP 2000236218 A JP2000236218 A JP 2000236218A JP 11038564 A JP11038564 A JP 11038564A JP 3856499 A JP3856499 A JP 3856499A JP 2000236218 A JP2000236218 A JP 2000236218A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resonator
- parallel
- voltage
- differential
- acoustic wave
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 25
- 238000010897 surface acoustic wave method Methods 0.000 claims description 24
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 claims 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 29
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 19
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 11
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 11
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/366—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device and comprising means for varying the frequency by a variable voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1203—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier being a single transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
- H03B5/1215—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair the current source or degeneration circuit being in common to both transistors of the pair, e.g. a cross-coupled long-tailed pair
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/0002—Types of oscillators
- H03B2200/0008—Colpitts oscillator
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 無調整で精度よく高安定な発振が得られ、ノ
イズに強く、信頼性が高く、小型の電圧制御型発振器を
提供する。 【解決手段】 差動接続されたトランジスタ６，７のコ
レクタ間にＳＡＷ共振子１を接続し、トランジスタ６，
７のベースとトランジスタ７，６コレクタとの間にコン
デンサ４，５をそれぞれ接続して差動共振子型ＶＣＯを
構成する。コルピッツ型に比べてノイズに強く小型化が
可能で信頼性が高く、差動ＬＣ型に比べて無調整で精度
よく高安定な発振が得られ、信頼性が高い。
イズに強く、信頼性が高く、小型の電圧制御型発振器を
提供する。 【解決手段】 差動接続されたトランジスタ６，７のコ
レクタ間にＳＡＷ共振子１を接続し、トランジスタ６，
７のベースとトランジスタ７，６コレクタとの間にコン
デンサ４，５をそれぞれ接続して差動共振子型ＶＣＯを
構成する。コルピッツ型に比べてノイズに強く小型化が
可能で信頼性が高く、差動ＬＣ型に比べて無調整で精度
よく高安定な発振が得られ、信頼性が高い。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は発振器および電圧
制御型発振器に関し、特に、弾性表面波共振子を備えた
発振器および電圧制御型発振器に関する。
制御型発振器に関し、特に、弾性表面波共振子を備えた
発振器および電圧制御型発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１２は、従来のコルピッツ型の電圧制
御型発振器（以下、ＶＣＯと称す）の構成を示す回路図
である。
御型発振器（以下、ＶＣＯと称す）の構成を示す回路図
である。
【０００３】図１２において、このコルピッツ型ＶＣＯ
は、弾性表面波（以下、ＳＡＷと称す）共振子５１、Ｎ
ＰＮトランジスタ５２、コンデンサ５３〜５６、バリキ
ャップ５７および抵抗素子５８，５９を含む発振回路６
０と、ＮＰＮトランジスタ６１および抵抗素子６２〜６
５を含むバッファ回路６６と、発振回路６０およびバッ
ファ回路６６を結合するための結合コンデンサ６７とを
備える。
は、弾性表面波（以下、ＳＡＷと称す）共振子５１、Ｎ
ＰＮトランジスタ５２、コンデンサ５３〜５６、バリキ
ャップ５７および抵抗素子５８，５９を含む発振回路６
０と、ＮＰＮトランジスタ６１および抵抗素子６２〜６
５を含むバッファ回路６６と、発振回路６０およびバッ
ファ回路６６を結合するための結合コンデンサ６７とを
備える。
【０００４】発振回路６０の発振周波数は、共振子５１
の共振周波数と発振回路６０の容量値によって決定され
る。入力電圧ＶＩを変化させるとバリキャップ５７の容
量値が変化し、発振回路６０の発振周波数が変化する。
したがって、入力電圧ＶＩを調整することにより、所望
の周波数の出力信号ＶＯを得ることができる。この回路
は、ＴＶ用チューナ、携帯通信機などの基準信号発生器
として広く使用されている。
の共振周波数と発振回路６０の容量値によって決定され
る。入力電圧ＶＩを変化させるとバリキャップ５７の容
量値が変化し、発振回路６０の発振周波数が変化する。
したがって、入力電圧ＶＩを調整することにより、所望
の周波数の出力信号ＶＯを得ることができる。この回路
は、ＴＶ用チューナ、携帯通信機などの基準信号発生器
として広く使用されている。
【０００５】また、図１３は、従来の差動ＬＣ型ＶＣＯ
の構成を示す回路図である。図１３において、この差動
ＬＣ型ＶＣＯは、ＬＣ並列回路７１、抵抗素子７４，７
５、ＮＰＮトランジスタ７６，７７および電圧制御型電
流源７８を備え、ＬＣ並列回路７１は並列接続されたイ
ンダクタ７２およびコンデンサ７３を含む。ＬＣ並列回
路７１は、ＮＰＮトランジスタ７６，７７のコレクタ
（ノードＮ７１，Ｎ７２）間に接続される。ＮＰＮトラ
ンジスタ７６，７７のコレクタはそれぞれ抵抗素子７
４，７５を介して電源電位Ｖｃｃのラインに接続され、
各々のベースはそれぞれＮＰＮトランジスタ７７，７６
のコレクタに接続され、各々のエミッタはともに電流源
７８を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続される。
の構成を示す回路図である。図１３において、この差動
ＬＣ型ＶＣＯは、ＬＣ並列回路７１、抵抗素子７４，７
５、ＮＰＮトランジスタ７６，７７および電圧制御型電
流源７８を備え、ＬＣ並列回路７１は並列接続されたイ
ンダクタ７２およびコンデンサ７３を含む。ＬＣ並列回
路７１は、ＮＰＮトランジスタ７６，７７のコレクタ
（ノードＮ７１，Ｎ７２）間に接続される。ＮＰＮトラ
ンジスタ７６，７７のコレクタはそれぞれ抵抗素子７
４，７５を介して電源電位Ｖｃｃのラインに接続され、
各々のベースはそれぞれＮＰＮトランジスタ７７，７６
のコレクタに接続され、各々のエミッタはともに電流源
７８を介して接地電位ＧＮＤのラインに接続される。
【０００６】この差動ＬＣ型ＶＣＯの発振周波数は、Ｌ
Ｃ並列回路７１の並列共振周波数、およびＬＣ並列回路
７１と並列に存在するＮＰＮトランジスタ７６，７７の
内部容量値で決定される。この容量値はＮＰＮトランジ
スタ７６，７７を流れる電流値によって変化するため、
電流源７８の電流値を外部制御電圧によって制御するこ
とで、ＶＣＯの発振周波数を調整できる。この回路は、
ＴＶ用集積回路などに使用されている。
Ｃ並列回路７１の並列共振周波数、およびＬＣ並列回路
７１と並列に存在するＮＰＮトランジスタ７６，７７の
内部容量値で決定される。この容量値はＮＰＮトランジ
スタ７６，７７を流れる電流値によって変化するため、
電流源７８の電流値を外部制御電圧によって制御するこ
とで、ＶＣＯの発振周波数を調整できる。この回路は、
ＴＶ用集積回路などに使用されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図１２のコル
ピッツ型ＶＣＯでは、その構成が非平衡型であるため、
その発振により生ずるノイズが電源を介して他の回路に
悪影響を及ぼす可能性があり、逆に電源を介して流入す
る高周波ノイズにより変調がかかるという問題があっ
た。また、回路の小型化を図るため共振子５１以外の部
品を集積化することが検討されているが、抵抗素子やト
ランジスタに比べてレイアウト面積が大きくなるコンデ
ンサ５３〜５６，６７を多く含んでいるため集積化が難
しい。また、各部品を個別部品として構成する場合は、
部品点数が多いため小型化が困難であった。
ピッツ型ＶＣＯでは、その構成が非平衡型であるため、
その発振により生ずるノイズが電源を介して他の回路に
悪影響を及ぼす可能性があり、逆に電源を介して流入す
る高周波ノイズにより変調がかかるという問題があっ
た。また、回路の小型化を図るため共振子５１以外の部
品を集積化することが検討されているが、抵抗素子やト
ランジスタに比べてレイアウト面積が大きくなるコンデ
ンサ５３〜５６，６７を多く含んでいるため集積化が難
しい。また、各部品を個別部品として構成する場合は、
部品点数が多いため小型化が困難であった。
【０００８】また、図１３の差動ＬＣ型ＶＣＯでは、精
度よく安定した発振を得るためにはインダクタ７２とし
てＱの高い巻線タイプの可変インダクタを使用しなけれ
ばならないが、可変インダクタの形状が大きいためＶＣ
Ｏの小型化が困難であり、また、所望の周波数を得るた
めには可変インダクタのインダクタンスを調整する必要
があった。また、可動部品である可動インダクタを使用
するため、信頼性が低いという問題があった。
度よく安定した発振を得るためにはインダクタ７２とし
てＱの高い巻線タイプの可変インダクタを使用しなけれ
ばならないが、可変インダクタの形状が大きいためＶＣ
Ｏの小型化が困難であり、また、所望の周波数を得るた
めには可変インダクタのインダクタンスを調整する必要
があった。また、可動部品である可動インダクタを使用
するため、信頼性が低いという問題があった。
【０００９】それゆえに、この発明の主たる目的は、ノ
イズに強く、高精度で無調整で発振し、信頼性が高く、
部品点数が少なく、小型で低コストの発振器および電圧
制御型発振器を提供することである。
イズに強く、高精度で無調整で発振し、信頼性が高く、
部品点数が少なく、小型で低コストの発振器および電圧
制御型発振器を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
所定周波数で発振する発振器であって、逆並列に接続さ
れた第１および第２の反転増幅器と、第１または第２の
反転増幅器に並列接続された弾性表面波共振子と、第１
および第２の反転増幅器の間に介挿され、直流信号を遮
断し所定周波数の信号を通過させるためのフィルタとを
備えたものである。
所定周波数で発振する発振器であって、逆並列に接続さ
れた第１および第２の反転増幅器と、第１または第２の
反転増幅器に並列接続された弾性表面波共振子と、第１
および第２の反転増幅器の間に介挿され、直流信号を遮
断し所定周波数の信号を通過させるためのフィルタとを
備えたものである。
【００１１】請求項２に係る発明は、制御電圧に応じた
周波数で発振する電圧制御型発振器であって、各々の第
１の電極が互いに接続され、各々の入力電極が他方のト
ランジスタの第２の電極に接続された差動トランジスタ
対と、差動トランジスタ対の第２の電極間に接続された
弾性表面波共振子と、差動トランジスタ対の少なくとも
一方のトランジスタの入力電極と他方のトランジスタの
第２の電極との間に介挿された第１のコンデンサと、差
動トランジスタ対の第１の電極に接続され、制御電圧に
応じた電流を流す電圧制御型電流源とを備えたものであ
る。
周波数で発振する電圧制御型発振器であって、各々の第
１の電極が互いに接続され、各々の入力電極が他方のト
ランジスタの第２の電極に接続された差動トランジスタ
対と、差動トランジスタ対の第２の電極間に接続された
弾性表面波共振子と、差動トランジスタ対の少なくとも
一方のトランジスタの入力電極と他方のトランジスタの
第２の電極との間に介挿された第１のコンデンサと、差
動トランジスタ対の第１の電極に接続され、制御電圧に
応じた電流を流す電圧制御型電流源とを備えたものであ
る。
【００１２】請求項３に係る発明では、請求項２に係る
発明に、弾性表面波共振子に並列接続された抵抗素子が
さらに設けられる。
発明に、弾性表面波共振子に並列接続された抵抗素子が
さらに設けられる。
【００１３】請求項４に係る発明では、請求項２に係る
発明に、差動トランジスタ対の第２の電極間において弾
性表面波共振子に直列接続されたインダクタが設けられ
る。
発明に、差動トランジスタ対の第２の電極間において弾
性表面波共振子に直列接続されたインダクタが設けられ
る。
【００１４】請求項５に係る発明では、請求項２に係る
発明に、弾性表面波共振子に並列接続されたインダクタ
がさらに設けられる。
発明に、弾性表面波共振子に並列接続されたインダクタ
がさらに設けられる。
【００１５】請求項６に係る発明では、請求項２に係る
発明に、差動トランジスタ対の第２の電極間において弾
性表面波共振子に直列接続された第２のコンデンサがさ
らに設けられる。
発明に、差動トランジスタ対の第２の電極間において弾
性表面波共振子に直列接続された第２のコンデンサがさ
らに設けられる。
【００１６】請求項７に係る発明では、請求項２に係る
発明に、弾性表面波共振子に並列接続された第２のコン
デンサがさらに設けられる。
発明に、弾性表面波共振子に並列接続された第２のコン
デンサがさらに設けられる。
【００１７】
【発明の実施の形態】図１は、この発明の一実施の形態
による差動共振子型ＶＣＯの構成を示す回路図である。
図１において、この差動共振子型ＶＣＯは、ＳＡＷ共振
子１、抵抗素子２，３，８，９、コンデンサ４，５、Ｎ
ＰＮトランジスタ６，７、および電圧制御型電流源１０
を含む。
による差動共振子型ＶＣＯの構成を示す回路図である。
図１において、この差動共振子型ＶＣＯは、ＳＡＷ共振
子１、抵抗素子２，３，８，９、コンデンサ４，５、Ｎ
ＰＮトランジスタ６，７、および電圧制御型電流源１０
を含む。
【００１８】ＳＡＷ共振子１は、ＮＰＮトランジスタ６
のコレクタ（ノードＮ１）とＮＰＮトランジスタ７のコ
レクタ（ノードＮ２）との間に接続される。また、ＮＰ
Ｎトランジスタ６，７のコレクタはそれぞれ抵抗素子
２，３を介して電源電位Ｖｃｃのラインに接続され、各
々のベースはそれぞれコンデンサ４，５を介してＮＰＮ
トランジスタ７，６のコレクタに接続され、各々のエミ
ッタはそれぞれ抵抗素子８，９を介してノードＮ１０に
接続される。ＮＰＮトランジスタ６，７は、差動トラン
ジスタ対を構成する。電流源１０は、ノードＮ１０と接
地電位ＧＮＤのラインとの間に接続され、外部制御電圧
に応じた値の電流を流す。ノードＮ１，Ｎ２間の電圧が
出力信号となる。
のコレクタ（ノードＮ１）とＮＰＮトランジスタ７のコ
レクタ（ノードＮ２）との間に接続される。また、ＮＰ
Ｎトランジスタ６，７のコレクタはそれぞれ抵抗素子
２，３を介して電源電位Ｖｃｃのラインに接続され、各
々のベースはそれぞれコンデンサ４，５を介してＮＰＮ
トランジスタ７，６のコレクタに接続され、各々のエミ
ッタはそれぞれ抵抗素子８，９を介してノードＮ１０に
接続される。ＮＰＮトランジスタ６，７は、差動トラン
ジスタ対を構成する。電流源１０は、ノードＮ１０と接
地電位ＧＮＤのラインとの間に接続され、外部制御電圧
に応じた値の電流を流す。ノードＮ１，Ｎ２間の電圧が
出力信号となる。
【００１９】次に、従来のＶＣＯと対比して、この差動
共振子型ＶＣＯの動作原理について説明する。まずコル
ピッツ型ＶＣＯは、基本的には図２（ａ）に示すよう
に、ループ状に接続された増幅器１１および共振子１２
で構成される。共振子１２の共振周波数で共振子１２の
インピーダンスが最小値になり、回路のループゲインが
最大になる。このため、コルピッツ型ＶＣＯは共振子１
２の共振周波数で発振する。
共振子型ＶＣＯの動作原理について説明する。まずコル
ピッツ型ＶＣＯは、基本的には図２（ａ）に示すよう
に、ループ状に接続された増幅器１１および共振子１２
で構成される。共振子１２の共振周波数で共振子１２の
インピーダンスが最小値になり、回路のループゲインが
最大になる。このため、コルピッツ型ＶＣＯは共振子１
２の共振周波数で発振する。
【００２０】次に差動ＬＣ型ＶＣＯは、基本的には図２
（ｂ）に示すように、ループ状に接続された反転増幅器
１３，１４と、反転増幅器１３，１４の各々に対して並
列接続されたＬＣ並列回路１５とで構成される。ＬＣ並
列回路１５の並列共振周波数でＬＣ並列回路１５のイン
ピーダンスが極大になり、ループゲインが１以上でルー
プの位相が２ｎπ（ただし、ｎは整数である）になる。
このため、差動ＬＣ型ＶＣＯは、ＬＣ並列回路１５の並
列共振周波数で共振する。
（ｂ）に示すように、ループ状に接続された反転増幅器
１３，１４と、反転増幅器１３，１４の各々に対して並
列接続されたＬＣ並列回路１５とで構成される。ＬＣ並
列回路１５の並列共振周波数でＬＣ並列回路１５のイン
ピーダンスが極大になり、ループゲインが１以上でルー
プの位相が２ｎπ（ただし、ｎは整数である）になる。
このため、差動ＬＣ型ＶＣＯは、ＬＣ並列回路１５の並
列共振周波数で共振する。
【００２１】ここでＬＣ並列回路１５では、並列共振周
波数でインピーダンスが最大になり、その周波数から外
れるにつれてインピーダンスが単調に減少する。しか
し、共振子１の等価回路は、図３に示すように、ノード
Ｎ１，Ｎ２間に直列接続された抵抗素子２１，コンデン
サ２２およびインダクタ２３と、これらに並列接続され
たコンデンサ２４とで表わされ、そのインピーダンス
は、図４に示すように、並列共振周波数ｆ０でピークを
持つものの周波数０すなわち直流で無限大になる。その
ため発振回路において、直流のループゲインが並列共振
周波数ｆ０のループゲインを上回ることになる。したが
って、図２（ｂ）のＶＣＯにおいてＬＣ並列回路１５を
共振子１で置換しただけでは並列共振周波数ｆ０で発振
させることはできない。
波数でインピーダンスが最大になり、その周波数から外
れるにつれてインピーダンスが単調に減少する。しか
し、共振子１の等価回路は、図３に示すように、ノード
Ｎ１，Ｎ２間に直列接続された抵抗素子２１，コンデン
サ２２およびインダクタ２３と、これらに並列接続され
たコンデンサ２４とで表わされ、そのインピーダンス
は、図４に示すように、並列共振周波数ｆ０でピークを
持つものの周波数０すなわち直流で無限大になる。その
ため発振回路において、直流のループゲインが並列共振
周波数ｆ０のループゲインを上回ることになる。したが
って、図２（ｂ）のＶＣＯにおいてＬＣ並列回路１５を
共振子１で置換しただけでは並列共振周波数ｆ０で発振
させることはできない。
【００２２】そこで、差動共振子型ＶＣＯは、図２
（ｃ）に示すように、直列接続された反転増幅器１６，
１７と、反転増幅器１７の出力ノードと反転増幅器１６
の入力ノードとの間に接続され、直流信号を遮断し並列
共振周波数ｆ０の信号を通過させるためのフィルタ１８
と、反転増幅器１７に並列接続されたＳＡＷ共振子１９
とで構成される。フィルタ１８によって反転増幅器１
６，１７に直流電流が流れるのが防止されるので、直流
のループゲインが低下し、ＳＡＷ共振子１９の並列共振
周波数ｆ０で発振回路のループゲインが最大になる。こ
のため差動共振子型ＶＣＯは、ＳＡＷ共振子１９の並列
共振周波数ｆ０で発振する。
（ｃ）に示すように、直列接続された反転増幅器１６，
１７と、反転増幅器１７の出力ノードと反転増幅器１６
の入力ノードとの間に接続され、直流信号を遮断し並列
共振周波数ｆ０の信号を通過させるためのフィルタ１８
と、反転増幅器１７に並列接続されたＳＡＷ共振子１９
とで構成される。フィルタ１８によって反転増幅器１
６，１７に直流電流が流れるのが防止されるので、直流
のループゲインが低下し、ＳＡＷ共振子１９の並列共振
周波数ｆ０で発振回路のループゲインが最大になる。こ
のため差動共振子型ＶＣＯは、ＳＡＷ共振子１９の並列
共振周波数ｆ０で発振する。
【００２３】図２（ｃ）の回路ブロック図を具体的に示
したのが図１の回路図である。コンデンサ４，５は直流
電流遮断用のフィルタを構成している。抵抗素子２，３
はＮＰＮトランジスタ６，７のバイアス用、抵抗素子
８，９は電流制限用に設けられている。
したのが図１の回路図である。コンデンサ４，５は直流
電流遮断用のフィルタを構成している。抵抗素子２，３
はＮＰＮトランジスタ６，７のバイアス用、抵抗素子
８，９は電流制限用に設けられている。
【００２４】この差動共振子型ＶＣＯの発振周波数は、
ＳＡＷ共振子１の共振周波数ｆ０、およびＳＡＷ共振子
１と並列に存在するＮＰＮトランジスタ６，７の内部容
量値で決定される。この容量値はＮＰＮトランジスタ
６，７を流れる電流値によって変化するため、電流源１
０の電流値を外部制御電圧によって制御することで、Ｖ
ＣＯの発振周波数を制御できる。発振周波数の信号は、
ノードＮ１，Ｎ２間から出力される。
ＳＡＷ共振子１の共振周波数ｆ０、およびＳＡＷ共振子
１と並列に存在するＮＰＮトランジスタ６，７の内部容
量値で決定される。この容量値はＮＰＮトランジスタ
６，７を流れる電流値によって変化するため、電流源１
０の電流値を外部制御電圧によって制御することで、Ｖ
ＣＯの発振周波数を制御できる。発振周波数の信号は、
ノードＮ１，Ｎ２間から出力される。
【００２５】図５は差動共振子型ＶＣＯ、コルピッツ型
ＶＣＯおよび差動ＬＣ型ＶＣＯの発振周波数の変化率の
温度依存性を示す図、図６は各ＶＣＯの発振周波数の変
化率の経年変化を示す図である。いずれの図において
も、差動共振子型ＶＣＯの周波数変化率が小さく良好で
あるのに対し、差動ＬＣ型ＶＣＯの周波数変化率が大き
かった。差動ＬＣ型ＶＣＯでは、インダクタ７２のＱが
低いためＶＣＯとしてのＱが必然的に低くなり、周波数
安定性が悪い。これに対して、差動共振子型ＶＣＯで
は、インダクタ７２の代わりにＳＡＷ共振子１を用いる
ので、無調整で高精度、高安定の発振が可能となり、可
動部品を使用しないので信頼性が高く、経年変化が小さ
い。
ＶＣＯおよび差動ＬＣ型ＶＣＯの発振周波数の変化率の
温度依存性を示す図、図６は各ＶＣＯの発振周波数の変
化率の経年変化を示す図である。いずれの図において
も、差動共振子型ＶＣＯの周波数変化率が小さく良好で
あるのに対し、差動ＬＣ型ＶＣＯの周波数変化率が大き
かった。差動ＬＣ型ＶＣＯでは、インダクタ７２のＱが
低いためＶＣＯとしてのＱが必然的に低くなり、周波数
安定性が悪い。これに対して、差動共振子型ＶＣＯで
は、インダクタ７２の代わりにＳＡＷ共振子１を用いる
ので、無調整で高精度、高安定の発振が可能となり、可
動部品を使用しないので信頼性が高く、経年変化が小さ
い。
【００２６】なお、抵抗素子８，９は省略してもよい。
また、コンデンサ４，５は、回路の平衡度を保つために
は両方あることが望ましいが、回路のレイアウト上の制
限がある場合などは片方でもよい。また、回路は、ディ
スクリート方式で組立てもよいが、ＮＰＮトランジスタ
６，７は同一性のよいものを選択する必要がある。共振
子１以外の部分は集積化することで小型化が可能であ
る。モールド可能な共振子１の場合は、１チップにす
る。
また、コンデンサ４，５は、回路の平衡度を保つために
は両方あることが望ましいが、回路のレイアウト上の制
限がある場合などは片方でもよい。また、回路は、ディ
スクリート方式で組立てもよいが、ＮＰＮトランジスタ
６，７は同一性のよいものを選択する必要がある。共振
子１以外の部分は集積化することで小型化が可能であ
る。モールド可能な共振子１の場合は、１チップにす
る。
【００２７】以下、この実施の形態の種々の変更例につ
いて説明する。図７の変更例では、図１の共振子１の代
わりに共振子１と抵抗素子３１の並列接続体が配置され
る。この場合は、共振子１と抵抗素子３１で構成される
共振系のＱが低下するため、ＶＣＯの可変周波数範囲が
広くなる。
いて説明する。図７の変更例では、図１の共振子１の代
わりに共振子１と抵抗素子３１の並列接続体が配置され
る。この場合は、共振子１と抵抗素子３１で構成される
共振系のＱが低下するため、ＶＣＯの可変周波数範囲が
広くなる。
【００２８】図８の変更例では、図１の共振子１の代わ
りに共振子１とインダクタ３２の直列接続体が配置され
る。この場合は、直列共振周波数が低い方へシフトす
る。また、インダクタ３２のＱは共振子１のＱに比べて
１桁小さいため共振系のＱが低下し、ＶＣＯの可変周波
数範囲が広くなる。
りに共振子１とインダクタ３２の直列接続体が配置され
る。この場合は、直列共振周波数が低い方へシフトす
る。また、インダクタ３２のＱは共振子１のＱに比べて
１桁小さいため共振系のＱが低下し、ＶＣＯの可変周波
数範囲が広くなる。
【００２９】図９の変更例では、図１の共振子１の代わ
りに共振子１とインダクタ３３の並列接続体が配置され
る。この場合は、並列共振周波数が高い方へシフトす
る。また、インダクタ３３のＱは共振子１のＱに比べて
１桁小さいため共振系のＱが低下し、ＶＣＯの可変周波
数範囲が広くなる。
りに共振子１とインダクタ３３の並列接続体が配置され
る。この場合は、並列共振周波数が高い方へシフトす
る。また、インダクタ３３のＱは共振子１のＱに比べて
１桁小さいため共振系のＱが低下し、ＶＣＯの可変周波
数範囲が広くなる。
【００３０】図１０の変更例では、図１の共振子１の代
わりに共振子１とキャパシタ３４の直列接続体が配置さ
れる。この場合は、直列共振周波数は高い方へシフトす
る。また、キャパシタ３４のＱは共振子１のＱに比べて
小さいため共振系のＱが低下し、ＶＣＯの可変周波数範
囲が狭くなり発振が安定する。
わりに共振子１とキャパシタ３４の直列接続体が配置さ
れる。この場合は、直列共振周波数は高い方へシフトす
る。また、キャパシタ３４のＱは共振子１のＱに比べて
小さいため共振系のＱが低下し、ＶＣＯの可変周波数範
囲が狭くなり発振が安定する。
【００３１】図１１の変更例では図１の共振子１の代わ
りに共振子１とキャパシタ３５の並列接続体が配置され
る。この場合は、並列共振周波数が低い方へシフトす
る。また、キャパシタ３５のＱは共振子１のＱに比べて
小さいので共振系のＱが低下し、ＶＣＯの可変周波数範
囲が狭くなり、発振が安定する。
りに共振子１とキャパシタ３５の並列接続体が配置され
る。この場合は、並列共振周波数が低い方へシフトす
る。また、キャパシタ３５のＱは共振子１のＱに比べて
小さいので共振系のＱが低下し、ＶＣＯの可変周波数範
囲が狭くなり、発振が安定する。
【００３２】なお、今回開示された実施の形態はすべて
の点で例示であって制限的なものではないと考えられる
べきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特
許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の
意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意
図される。
の点で例示であって制限的なものではないと考えられる
べきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特
許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の
意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意
図される。
【００３３】
【発明の効果】以上のように、請求項１に係る発明の発
振器では、逆並列に接続された第１および第２の反転増
幅器と、第１または第２の反転増幅器に並列接続された
弾性表面波共振子と、第１および第２の反転増幅器間に
介挿された直流信号遮断用のフィルタとが設けられる。
フィルタによって直流信号を遮断するので、この発振器
の発振周波数は主に弾性表面波共振子の並列共振周波数
で決定される。
振器では、逆並列に接続された第１および第２の反転増
幅器と、第１または第２の反転増幅器に並列接続された
弾性表面波共振子と、第１および第２の反転増幅器間に
介挿された直流信号遮断用のフィルタとが設けられる。
フィルタによって直流信号を遮断するので、この発振器
の発振周波数は主に弾性表面波共振子の並列共振周波数
で決定される。
【００３４】この発振器では、差動型の回路を用いるた
め、コルピッツ型に比較して、外部から電源を介して流
入するノイズの影響を受けにくく、逆に他の回路に対し
てもノイズを与えにくい。また、部品点数が少ないた
め、小型化が容易でコストダウンにも効果がある。さら
に、大容量のキャパシタを使用しないため回路の集積化
が可能であり、共振子を含む回路全体あるいは共振子以
外の回路を集積化することでさらなる小型化およびコス
トダウンが可能になる。また、部品点数削減効果によっ
て信頼性が向上する。
め、コルピッツ型に比較して、外部から電源を介して流
入するノイズの影響を受けにくく、逆に他の回路に対し
てもノイズを与えにくい。また、部品点数が少ないた
め、小型化が容易でコストダウンにも効果がある。さら
に、大容量のキャパシタを使用しないため回路の集積化
が可能であり、共振子を含む回路全体あるいは共振子以
外の回路を集積化することでさらなる小型化およびコス
トダウンが可能になる。また、部品点数削減効果によっ
て信頼性が向上する。
【００３５】また、差動ＬＣ型の場合は特にインダクタ
Ｑが低いため、発振器としてのＱが必然的に低くなり、
周波数安定性が悪いが、この発振器では共振子を用いて
いるので無調整で精度よく高安定な発振が得られる。ま
た、可動部品を使用しないため信頼性が高く、経年変化
が小さい。
Ｑが低いため、発振器としてのＱが必然的に低くなり、
周波数安定性が悪いが、この発振器では共振子を用いて
いるので無調整で精度よく高安定な発振が得られる。ま
た、可動部品を使用しないため信頼性が高く、経年変化
が小さい。
【００３６】請求項２に係る発明の電圧制御型発振器で
は、差動トランジスタ対の第２の電極間に弾性表面波共
振子を接続し、差動トランジスタ対の少なくとも一方の
トランジスタの入力電極と他方のトランジスタの第２の
電極との間に第１のコンデンサを接続し、差動トランジ
スタ対の第２の電極を電圧制御型電流源に接続する。第
１のコンデンサで直流電流を遮断するので、この電圧制
御型発振器の発振周波数は主に弾性表面波共振子の並列
共振周波数と差動トランジスタ対に流れる電流値で決定
される。この電圧制御型発振器でも、請求項１に係る発
明と同じ効果が得られる。
は、差動トランジスタ対の第２の電極間に弾性表面波共
振子を接続し、差動トランジスタ対の少なくとも一方の
トランジスタの入力電極と他方のトランジスタの第２の
電極との間に第１のコンデンサを接続し、差動トランジ
スタ対の第２の電極を電圧制御型電流源に接続する。第
１のコンデンサで直流電流を遮断するので、この電圧制
御型発振器の発振周波数は主に弾性表面波共振子の並列
共振周波数と差動トランジスタ対に流れる電流値で決定
される。この電圧制御型発振器でも、請求項１に係る発
明と同じ効果が得られる。
【００３７】請求項３に係る発明では、請求項２に係る
発明に、弾性表面波共振子に並列接続された抵抗素子が
さらに設けられる。この場合は、可変周波数範囲が広く
なる。
発明に、弾性表面波共振子に並列接続された抵抗素子が
さらに設けられる。この場合は、可変周波数範囲が広く
なる。
【００３８】請求項４に係る発明では、請求項２に係る
発明に、弾性表面波共振子に直列接続されたインダクタ
がさらに設けられる。この場合は、可変周波数範囲が広
くなる。
発明に、弾性表面波共振子に直列接続されたインダクタ
がさらに設けられる。この場合は、可変周波数範囲が広
くなる。
【００３９】請求項５に係る発明では、請求項２に係る
発明に、弾性表面波共振子に並列接続されたインダクタ
がさらに設けられる。この場合は、可変周波数範囲が広
くなる。
発明に、弾性表面波共振子に並列接続されたインダクタ
がさらに設けられる。この場合は、可変周波数範囲が広
くなる。
【００４０】請求項６に係る発明では、請求項２に係る
発明に、弾性表面波共振子に直列接続された第２のコン
デンサがさらに設けられる。この場合は、可変周波数範
囲が狭くなり、発振が安定する。
発明に、弾性表面波共振子に直列接続された第２のコン
デンサがさらに設けられる。この場合は、可変周波数範
囲が狭くなり、発振が安定する。
【００４１】請求項７に係る発明では、請求項２に係る
発明に、弾性表面波共振子に並列接続された第２のコン
デンサさらに設けられる。この場合は、可変周波数範囲
が狭くなり、発振が安定する。
発明に、弾性表面波共振子に並列接続された第２のコン
デンサさらに設けられる。この場合は、可変周波数範囲
が狭くなり、発振が安定する。
【図１】この発明の一実施の形態による差動共振子型Ｖ
ＣＯの構成を示す回路図である。
ＣＯの構成を示す回路図である。
【図２】図１に示した差動共振子型ＶＣＯの動作原理を
説明するための図である。
説明するための図である。
【図３】図１に示したＳＡＷ共振子の等価回路を示す回
路図である。
路図である。
【図４】図１に示したＳＡＷ共振子の周波数特性を示す
図である。
図である。
【図５】図１に示した差動共振子型ＶＣＯの効果を説明
するための図である。
するための図である。
【図６】図１に示した差動共振子型ＶＣＯの効果を説明
するための他の図である。
するための他の図である。
【図７】実施の形態の変更例を示す図である。
【図８】実施の形態の他の変更例を示す図である。
【図９】実施の形態のさらに他の変更例を示す図であ
る。
る。
【図１０】実施の形態のさらに他の変更例を示す図であ
る。
る。
【図１１】実施の形態のさらに他の変更例を示す図であ
る。
る。
【図１２】従来のコルピッツ型ＶＣＯの構成を示す回路
図である。
図である。
【図１３】従来の差動ＬＣ型ＶＣＯの構成を示す回路図
である。
である。
１，１２，１９，５１ ＳＡＷ共振子 ２，３，８，９，２１，３１，５８，５９，６２〜６
５，７４，７５ 抵抗素子 ４，５，２２，２４，３４，３５，５３〜５６，６７，
７３ コンデンサ ６，７，５２，６１，７６，７７ ＮＰＮトランジスタ １０，７８ 電圧制御型電流源 １１ 増幅器 １３，１４，１６，１７ 反転増幅器 １５，７１ ＬＣ並列回路 １８ フィルタ ２３，３２，３３，７２ インダクタ ５７ バリキャップ ６０ 発振回路 ６６ バッファ
５，７４，７５ 抵抗素子 ４，５，２２，２４，３４，３５，５３〜５６，６７，
７３ コンデンサ ６，７，５２，６１，７６，７７ ＮＰＮトランジスタ １０，７８ 電圧制御型電流源 １１ 増幅器 １３，１４，１６，１７ 反転増幅器 １５，７１ ＬＣ並列回路 １８ フィルタ ２３，３２，３３，７２ インダクタ ５７ バリキャップ ６０ 発振回路 ６６ バッファ
Claims (7)
- 【請求項１】 所定周波数で発振する発振器であって、 逆並列に接続された第１および第２の反転増幅器、 前記第１または第２の反転増幅器に並列接続された弾性
表面波共振子、および前記第１および第２の反転増幅器
の間に介挿され、直流信号を遮断し前記所定周波数の信
号を通過させるためのフィルタを備える、発振器。 - 【請求項２】 制御電圧に応じた周波数で発振する電圧
制御型発振器であって、 各々の第１の電極が互いに接続され、各々の入力電極が
他方のトランジスタの第２の電極に接続された差動トラ
ンジスタ対、 前記差動トランジスタ対の第２の電極間に接続された弾
性表面波共振子、 前記差動トランジスタ対の少なくとも一方のトランジス
タの入力電極と他方のトランジスタの第２の電極との間
に介挿された第１のコンデンサ、および前記差動トラン
ジスタ対の第１の電極に接続され、前記制御電圧に応じ
た値の電流を流す電圧制御型電流源を備える、電圧制御
型発振器。 - 【請求項３】 さらに、前記弾性表面波共振子に並列接
続された抵抗素子を備える、請求項２に記載の電圧制御
型発振器。 - 【請求項４】 さらに、前記差動トランジスタ対の第２
の電極間において前記弾性表面波共振子に直列接続され
たインダクタを備える、請求項２に記載の電圧制御型発
振器。 - 【請求項５】 さらに、前記弾性表面波共振子に並列接
続されたインダクタを備える、請求項２に記載の電圧制
御型発振器。 - 【請求項６】 さらに、前記差動トランジスタ対の第２
の電極間において前記弾性表面波共振子に直列接続され
た第２のコンデンサを備える、請求項２に記載の電圧制
御型発振器。 - 【請求項７】 さらに、前記弾性表面波共振子に並列接
続された第２のコンデンサを備える、請求項２に記載の
電圧制御型発振器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11038564A JP2000236218A (ja) | 1999-02-17 | 1999-02-17 | 発振器および電圧制御型発振器 |
| KR1020000007239A KR20000076672A (ko) | 1999-02-17 | 2000-02-16 | 발진기 및 전압 제어형 발진기 |
| US09/505,174 US6380816B1 (en) | 1999-02-17 | 2000-02-16 | Oscillator and voltage controlled oscillator |
| CN00102333.0A CN1264217A (zh) | 1999-02-17 | 2000-02-17 | 振荡器和压控振荡器 |
| EP00103253A EP1030439A1 (en) | 1999-02-17 | 2000-02-17 | Oscillator and voltage controlled oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11038564A JP2000236218A (ja) | 1999-02-17 | 1999-02-17 | 発振器および電圧制御型発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000236218A true JP2000236218A (ja) | 2000-08-29 |
Family
ID=12528807
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11038564A Pending JP2000236218A (ja) | 1999-02-17 | 1999-02-17 | 発振器および電圧制御型発振器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6380816B1 (ja) |
| EP (1) | EP1030439A1 (ja) |
| JP (1) | JP2000236218A (ja) |
| KR (1) | KR20000076672A (ja) |
| CN (1) | CN1264217A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100422505B1 (ko) * | 2001-06-15 | 2004-03-12 | (주) 텔트론 | 차동 형태를 이용한 ｌｃ 공진 전압 제어 푸쉬-푸쉬 발진기 |
| JP2008135850A (ja) * | 2006-11-27 | 2008-06-12 | Seiko Npc Corp | 電圧制御ｓａｗ発振回路 |
| JP2008523752A (ja) * | 2004-12-14 | 2008-07-03 | テレ フィルター ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | ２つのワンポート表面波共振器を備える発振器 |
| US7642871B2 (en) | 2006-09-14 | 2010-01-05 | Seiko Epson Corporation | Surface acoustic wave oscillator and method of varying frequency thereof |
| JP2012213140A (ja) * | 2011-03-24 | 2012-11-01 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 電圧制御発振回路及び水晶発振器 |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE0003510D0 (sv) * | 2000-09-29 | 2000-09-29 | Spirea Ab | Voltage controlled oscillator |
| GB0030694D0 (en) | 2000-12-15 | 2001-01-31 | Nokia Mobile Phones Ltd | An electronic circuit supplied with power via current generator means |
| DE10137091A1 (de) * | 2001-07-30 | 2003-02-13 | Sick Ag | Induktiver Näherungssensor |
| US6653906B1 (en) * | 2002-06-24 | 2003-11-25 | Cts Corporation | Controllable SAW oscillator component |
| DE102005032468B4 (de) * | 2005-07-08 | 2007-06-06 | Atmel Germany Gmbh | Integrierte Quarzoszillatorschaltung |
| JP5145988B2 (ja) * | 2007-02-27 | 2013-02-20 | セイコーエプソン株式会社 | 発振回路、発振器 |
| US8339220B2 (en) * | 2009-09-16 | 2012-12-25 | Lojack Operating Company, Lp | Surface acoustic wave resonator filter |
| CN102025338B (zh) | 2009-09-18 | 2015-01-07 | 株式会社村田制作所 | 压电致动器驱动电路 |
| GB2477143B (en) * | 2010-01-22 | 2012-05-30 | Alere Switzerland Gmbh | Bi-stable oscillator |
| CN105099372A (zh) * | 2015-08-07 | 2015-11-25 | 罗旭 | 全差分跨阻放大器 |
| WO2018148884A1 (zh) * | 2017-02-15 | 2018-08-23 | 深圳市汇顶科技股份有限公司 | 一种位移传感器、检测装置及具有其的电子设备 |
| SG10201902753RA (en) * | 2018-04-12 | 2019-11-28 | Skyworks Solutions Inc | Filter Including Two Types Of Acoustic Wave Resonators |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1215437A (en) | 1983-05-25 | 1986-12-16 | Sony Corporation | Variable frequency oscillating circuit |
| JPH03238905A (ja) | 1990-02-16 | 1991-10-24 | Hitachi Ltd | 発振回路 |
| JP3395482B2 (ja) | 1995-10-06 | 2003-04-14 | ソニー株式会社 | 発振回路および発振方法 |
| US5646580A (en) | 1996-03-04 | 1997-07-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for switching crystals in a crystal controlled oscillator |
| US5764112A (en) | 1996-08-27 | 1998-06-09 | Microclock Incorporated | Fully integrated voltage-controlled crystal oscillator |
-
1999
- 1999-02-17 JP JP11038564A patent/JP2000236218A/ja active Pending
-
2000
- 2000-02-16 US US09/505,174 patent/US6380816B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-02-16 KR KR1020000007239A patent/KR20000076672A/ko not_active Application Discontinuation
- 2000-02-17 CN CN00102333.0A patent/CN1264217A/zh active Pending
- 2000-02-17 EP EP00103253A patent/EP1030439A1/en not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100422505B1 (ko) * | 2001-06-15 | 2004-03-12 | (주) 텔트론 | 차동 형태를 이용한 ｌｃ 공진 전압 제어 푸쉬-푸쉬 발진기 |
| JP2008523752A (ja) * | 2004-12-14 | 2008-07-03 | テレ フィルター ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | ２つのワンポート表面波共振器を備える発振器 |
| US7642871B2 (en) | 2006-09-14 | 2010-01-05 | Seiko Epson Corporation | Surface acoustic wave oscillator and method of varying frequency thereof |
| JP2008135850A (ja) * | 2006-11-27 | 2008-06-12 | Seiko Npc Corp | 電圧制御ｓａｗ発振回路 |
| JP2012213140A (ja) * | 2011-03-24 | 2012-11-01 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 電圧制御発振回路及び水晶発振器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1030439A1 (en) | 2000-08-23 |
| CN1264217A (zh) | 2000-08-23 |
| US6380816B1 (en) | 2002-04-30 |
| KR20000076672A (ko) | 2000-12-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7414488B2 (en) | Low phase noise differential LC tank VCO with current negative feedback | |
| JP2000236218A (ja) | 発振器および電圧制御型発振器 | |
| US10454419B2 (en) | Hybrid resonator based voltage controlled oscillator (VCO) | |
| JP3072386B2 (ja) | ジャイレータ・ベース・共振器 | |
| CN101904096B (zh) | 可变电感器 | |
| US20020093385A1 (en) | Oscillation circuit with voltage-controlled oscillators | |
| JP2003078348A (ja) | 電圧制御発振器及びそれを用いた通信装置 | |
| US11228280B1 (en) | Microelectromechanical system resonator-based oscillator | |
| KR100462086B1 (ko) | 발진기 | |
| JPH07154139A (ja) | 発振器 | |
| US20070030083A1 (en) | Crystal oscillator | |
| WO2007092040A2 (en) | Oscillator having low phase noise | |
| JPH10284937A (ja) | 発振器共振回路内の寄生発振モードを回避する回路 | |
| EP1777808A1 (en) | High frequency Colpitts oscillation circuit | |
| CN116781014A (zh) | 压控振荡器 | |
| US6025765A (en) | Gyrator with loop amplifiers connected to inductive elements | |
| US6492879B2 (en) | Voltage-controlled oscillator | |
| EP0988698B1 (en) | Gyrator | |
| JP4524179B2 (ja) | ピアース型発振回路 | |
| JP3961238B2 (ja) | 周波数切替水晶発振器 | |
| EP0665638B1 (en) | Voltage controlled oscillator with low operating supply voltage | |
| JPH0319506A (ja) | 水晶発振回路 | |
| JP2001024436A (ja) | 電圧制御発振回路 | |
| JP4346948B2 (ja) | 周波数切替水晶発振器 | |
| US5012205A (en) | Balanced spurious free oscillator |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20020702 |