JPH07154139A - 発振器 - Google Patents
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- JPH07154139A JPH07154139A JP6212704A JP21270494A JPH07154139A JP H07154139 A JPH07154139 A JP H07154139A JP 6212704 A JP6212704 A JP 6212704A JP 21270494 A JP21270494 A JP 21270494A JP H07154139 A JPH07154139 A JP H07154139A
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
- H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes
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- H—ELECTRICITY
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1209—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier having two current paths operating in a differential manner and a current source or degeneration circuit in common to both paths, e.g. a long-tailed pair.
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- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
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- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
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- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0088—Reduction of noise
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 不所望な周波数での発振を抑え、且つ従来の
ものよりも低い電源電圧で作動する発振器を提供する。 【構成】 発振器は増幅トランジスタ１１０（２１０）
を具え、このトランジスタの出力電流は負荷信号通路を
経て負荷トランジスタ１２０（２２０）のエミッタに流
れる。増幅段は、この信号通路から負荷トランジスタ１
２０（１２０）のベースへの受動容量性ブートストラッ
プの信号伝達によって帯域通過特性を呈する。従って、
発振器は増幅段の通過帯域内で首尾良く発振する。増幅
段は負荷信号通路に負荷抵抗がなくても通過帯域内にて
比較的大きな利得を有する。斯様な負荷抵抗は電圧降下
をまねき、従って必要とされる電源電圧が高くなる。
ものよりも低い電源電圧で作動する発振器を提供する。 【構成】 発振器は増幅トランジスタ１１０（２１０）
を具え、このトランジスタの出力電流は負荷信号通路を
経て負荷トランジスタ１２０（２２０）のエミッタに流
れる。増幅段は、この信号通路から負荷トランジスタ１
２０（１２０）のベースへの受動容量性ブートストラッ
プの信号伝達によって帯域通過特性を呈する。従って、
発振器は増幅段の通過帯域内で首尾良く発振する。増幅
段は負荷信号通路に負荷抵抗がなくても通過帯域内にて
比較的大きな利得を有する。斯様な負荷抵抗は電圧降下
をまねき、従って必要とされる電源電圧が高くなる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、増幅トランジスタ及び
負荷トランジスタを具えている増幅段に結合される共振
器及び前記増幅トランジスタのコレクタから前記負荷ト
ランジスタのエミッタまでの負荷信号通路を含み、この
負荷信号通路に前記共振器が結合され、且つ前記負荷信
号通路から前記負荷トランジスタのベースにブートスト
ラップの信号伝達が行われ、前記負荷トランジスタのベ
ースがバイアス抵抗を経て基準電圧導体に結合されてい
る発振器に関するものである。
負荷トランジスタを具えている増幅段に結合される共振
器及び前記増幅トランジスタのコレクタから前記負荷ト
ランジスタのエミッタまでの負荷信号通路を含み、この
負荷信号通路に前記共振器が結合され、且つ前記負荷信
号通路から前記負荷トランジスタのベースにブートスト
ラップの信号伝達が行われ、前記負荷トランジスタのベ
ースがバイアス抵抗を経て基準電圧導体に結合されてい
る発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】斯種の発振器は特開平２−２１７０８号
公報から既知である。この従来の発振器を図１に示して
ある。冒頭にて述べたタイプの増幅段は増幅トランジス
タとしてトランジスタＱ２を具えていると共に負荷トラ
ンジスタとしてトランジスタＱ５を具えている。負荷ト
ランジスタＱ５のベースはバイアス抵抗Ｒ７を介して正
の電源電圧に結合されている。増幅トランジスタＱ２の
コレクタから負荷トランジスタＱ５のエミッタまでの負
荷信号通路は負荷抵抗Ｒ２を具えている。負荷信号通路
には共振器１５が結合されている。負荷信号通路から負
荷トランジスタＱ５のベース（１７の個所）へのブート
ストラップの信号伝達は増幅トランジスタＱ２のコレク
タ（１１の個所）からトランジスタＱ４、エミッタ抵抗
Ｒ６，Ｒ５及びトランジスタＱ３を経て行われる。トラ
ンジスタＱ４、エミッタ抵抗Ｒ６，Ｒ５及びトランジス
タＱ３は差動段を構成する。この差動段は負荷トランジ
スタＱ５及び負荷抵抗Ｒ２と共に局部正帰還ループを構
成する。共振器１５、結合コンデンサＣ２，Ｃ３、駆動
トランジスタＱ１及び増幅段は発振ループの一部を形成
する。
公報から既知である。この従来の発振器を図１に示して
ある。冒頭にて述べたタイプの増幅段は増幅トランジス
タとしてトランジスタＱ２を具えていると共に負荷トラ
ンジスタとしてトランジスタＱ５を具えている。負荷ト
ランジスタＱ５のベースはバイアス抵抗Ｒ７を介して正
の電源電圧に結合されている。増幅トランジスタＱ２の
コレクタから負荷トランジスタＱ５のエミッタまでの負
荷信号通路は負荷抵抗Ｒ２を具えている。負荷信号通路
には共振器１５が結合されている。負荷信号通路から負
荷トランジスタＱ５のベース（１７の個所）へのブート
ストラップの信号伝達は増幅トランジスタＱ２のコレク
タ（１１の個所）からトランジスタＱ４、エミッタ抵抗
Ｒ６，Ｒ５及びトランジスタＱ３を経て行われる。トラ
ンジスタＱ４、エミッタ抵抗Ｒ６，Ｒ５及びトランジス
タＱ３は差動段を構成する。この差動段は負荷トランジ
スタＱ５及び負荷抵抗Ｒ２と共に局部正帰還ループを構
成する。共振器１５、結合コンデンサＣ２，Ｃ３、駆動
トランジスタＱ１及び増幅段は発振ループの一部を形成
する。
【０００３】従来の発振器は共振器によって決まる周波
数にて発振を開始することができる。このために増幅段
は共振器１５及び結合コンデンサＣ２，Ｃ３にて生ずる
信号損失を補償して、発振ループにおけるループ利得が
１以上となるようにする必要がある。
数にて発振を開始することができる。このために増幅段
は共振器１５及び結合コンデンサＣ２，Ｃ３にて生ずる
信号損失を補償して、発振ループにおけるループ利得が
１以上となるようにする必要がある。
【０００４】実用的な共振器は一般に種々の共振周波数
を有し、これは例えば共振器の構成素子がコンデンサの
接続端子によって生ずる自己インダクタンスや、又は例
えば２つの異なる導体間の誘導性及び容量性結合による
ような不所望なリアクタンスを含むからである。例えば
導体におけるハンダ付け個所は最も近い導体に対して約
0.5 ピコファラッドのキャパシタンスを構成する。
を有し、これは例えば共振器の構成素子がコンデンサの
接続端子によって生ずる自己インダクタンスや、又は例
えば２つの異なる導体間の誘導性及び容量性結合による
ような不所望なリアクタンスを含むからである。例えば
導体におけるハンダ付け個所は最も近い導体に対して約
0.5 ピコファラッドのキャパシタンスを構成する。
【０００５】従来の発振器における共振器１５は、例え
ばＵＨＦテレビジョンチューナに用いられるような、バ
リキャップダイオードを設けたＬＣ回路とすることがで
きる。図２Ａは斯様な共振器１５と結合コンデンサＣ２
及びＣ３とにより構成される従来の発振器における正帰
還回路網の減衰度Ｔ（Ｒ）を示す。共振器１５は３つの
共振周波数（ｆ１，ｆ２及びｆ３）を有し、これらの共
振周波数にて共振器は最大インピーダンスを有し、従っ
て減衰度Ｔ（Ｒ）は最小となる。所望共振周波数はｆ２
であり、ｆ１及びｆ３は寄生共振周波数である。図２Ｂ
は駆動トランジスタＱ１を伴なう増幅段の利得Ｔ（Ａ）
を示す。図２Ｃは発振ループに得られるループ利得Ｔ
（Ｌ）を示す。
ばＵＨＦテレビジョンチューナに用いられるような、バ
リキャップダイオードを設けたＬＣ回路とすることがで
きる。図２Ａは斯様な共振器１５と結合コンデンサＣ２
及びＣ３とにより構成される従来の発振器における正帰
還回路網の減衰度Ｔ（Ｒ）を示す。共振器１５は３つの
共振周波数（ｆ１，ｆ２及びｆ３）を有し、これらの共
振周波数にて共振器は最大インピーダンスを有し、従っ
て減衰度Ｔ（Ｒ）は最小となる。所望共振周波数はｆ２
であり、ｆ１及びｆ３は寄生共振周波数である。図２Ｂ
は駆動トランジスタＱ１を伴なう増幅段の利得Ｔ（Ａ）
を示す。図２Ｃは発振ループに得られるループ利得Ｔ
（Ｌ）を示す。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来の発振器は周波数
ｆ２以外の周波数ｆ１又はｆ３でも発振を開始し、これ
は周波数ｆ１又はｆ３での発振ループのループ利得が１
よりも大きくなるからである。さらに、従来の発振器は
不所望な弛張発振をしたりする。共振器１５を図１に示
した発振器から取り外せば、この発振器は弛張発振器と
して機能するようになる。この場合に、結合コンデンサ
Ｃ２及びＣ３は電流スイッチとして作用する増幅段によ
って周期的に充−放電される。共振器１５を図１に示す
ように発振器回路に組込んでも弛張発振が依然生ずるこ
とがある。このような弛張発振が生ずる惧れは、弛張発
振周波数での発振ループにおけるループ利得が所望共振
周波数での発振ループにおけるループ利得にほぼ等しく
なるか、又はそれよりも大きくなる場合に有り得る。
ｆ２以外の周波数ｆ１又はｆ３でも発振を開始し、これ
は周波数ｆ１又はｆ３での発振ループのループ利得が１
よりも大きくなるからである。さらに、従来の発振器は
不所望な弛張発振をしたりする。共振器１５を図１に示
した発振器から取り外せば、この発振器は弛張発振器と
して機能するようになる。この場合に、結合コンデンサ
Ｃ２及びＣ３は電流スイッチとして作用する増幅段によ
って周期的に充−放電される。共振器１５を図１に示す
ように発振器回路に組込んでも弛張発振が依然生ずるこ
とがある。このような弛張発振が生ずる惧れは、弛張発
振周波数での発振ループにおけるループ利得が所望共振
周波数での発振ループにおけるループ利得にほぼ等しく
なるか、又はそれよりも大きくなる場合に有り得る。
【０００７】従来の発振器では、増幅トランジスタＱ２
のコレクタ電圧と電源電圧との電圧差が比較的大きい。
従って、比較的大きな直流電流が負荷信号通路における
負荷抵抗Ｒ２を経て流れると共にトランジスタＱ５のベ
ースを電源電圧に結合するバイアス抵抗Ｒ７を経ても流
れる。従来の発振器はトランジスタＱ２が飽和しないよ
うにするために比較的高い電源電圧を必要とする。
のコレクタ電圧と電源電圧との電圧差が比較的大きい。
従って、比較的大きな直流電流が負荷信号通路における
負荷抵抗Ｒ２を経て流れると共にトランジスタＱ５のベ
ースを電源電圧に結合するバイアス抵抗Ｒ７を経ても流
れる。従来の発振器はトランジスタＱ２が飽和しないよ
うにするために比較的高い電源電圧を必要とする。
【０００８】有効電源電圧と、必要最小限の発振器電源
電圧との差は、発振器電源電圧を電圧安定器から取出さ
なくてもよいほどに小さくするのが良く、このことは一
般に所望されることである。先ず第１に、斯様にするこ
とにより有効電源電圧の変化による発振周波数の不所望
な離調が低減する。第２として、電圧安定器は有効電源
電圧における交流電圧が電圧安定器によって供給される
発振器電源電圧に伝達されるのを抑圧する。斯様な交流
電圧は発振器を不所望に変調するため、出力信号が不所
望なスペクトル成分を含むことになる。
電圧との差は、発振器電源電圧を電圧安定器から取出さ
なくてもよいほどに小さくするのが良く、このことは一
般に所望されることである。先ず第１に、斯様にするこ
とにより有効電源電圧の変化による発振周波数の不所望
な離調が低減する。第２として、電圧安定器は有効電源
電圧における交流電圧が電圧安定器によって供給される
発振器電源電圧に伝達されるのを抑圧する。斯様な交流
電圧は発振器を不所望に変調するため、出力信号が不所
望なスペクトル成分を含むことになる。
【０００９】本発明の目的は、発振器が不所望な周波数
で発振するのを抑え、且つ従来の発振器の電源電圧より
も低い電源電圧で済む冒頭にて述べた種類の発振器を提
供することにある。
で発振するのを抑え、且つ従来の発振器の電源電圧より
も低い電源電圧で済む冒頭にて述べた種類の発振器を提
供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明による発振器は、
前記ブートストラップの信号伝達が主として、前記負荷
信号通路への前記負荷トランジスタのベースの受動容量
性結合によって行われるようにしたことを特徴とする。
斯様な受動容量性結合は少なくとも負荷トランジスタの
エミッタ−ベースキャパシタンスで構成することができ
る。
前記ブートストラップの信号伝達が主として、前記負荷
信号通路への前記負荷トランジスタのベースの受動容量
性結合によって行われるようにしたことを特徴とする。
斯様な受動容量性結合は少なくとも負荷トランジスタの
エミッタ−ベースキャパシタンスで構成することができ
る。
【００１１】本発明は、斯様にすることにより増幅段が
特に受動容量性結合によって決まる帯域通過特性を呈す
ると云う認識に基づいて成したものである。不所望な発
振は増幅段の通過帯域を所望発振周波数付近に調整する
ことにより抑えられる。従って、本発明による発振器で
は寄生共振周波数での発振ループのループ利得を従来の
発振器におけるよりも極めて小さくすることができる。
所望発振周波数の帯域以外ではループ利得を低下させる
ことによって不所望な弛張発振をなくすこともできる。
弛張発振周波数は一般に、共振器によって決められる所
望発振周波数よりも１桁小さい。
特に受動容量性結合によって決まる帯域通過特性を呈す
ると云う認識に基づいて成したものである。不所望な発
振は増幅段の通過帯域を所望発振周波数付近に調整する
ことにより抑えられる。従って、本発明による発振器で
は寄生共振周波数での発振ループのループ利得を従来の
発振器におけるよりも極めて小さくすることができる。
所望発振周波数の帯域以外ではループ利得を低下させる
ことによって不所望な弛張発振をなくすこともできる。
弛張発振周波数は一般に、共振器によって決められる所
望発振周波数よりも１桁小さい。
【００１２】図３Ａ，図３Ｂ及び図３Ｃはこのことを示
しており、図３Ａは結合コンデンサを有する実用共振器
の図２Ａと同一の信号伝達特性Ｔ（Ｒ）を示す。図３Ｂ
は本発明による発振器における発振ループの他の素子の
信号伝達特性Ｔ（Ａ′）を示す。図３Ｃは本発明による
発振器の発振ループのループ利得Ｔ（Ｌ′）を示す。図
３Ｃによれば、発振は周波数ｆ２にて生ずるだけであ
り、周波数ｆ１及びｆ３では発振ループのループ利得は
１以下のままである。
しており、図３Ａは結合コンデンサを有する実用共振器
の図２Ａと同一の信号伝達特性Ｔ（Ｒ）を示す。図３Ｂ
は本発明による発振器における発振ループの他の素子の
信号伝達特性Ｔ（Ａ′）を示す。図３Ｃは本発明による
発振器の発振ループのループ利得Ｔ（Ｌ′）を示す。図
３Ｃによれば、発振は周波数ｆ２にて生ずるだけであ
り、周波数ｆ１及びｆ３では発振ループのループ利得は
１以下のままである。
【００１３】本発明は特に、冒頭にて述べたタイプの増
幅段の利得がブートストラップの信号伝達の大きさ（振
幅）及び位相によってかなり決定されると云うことを利
用する。増幅トランジスタは増幅段の入力電圧をコレク
タ出力電流に、増幅器のトランスアドミタンスとして表
わすべき変換率で変換する。増幅段の利得は斯かる増幅
器のトランスミドミタンスと増幅トランジスタのコレク
タにおける負荷インピーダンスとの積にほぼ等しい。ブ
ートストラップの信号伝達の大きさはほぼ１となり、位
相値はほぼ０となるので、負荷インピーダンスは増大
し、従って利得も同じく増大する。
幅段の利得がブートストラップの信号伝達の大きさ（振
幅）及び位相によってかなり決定されると云うことを利
用する。増幅トランジスタは増幅段の入力電圧をコレク
タ出力電流に、増幅器のトランスアドミタンスとして表
わすべき変換率で変換する。増幅段の利得は斯かる増幅
器のトランスミドミタンスと増幅トランジスタのコレク
タにおける負荷インピーダンスとの積にほぼ等しい。ブ
ートストラップの信号伝達の大きさはほぼ１となり、位
相値はほぼ０となるので、負荷インピーダンスは増大
し、従って利得も同じく増大する。
【００１４】従来の発振器では、ブートストラップの信
号伝達が周波数にほぼ無関係であり、従って増幅段の利
得も周波数に無関係である。本発明による発振器では、
ブートストラップの信号伝達が周波数にかなりの程度左
右されるため、増幅器は帯域通過特性を呈する。
号伝達が周波数にほぼ無関係であり、従って増幅段の利
得も周波数に無関係である。本発明による発振器では、
ブートストラップの信号伝達が周波数にかなりの程度左
右されるため、増幅器は帯域通過特性を呈する。
【００１５】冒頭にて述べたバイアス抵抗及び受動容量
性結合は比較的低い周波数にて受動高域通過フィルタを
構成することからして、帯域通過特性の高域スロープが
形成される。図４Ａはこのことを示し、この図のトラン
ジスタ１２０は冒頭にて述べた増幅段の負荷トランジス
タであり、抵抗１３０は冒頭にて述べたバイアス抵抗で
あり、“ＣBE”にて示すコンデンサは負荷信号通路１８
０からブートストラップの信号伝達を容量的に行なう。
周波数が増大すると、受動容量性結合間のブートストラ
ップ信号伝達の減衰度が低下し、従って増幅段の利得が
増大する。
性結合は比較的低い周波数にて受動高域通過フィルタを
構成することからして、帯域通過特性の高域スロープが
形成される。図４Ａはこのことを示し、この図のトラン
ジスタ１２０は冒頭にて述べた増幅段の負荷トランジス
タであり、抵抗１３０は冒頭にて述べたバイアス抵抗で
あり、“ＣBE”にて示すコンデンサは負荷信号通路１８
０からブートストラップの信号伝達を容量的に行なう。
周波数が増大すると、受動容量性結合間のブートストラ
ップ信号伝達の減衰度が低下し、従って増幅段の利得が
増大する。
【００１６】増幅段の通過帯域は、負荷トランジスタの
コレクタ−ベースキャパシタンスのインピーダンスが前
述したバイアス抵抗のインピーダンスに近づくブートス
トラップ周波数帯域内に位置する。このブートストラッ
プ周波数帯域内では、受動容量性結合間の減衰度が周波
数にほぼ無関係で、しかもその減衰度は比較的小さい。
これは、ブートストラップの信号伝達が主として前述し
たコレクタ−ベースキャパシタンスと受動容量性信号結
合（これらは図４Ｂに示すように容量性分圧器を構成す
る）によって決定されるからである。なお、図４Ｂの
“ＣBC”はコレクタ−ベースキャパシタンスを示す。
コレクタ−ベースキャパシタンスのインピーダンスが前
述したバイアス抵抗のインピーダンスに近づくブートス
トラップ周波数帯域内に位置する。このブートストラッ
プ周波数帯域内では、受動容量性結合間の減衰度が周波
数にほぼ無関係で、しかもその減衰度は比較的小さい。
これは、ブートストラップの信号伝達が主として前述し
たコレクタ−ベースキャパシタンスと受動容量性信号結
合（これらは図４Ｂに示すように容量性分圧器を構成す
る）によって決定されるからである。なお、図４Ｂの
“ＣBC”はコレクタ−ベースキャパシタンスを示す。
【００１７】帯域通過特性の低域スロープは、特に増幅
段のトランジスタの有限遮断周波数により決定される。
負荷トランジスタのエミッタ−ベースキャパシタンスが
主として受動容量性結合を構成する場合には、低域スロ
ープは殆ど有限遮断周波数によって完全に決定される。
段のトランジスタの有限遮断周波数により決定される。
負荷トランジスタのエミッタ−ベースキャパシタンスが
主として受動容量性結合を構成する場合には、低域スロ
ープは殆ど有限遮断周波数によって完全に決定される。
【００１８】本発明はさらに、受動容量性のブートスト
ラップ信号伝達をする大量生産用に設計される発振器は
能動ブートストラップの信号伝達をする従来の発振器に
比べて発振に必要とされる増幅段の利得を供給するのに
小さな電源電圧で済むと云う認識に基づいて成したもの
である。ブートストラップの信号伝達の大きさは１の値
に近づくので、増幅段の利得は増大する。しかし、ブー
トストラップの信号伝達の大きさが１以上になる場合に
は、発振器が不所望な状態に達する。
ラップ信号伝達をする大量生産用に設計される発振器は
能動ブートストラップの信号伝達をする従来の発振器に
比べて発振に必要とされる増幅段の利得を供給するのに
小さな電源電圧で済むと云う認識に基づいて成したもの
である。ブートストラップの信号伝達の大きさは１の値
に近づくので、増幅段の利得は増大する。しかし、ブー
トストラップの信号伝達の大きさが１以上になる場合に
は、発振器が不所望な状態に達する。
【００１９】ブートストラップ信号伝達は負荷トランジ
スタを含む局部正帰還ループを形成する。この正帰還ル
ープにおける負荷トランジスタはエミッタ−ホロワと見
なすことができ、この正帰還ループのループ利得はブー
トストラップの信号伝達の大きさにほぼ等しい。このル
ープ利得が１よりも大きくなる場合に、例えば従来の発
振器では駆動トランジスタＱ１か、又は増幅トランジス
タＱ２がターン・オフして、電流原Ｉ１からのバイアス
電流がそれぞれＱ２及びＱ１を経て全て流れる。この場
合には発振ループが遮断されるために、共振器によって
決定される周波数での発振が最早できなくなる。
スタを含む局部正帰還ループを形成する。この正帰還ル
ープにおける負荷トランジスタはエミッタ−ホロワと見
なすことができ、この正帰還ループのループ利得はブー
トストラップの信号伝達の大きさにほぼ等しい。このル
ープ利得が１よりも大きくなる場合に、例えば従来の発
振器では駆動トランジスタＱ１か、又は増幅トランジス
タＱ２がターン・オフして、電流原Ｉ１からのバイアス
電流がそれぞれＱ２及びＱ１を経て全て流れる。この場
合には発振ループが遮断されるために、共振器によって
決定される周波数での発振が最早できなくなる。
【００２０】従来の発振器では、回路素子の特性のばら
つきにより局部正帰還ループのループ利得が１よりも大
きくなる惧れがある。公称部品の特性での能動ブートス
トラップの信号伝達の大きさが小さいので、大量生産さ
れる発振器が増幅段の利得を犠牲にして不所望な状態に
達しうる惧れは低下する。所望な発振に必要とされる利
得を得るためには、十分大きな値の負荷抵抗、例えば図
１の負荷抵抗Ｒ２を負荷信号通路に組込む必要がある。
つきにより局部正帰還ループのループ利得が１よりも大
きくなる惧れがある。公称部品の特性での能動ブートス
トラップの信号伝達の大きさが小さいので、大量生産さ
れる発振器が増幅段の利得を犠牲にして不所望な状態に
達しうる惧れは低下する。所望な発振に必要とされる利
得を得るためには、十分大きな値の負荷抵抗、例えば図
１の負荷抵抗Ｒ２を負荷信号通路に組込む必要がある。
【００２１】本発明による大量生産の発振器は受動容量
性ブートストラップの信号伝達をし、局部正帰還ループ
のループ利得は１以下のままである。受動容量性結合は
分圧器を構成し、これは負荷信号通路から負荷トランジ
スタのベースに伝送すべき信号を減衰しうるだけであ
る。公称部品の諸特性ではブートストラップの信号伝達
の大きさは、所望共振周波数に比較的近づくにつれて１
の値に近づくことができる。従来の発振器と比較する
に、本発明による発振器は発振に必要な増幅段の利得を
得るのに小さな負荷抵抗で済む。従って、負荷抵抗間の
電圧降下が小さくなるため、本発明による発振器には従
来の発振器に対する電源電圧よりも小さな電源電圧で十
分である。
性ブートストラップの信号伝達をし、局部正帰還ループ
のループ利得は１以下のままである。受動容量性結合は
分圧器を構成し、これは負荷信号通路から負荷トランジ
スタのベースに伝送すべき信号を減衰しうるだけであ
る。公称部品の諸特性ではブートストラップの信号伝達
の大きさは、所望共振周波数に比較的近づくにつれて１
の値に近づくことができる。従来の発振器と比較する
に、本発明による発振器は発振に必要な増幅段の利得を
得るのに小さな負荷抵抗で済む。従って、負荷抵抗間の
電圧降下が小さくなるため、本発明による発振器には従
来の発振器に対する電源電圧よりも小さな電源電圧で十
分である。
【００２２】本発明による発振器の好適例では、負荷ト
ランジスタのベース端子とエミッタ端子との間にブート
ストラプコンデンサを配置する。従って、増幅段の帯域
通過特性の低域縁をトランジスタの遮断周波数よりもか
なり低い周波数にまで広げることができる。さらに、比
較的小さな通過帯域を得ることができ、この通過帯域内
にて増幅段は比較的大きな利得を有する。
ランジスタのベース端子とエミッタ端子との間にブート
ストラプコンデンサを配置する。従って、増幅段の帯域
通過特性の低域縁をトランジスタの遮断周波数よりもか
なり低い周波数にまで広げることができる。さらに、比
較的小さな通過帯域を得ることができ、この通過帯域内
にて増幅段は比較的大きな利得を有する。
【００２３】この好適例は、前述したブートストラップ
周波数帯域内でのブートストラップの信号伝達の位相が
負荷トランジスタのベース端子とこのトランジスタの物
理的なベースとの間のベース抵抗のために斯様なブート
ストラップコンデンサで比較的大きく変化すると云う認
識に基づいて成したものである。この場合、前述した位
相は比較的小さな周波数帯域にわたってほぼ０とするこ
とができる。この周波数帯域内にて増幅段の利得はピー
クを呈し、これが増幅段の通過帯域を制定する。この周
波数帯域以上では、ブートストラップの信号伝達の大き
さがほぼ一定となるが、位相は０値とはかなり大きく相
違する。従って、増幅段の利得は周波数の増加に伴ない
低下し、これが通過帯域特性の低域通過縁となる。
周波数帯域内でのブートストラップの信号伝達の位相が
負荷トランジスタのベース端子とこのトランジスタの物
理的なベースとの間のベース抵抗のために斯様なブート
ストラップコンデンサで比較的大きく変化すると云う認
識に基づいて成したものである。この場合、前述した位
相は比較的小さな周波数帯域にわたってほぼ０とするこ
とができる。この周波数帯域内にて増幅段の利得はピー
クを呈し、これが増幅段の通過帯域を制定する。この周
波数帯域以上では、ブートストラップの信号伝達の大き
さがほぼ一定となるが、位相は０値とはかなり大きく相
違する。従って、増幅段の利得は周波数の増加に伴ない
低下し、これが通過帯域特性の低域通過縁となる。
【００２４】図４Ｃに示すように、この好適例における
受動容量結合は少なくとも２つの信号路、即ち“ＣBE”
で示すエミッタ−ベースキャパシタンスを含む信号路
“Ａ”と、ブートストラップコンデンサ１４０を含む信
号路“Ｂ”とを具えている。信号路“Ｂ”のブートスト
ラップコンデンサ１４０はベース抵抗“ＲBE”と直列に
接続する。従って、信号路“Ｂ”は共振周波数を有し、
この共振周波数以上では、この信号路は主として抵抗特
性を呈する。これは容量性特性を有する信号路“Ａ”と
は全く異なり、又周波数も前述した共振周波数よりも比
較的高い。従って、ブートストラップ周波数帯域内のブ
ートストラップの信号伝達の位相は比較的大きく変える
ことができる。位相の値がほぼ０に近づく周波数、従っ
て通過帯域の位置は特にブートストラップコンデンサに
より決定される。
受動容量結合は少なくとも２つの信号路、即ち“ＣBE”
で示すエミッタ−ベースキャパシタンスを含む信号路
“Ａ”と、ブートストラップコンデンサ１４０を含む信
号路“Ｂ”とを具えている。信号路“Ｂ”のブートスト
ラップコンデンサ１４０はベース抵抗“ＲBE”と直列に
接続する。従って、信号路“Ｂ”は共振周波数を有し、
この共振周波数以上では、この信号路は主として抵抗特
性を呈する。これは容量性特性を有する信号路“Ａ”と
は全く異なり、又周波数も前述した共振周波数よりも比
較的高い。従って、ブートストラップ周波数帯域内のブ
ートストラップの信号伝達の位相は比較的大きく変える
ことができる。位相の値がほぼ０に近づく周波数、従っ
て通過帯域の位置は特にブートストラップコンデンサに
より決定される。
【００２５】本発明による発振器の他の好適例では、少
なくとも１つのブートストラップコンデンサを周波数制
御信号によって調整可能とする。これにより、増幅段の
通過帯域の位置を、周波数制御信号で同調可能な共振器
の所望共振周波数に適合させることができる。
なくとも１つのブートストラップコンデンサを周波数制
御信号によって調整可能とする。これにより、増幅段の
通過帯域の位置を、周波数制御信号で同調可能な共振器
の所望共振周波数に適合させることができる。
【００２６】本発明による発振器のさらに他の好適例で
は、増幅段の直流バイアス用手段を周波数制御信号によ
り調整可能とする。こうすることにより、増幅段の利得
を適合させて、共振器の離調時に所望周波数にて正帰還
回路網の減衰度が変動するのを補償するようにすること
ができる。この好適例では、利得が増幅トランジスタ及
び負荷トランジスタのバイアス電流に依存すると云うこ
とを利用する。さらに本発明の他の好適例では、負荷ト
ランジスタのコレクタを発振器の出力端子に結合させ、
前記コレクタを読出し抵抗を介して基準電圧導体に結合
させる。読出し電圧は、負荷トランジスタの発振器信号
被変調コレクタ電流を前述した読出し抵抗に流すことに
より発生させる。この場合に負荷トランジスタはバッフ
ァ段としても機能し、これは読出し抵抗に結合される種
々の回路により発振器が不所望な影響を受けないように
する。読出し抵抗を負荷トランジスタのコレクタと基準
電圧導体との間に配置する発振器の電源電圧は、斯様な
読出し抵抗を持たない発振器の電源電圧よりも高くする
必要はない。読出し抵抗を組込むことにより、負荷トラ
ンジスタのコレクタ電圧は低下するが、負荷トランジス
タのベース電圧は読出し抵抗による影響を殆ど受けない
から、増幅トランジスタのコレクタ電圧は殆ど変わらな
い。
は、増幅段の直流バイアス用手段を周波数制御信号によ
り調整可能とする。こうすることにより、増幅段の利得
を適合させて、共振器の離調時に所望周波数にて正帰還
回路網の減衰度が変動するのを補償するようにすること
ができる。この好適例では、利得が増幅トランジスタ及
び負荷トランジスタのバイアス電流に依存すると云うこ
とを利用する。さらに本発明の他の好適例では、負荷ト
ランジスタのコレクタを発振器の出力端子に結合させ、
前記コレクタを読出し抵抗を介して基準電圧導体に結合
させる。読出し電圧は、負荷トランジスタの発振器信号
被変調コレクタ電流を前述した読出し抵抗に流すことに
より発生させる。この場合に負荷トランジスタはバッフ
ァ段としても機能し、これは読出し抵抗に結合される種
々の回路により発振器が不所望な影響を受けないように
する。読出し抵抗を負荷トランジスタのコレクタと基準
電圧導体との間に配置する発振器の電源電圧は、斯様な
読出し抵抗を持たない発振器の電源電圧よりも高くする
必要はない。読出し抵抗を組込むことにより、負荷トラ
ンジスタのコレクタ電圧は低下するが、負荷トランジス
タのベース電圧は読出し抵抗による影響を殆ど受けない
から、増幅トランジスタのコレクタ電圧は殆ど変わらな
い。
【００２７】
【実施例】以下本発明を明瞭にするために図５に示す本
発明による発振器の実施例につき説明する。なお、図５
では本発明を理解するのに重要ではない回路素子、例え
ば増幅トランジスタ１１０及び２１０のベースを直流バ
イアスするための回路素子などは省いてある。
発明による発振器の実施例につき説明する。なお、図５
では本発明を理解するのに重要ではない回路素子、例え
ば増幅トランジスタ１１０及び２１０のベースを直流バ
イアスするための回路素子などは省いてある。
【００２８】図５は発振ループが２つの増幅段を平衡又
は差動構成で具えている発振器を示す。増幅トランジス
タ１１０及び２１０は差動対を構成する。共振器１００
と、結合コンデンサ１５０，１６０，２５０及び２６０
は差動正帰還回路網を構成する。平衡増幅段は増幅トラ
ンジスタ１１０と２１０のベース間の差動電圧を差動コ
レクタ電圧に増幅する。この差動コレクタ電圧は正帰還
回路網を経て増幅トランジスタのベース端子に帰還され
る。発振は、斯くして帰還される差動ベース電圧が元の
差動ベース電圧と同相となる周波数にて起りうる。この
場合、発振ループにおけるループ利得、つまり平衡増幅
段による利得と差動正帰還回路網の減衰度との積は１以
上とすべきである。
は差動構成で具えている発振器を示す。増幅トランジス
タ１１０及び２１０は差動対を構成する。共振器１００
と、結合コンデンサ１５０，１６０，２５０及び２６０
は差動正帰還回路網を構成する。平衡増幅段は増幅トラ
ンジスタ１１０と２１０のベース間の差動電圧を差動コ
レクタ電圧に増幅する。この差動コレクタ電圧は正帰還
回路網を経て増幅トランジスタのベース端子に帰還され
る。発振は、斯くして帰還される差動ベース電圧が元の
差動ベース電圧と同相となる周波数にて起りうる。この
場合、発振ループにおけるループ利得、つまり平衡増幅
段による利得と差動正帰還回路網の減衰度との積は１以
上とすべきである。
【００２９】発振器はさらに、読出し抵抗１７０と２７
０間に得られる差動発振信号を出力端子３５０及び３６
０に供給する差動出力増幅器も具えている。読出し抵抗
１７０及び２７０の抵抗値は、これらの抵抗間に得られ
る差動発振信号が十分大きな振幅を有するも、負荷トラ
ンジスタ１２０及び２２０を飽和状態に駆動させること
のないような値に選定する。バイポーラ負荷トランジス
タを有する発振器では読出し抵抗間の電圧降下を約0.2
ボルトとすることができる。差動出力増幅器はエミッタ
ホロワ配置のトランジスタ３１０及び３２０と、抵抗３
３０及び３４０とを具えている。負荷トランジスタと差
動出力増幅器のバッファ効果により発振器の同調範囲及
び周波数安定性は、出力端子３５０及び３６０に結合さ
れる回路に対して比較的無関係となる。
０間に得られる差動発振信号を出力端子３５０及び３６
０に供給する差動出力増幅器も具えている。読出し抵抗
１７０及び２７０の抵抗値は、これらの抵抗間に得られ
る差動発振信号が十分大きな振幅を有するも、負荷トラ
ンジスタ１２０及び２２０を飽和状態に駆動させること
のないような値に選定する。バイポーラ負荷トランジス
タを有する発振器では読出し抵抗間の電圧降下を約0.2
ボルトとすることができる。差動出力増幅器はエミッタ
ホロワ配置のトランジスタ３１０及び３２０と、抵抗３
３０及び３４０とを具えている。負荷トランジスタと差
動出力増幅器のバッファ効果により発振器の同調範囲及
び周波数安定性は、出力端子３５０及び３６０に結合さ
れる回路に対して比較的無関係となる。
【００３０】従来の発振器と対比するに、図５に示す実
施例の負荷信号通路には負荷抵抗がない。増幅トランジ
スタ１１０及び２１０のコレクタは実質上抵抗を介する
ことなく各負荷トランジスタ１２０及び２２０のエミッ
タに接続される。従って、図５に示す本発明による発振
器は低い電源電圧にて作動、例えば2.3 ボルトにて作動
させるのに特に好適である。
施例の負荷信号通路には負荷抵抗がない。増幅トランジ
スタ１１０及び２１０のコレクタは実質上抵抗を介する
ことなく各負荷トランジスタ１２０及び２２０のエミッ
タに接続される。従って、図５に示す本発明による発振
器は低い電源電圧にて作動、例えば2.3 ボルトにて作動
させるのに特に好適である。
【００３１】図５を参照するに、各平衡増幅段でのブー
トストラップの信号伝達はバイアス抵抗１３０又は２３
０及び負荷トランジスタのベースと増幅トランジスタの
コレクタとの間の受動容量性結合により決定される。こ
の容量性結合は負荷トランジスタの内部エミッタ−ベー
スキャパシタンス及びエミッタ端子とベース端子との間
に配置したブートストラップコンデンサ（１４０又は２
４０）で構成される。ブートストラップの信号伝達は能
動素子なしで行なわれるから、電流消費量並びに製造コ
ストを従来の発振器のそれらに比べて低く製造すること
ができる。
トストラップの信号伝達はバイアス抵抗１３０又は２３
０及び負荷トランジスタのベースと増幅トランジスタの
コレクタとの間の受動容量性結合により決定される。こ
の容量性結合は負荷トランジスタの内部エミッタ−ベー
スキャパシタンス及びエミッタ端子とベース端子との間
に配置したブートストラップコンデンサ（１４０又は２
４０）で構成される。ブートストラップの信号伝達は能
動素子なしで行なわれるから、電流消費量並びに製造コ
ストを従来の発振器のそれらに比べて低く製造すること
ができる。
【００３２】増幅トランジスタのコレクタにおける負荷
インピーダンスは周波数に極めて依存する。比較的低い
周波数では、受動容量性結合がバイアス抵抗１３０及び
２３０のインピーダンスに比べて極めて高いインピーダ
ンスを呈する。この場合における負荷トランジスタ１２
０及び２２０のベースにおける信号電圧はほぼ０とな
る。従って、負荷インピーダンスがトランジスタ１２０
及び２２０のエミッタ作動抵抗値にほぼ等しくなるた
め、平衡増幅段の利得は約１となる。
インピーダンスは周波数に極めて依存する。比較的低い
周波数では、受動容量性結合がバイアス抵抗１３０及び
２３０のインピーダンスに比べて極めて高いインピーダ
ンスを呈する。この場合における負荷トランジスタ１２
０及び２２０のベースにおける信号電圧はほぼ０とな
る。従って、負荷インピーダンスがトランジスタ１２０
及び２２０のエミッタ作動抵抗値にほぼ等しくなるた
め、平衡増幅段の利得は約１となる。
【００３３】高い周波数では負荷インピーダンスが増大
して、利得は特にバイアス抵抗とブートストラップコン
デンサによって決定される周波数にてピーク値に達す
る。ブートストラップ信号伝達の大きさが正確に“１”
となり、且つ位相が前記最後に述べた周波数にて“０”
となる（理論的な）場合につき以下説明する。この場合
の負荷トランジスタ１２０（２２０）のベースにおける
信号電圧は増幅トランジスタ１１０（２１０）のコレク
タにおける信号電圧と同じである。負荷トランジスタ１
２０（２２０）のエミッタ−ベース接合間に信号電圧差
がないから、この負荷トランジスタに信号電流は流れる
ことができない。この場合の負荷トランジスタ１２０
（２２０）は無限に大きなインピーダンスを呈する。
して、利得は特にバイアス抵抗とブートストラップコン
デンサによって決定される周波数にてピーク値に達す
る。ブートストラップ信号伝達の大きさが正確に“１”
となり、且つ位相が前記最後に述べた周波数にて“０”
となる（理論的な）場合につき以下説明する。この場合
の負荷トランジスタ１２０（２２０）のベースにおける
信号電圧は増幅トランジスタ１１０（２１０）のコレク
タにおける信号電圧と同じである。負荷トランジスタ１
２０（２２０）のエミッタ−ベース接合間に信号電圧差
がないから、この負荷トランジスタに信号電流は流れる
ことができない。この場合の負荷トランジスタ１２０
（２２０）は無限に大きなインピーダンスを呈する。
【００３４】ＵＨＦテレビジョンチューナに使用する図
５に示す発振器の実施例を５ＧＨｚ“Subilo−Ｎ”フィ
リップスＩＣプロセスにて実現した。共振器１００はバ
リキャップダイオードを具えており、しかも端子１０３
に供給される図５に“Ｖ tune ”で示す４７０〜９００
ＭＨｚの範囲の周波数制御信号に同調可能な従来のＬＣ
回路とした。この共振器は所望な共振をする以外に図３
Ａに示すような他の２つの不所望な共振もする。６００
ＭＨｚの所望共振周波数ｆ2 の場合、不所望な共振周波
数ｆ1 は約３００ＭＨｚであり、他の不所望な共振周波
数ｆ3 は約３ＧＨｚであった。こうした共振周波数の近
くでは、共振器１００の端子１０１と１０２との間の共
振器インピーダンスが局部的に最大値に達し、従って正
帰還回路網の減衰度が局部的に最小値に降下した。その
結果、発振ループにおけるループ利得は共振周波数
ｆ1 ，ｆ2 及びｆ3 の近くで局部的に最大値を呈した。
５に示す発振器の実施例を５ＧＨｚ“Subilo−Ｎ”フィ
リップスＩＣプロセスにて実現した。共振器１００はバ
リキャップダイオードを具えており、しかも端子１０３
に供給される図５に“Ｖ tune ”で示す４７０〜９００
ＭＨｚの範囲の周波数制御信号に同調可能な従来のＬＣ
回路とした。この共振器は所望な共振をする以外に図３
Ａに示すような他の２つの不所望な共振もする。６００
ＭＨｚの所望共振周波数ｆ2 の場合、不所望な共振周波
数ｆ1 は約３００ＭＨｚであり、他の不所望な共振周波
数ｆ3 は約３ＧＨｚであった。こうした共振周波数の近
くでは、共振器１００の端子１０１と１０２との間の共
振器インピーダンスが局部的に最大値に達し、従って正
帰還回路網の減衰度が局部的に最小値に降下した。その
結果、発振ループにおけるループ利得は共振周波数
ｆ1 ，ｆ2 及びｆ3 の近くで局部的に最大値を呈した。
【００３５】平衡増幅段の帯域通過特性により、発振ル
ープにおけるループ利得は図３Ｃに示すように、共振周
波数ｆ2 付近では１より大きくなり、同時に不所望な共
振周波数ｆ1 及びｆ3 付近では１より小さくなった。図
６は負荷トランジスタにより形成される負荷インピーダ
ンスを上述した発振器にて０，１，1.5 及び２ピコファ
ラッドの容量値のブートストラップコンデンサを用いて
周波数の関数としてそれぞれ測定した特性図を示す。こ
の図から明らかなように、平衡増幅段の帯域通過特性は
ブートストラップコンデンサによって離調させることが
できる。このような離調はバイアス抵抗１３０及び２３
０によって行なうこともできる。
ープにおけるループ利得は図３Ｃに示すように、共振周
波数ｆ2 付近では１より大きくなり、同時に不所望な共
振周波数ｆ1 及びｆ3 付近では１より小さくなった。図
６は負荷トランジスタにより形成される負荷インピーダ
ンスを上述した発振器にて０，１，1.5 及び２ピコファ
ラッドの容量値のブートストラップコンデンサを用いて
周波数の関数としてそれぞれ測定した特性図を示す。こ
の図から明らかなように、平衡増幅段の帯域通過特性は
ブートストラップコンデンサによって離調させることが
できる。このような離調はバイアス抵抗１３０及び２３
０によって行なうこともできる。
【００３６】通過帯域内における利得はバイアス電流原
１９０によって変えることができる。差動対のトランス
アドミタンスは、バイアス電流の増加に伴なって増大す
る増幅トランジスタのコンダクタンスにほぼ等しい。高
いバイアス電流では負荷インピーダンスがごく僅かしか
低下しないので、結局平衡増幅段の利得は増大する。
１９０によって変えることができる。差動対のトランス
アドミタンスは、バイアス電流の増加に伴なって増大す
る増幅トランジスタのコンダクタンスにほぼ等しい。高
いバイアス電流では負荷インピーダンスがごく僅かしか
低下しないので、結局平衡増幅段の利得は増大する。
【００３７】図７、図８及び図９は本発明による発振器
の他の実施例をそれぞれ示す。図７は通過帯域の位置を
発振周波数に適合させるためにブートストラップコンデ
ンサ１４０及び２４０の値を周波数制御信号に依存させ
る例を示す。
の他の実施例をそれぞれ示す。図７は通過帯域の位置を
発振周波数に適合させるためにブートストラップコンデ
ンサ１４０及び２４０の値を周波数制御信号に依存させ
る例を示す。
【００３８】図８の例では電流原１９０によって供給さ
れるバイアス電流が周波数制御信号に依存する。所望共
振周波数での端子１０１と１０２との間のインピーダン
スは、実際の可同調共振器を用いても所望発振周波数範
囲内にて一定にならない。これによって生ずるループ利
得の変動を抑制するために、電流源１９０によって制御
し得る平衡増幅段の利得により共振器インピーダンスの
斯様な変動を補償する。電流源１９０からのバイアス電
流を周囲温度の関数として適合させて、回路部品の温度
依存性を補償することもできる。
れるバイアス電流が周波数制御信号に依存する。所望共
振周波数での端子１０１と１０２との間のインピーダン
スは、実際の可同調共振器を用いても所望発振周波数範
囲内にて一定にならない。これによって生ずるループ利
得の変動を抑制するために、電流源１９０によって制御
し得る平衡増幅段の利得により共振器インピーダンスの
斯様な変動を補償する。電流源１９０からのバイアス電
流を周囲温度の関数として適合させて、回路部品の温度
依存性を補償することもできる。
【００３９】図８に示す例では、増幅トランジスタ１１
０及び２１０のコレクタ電圧は電流源１９０からのバイ
アス電流の変化では比較的僅かしか変化しない。従っ
て、このバイアス電流は当該発振器を不所望な状態に至
らしめることなく比較的に大きな範囲内にて制御するこ
とができる。これは図１に示した従来の発振器とは極め
て相違している。図１に示した従来の発振器では負荷抵
抗Ｒ２と抵抗Ｒ１の値に応じて増幅トランジスタＱ２及
び駆動トランジスタＱ１が、電流源Ｉ１から流れるバイ
アス電流の比較的僅かな増加で飽和状態に駆動されたり
する。
０及び２１０のコレクタ電圧は電流源１９０からのバイ
アス電流の変化では比較的僅かしか変化しない。従っ
て、このバイアス電流は当該発振器を不所望な状態に至
らしめることなく比較的に大きな範囲内にて制御するこ
とができる。これは図１に示した従来の発振器とは極め
て相違している。図１に示した従来の発振器では負荷抵
抗Ｒ２と抵抗Ｒ１の値に応じて増幅トランジスタＱ２及
び駆動トランジスタＱ１が、電流源Ｉ１から流れるバイ
アス電流の比較的僅かな増加で飽和状態に駆動されたり
する。
【００４０】図９は増幅トランジスタ１１０及び２１０
によって供給される直流コレクタ電流の一部を除去する
ために直流バイアス手段４００を負荷信号通路に結合さ
せた例を示す。この例の負荷トランジスタ１２０及び２
２０は前記増幅トランジスタ１１０及び２１０よりも低
い電流でバイアスされる。従って、負荷トランジスタ１
２０及び２２０によって形成される負荷インピーダンス
を、図８に示した例におけるように差動対によって与え
られるトランスアドミタンスを同時に低下させることな
く増大させることができるので有利である。同じ電流消
費量にて平衡増幅段の利得を前述した各例における利得
よりも高くすることができる。さらに、直流バイアス手
段４００によって除去される直流コレクタ電流の一部を
例えば図９に示すように周波数制御信号により適合化す
ることにより平衡増幅段の利得を変えることができる。
によって供給される直流コレクタ電流の一部を除去する
ために直流バイアス手段４００を負荷信号通路に結合さ
せた例を示す。この例の負荷トランジスタ１２０及び２
２０は前記増幅トランジスタ１１０及び２１０よりも低
い電流でバイアスされる。従って、負荷トランジスタ１
２０及び２２０によって形成される負荷インピーダンス
を、図８に示した例におけるように差動対によって与え
られるトランスアドミタンスを同時に低下させることな
く増大させることができるので有利である。同じ電流消
費量にて平衡増幅段の利得を前述した各例における利得
よりも高くすることができる。さらに、直流バイアス手
段４００によって除去される直流コレクタ電流の一部を
例えば図９に示すように周波数制御信号により適合化す
ることにより平衡増幅段の利得を変えることができる。
【００４１】図５を参照するに、前記直流バイアス手段
は正の給電レールと増幅トランジスタ１１０及び２１０
の各コレクタとの間の抵抗（図示せず）で構成すること
ができる。これらのコレクタの電圧を変えることによっ
て負荷トランジスタ１２０及び２２０の直流バイアス電
流を変えることができる。コレクタ電圧は例えば、正の
給電レールからバイアス抵抗１３０及び２３０の端子を
切り離して制御電圧をこれらの端子に供給するようにし
て、負荷トランジスタ１２０及び２２０のベースに前記
制御電圧を供給することにより変えることができる。前
記制御電圧は、増幅トランジスタと負荷トランジスタと
の間に挿入でき、且つ負荷信号通路の一部を成すカスコ
ードトランジスタのベースに供給することもできる。
は正の給電レールと増幅トランジスタ１１０及び２１０
の各コレクタとの間の抵抗（図示せず）で構成すること
ができる。これらのコレクタの電圧を変えることによっ
て負荷トランジスタ１２０及び２２０の直流バイアス電
流を変えることができる。コレクタ電圧は例えば、正の
給電レールからバイアス抵抗１３０及び２３０の端子を
切り離して制御電圧をこれらの端子に供給するようにし
て、負荷トランジスタ１２０及び２２０のベースに前記
制御電圧を供給することにより変えることができる。前
記制御電圧は、増幅トランジスタと負荷トランジスタと
の間に挿入でき、且つ負荷信号通路の一部を成すカスコ
ードトランジスタのベースに供給することもできる。
【００４２】本発明は上述した例のみに限定されるもの
でなく幾多の変更を加え得ること明らかである。例え
ば、本発明による発振器には追加の増幅段を平衡構成に
て、又は冒頭にて述べた増幅段と直列に設けることがで
きる。この増幅段は図１に示した従来の発振器と同様に
駆動トランジスタに結合させ、このトランジスタのベー
スを共振器に結合させると共にエミッタを前記増幅段の
増幅トランジスタのエミッタに結合させることができ
る。本発明による発振器の負荷信号通路には図５、図
７、図８及び図９に示した例の場合とは異なり、負荷抵
抗又は他の回路素子を設けることもできる。
でなく幾多の変更を加え得ること明らかである。例え
ば、本発明による発振器には追加の増幅段を平衡構成に
て、又は冒頭にて述べた増幅段と直列に設けることがで
きる。この増幅段は図１に示した従来の発振器と同様に
駆動トランジスタに結合させ、このトランジスタのベー
スを共振器に結合させると共にエミッタを前記増幅段の
増幅トランジスタのエミッタに結合させることができ
る。本発明による発振器の負荷信号通路には図５、図
７、図８及び図９に示した例の場合とは異なり、負荷抵
抗又は他の回路素子を設けることもできる。
【００４３】発振器にて発生される発振信号は必ずしも
図５、図７、図８及び図９に示すようにして読出す必要
はない。例えば、差動増幅器により、その第１及び第２
入力端子を増幅トランジスタ１１０及び２１０のベース
端子にそれぞれ結合させるか、又は発振ループにおける
他の対称個所に結合させることにより読出すことができ
る。この例では、負荷トランジスタ１２０及び２２０の
コレクタを電源端子に直接接続して、読出し抵抗１７０
及び２７０を省くことができる。前記差動増幅器は、例
えば図５に示した発振器の平衡増幅段と同様な２つの平
衡増幅段で構成することができる。
図５、図７、図８及び図９に示すようにして読出す必要
はない。例えば、差動増幅器により、その第１及び第２
入力端子を増幅トランジスタ１１０及び２１０のベース
端子にそれぞれ結合させるか、又は発振ループにおける
他の対称個所に結合させることにより読出すことができ
る。この例では、負荷トランジスタ１２０及び２２０の
コレクタを電源端子に直接接続して、読出し抵抗１７０
及び２７０を省くことができる。前記差動増幅器は、例
えば図５に示した発振器の平衡増幅段と同様な２つの平
衡増幅段で構成することができる。
【００４４】本発明による発振器における受動容量性結
合は多数の種々の方法にて実現することができる。例え
ば図５に示した例の発振器では、抵抗１３０とブートス
トラップコンデンサ１４０との共通接続点と、トランジ
スタ１２０のベース端子との間に、トランジスタ１２０
のベース−エミッタ端子間の追加のブートストラップコ
ンデンサと一緒に他の抵抗を挿入することができる。こ
れと同じことがトランジスタ２２０についても云える。
斯様な結合により負荷信号通路から負荷トランジスタの
ベースへの３つの容量性信号通路、即ちエミッタ−ベー
ス容量を経る通路と、第１のブートストラップコンデン
サを経る通路と、第２（追加の）ブートストラップコン
デンサを経る通路との３つの容量性信号通路が構成され
る。ブートストラップコンデンサと直列に抵抗を配置す
るか、又は負荷トランジスタのベースとコレクタとの間
に特別のコンデンサを配置することもできる。
合は多数の種々の方法にて実現することができる。例え
ば図５に示した例の発振器では、抵抗１３０とブートス
トラップコンデンサ１４０との共通接続点と、トランジ
スタ１２０のベース端子との間に、トランジスタ１２０
のベース−エミッタ端子間の追加のブートストラップコ
ンデンサと一緒に他の抵抗を挿入することができる。こ
れと同じことがトランジスタ２２０についても云える。
斯様な結合により負荷信号通路から負荷トランジスタの
ベースへの３つの容量性信号通路、即ちエミッタ−ベー
ス容量を経る通路と、第１のブートストラップコンデン
サを経る通路と、第２（追加の）ブートストラップコン
デンサを経る通路との３つの容量性信号通路が構成され
る。ブートストラップコンデンサと直列に抵抗を配置す
るか、又は負荷トランジスタのベースとコレクタとの間
に特別のコンデンサを配置することもできる。
【００４５】ブートストラップコンデンサ又は直流バイ
アスを制御することができる周波数制御信号は必ずしも
共振器に供給される周波数制御信号から取出す必要はな
い。発振周波数をシンセサイザー回路によって調整可能
な場合には、この回路に供給される周波数調整用のデー
タを用いて発振器のブートストラップキャパシタンス又
はバイアス電流を適合させることもできる。このような
変形例は、発振器及びシンセサイザー回路を１つの集積
回路に連帯的に配置しうる場合に特に好適である。
アスを制御することができる周波数制御信号は必ずしも
共振器に供給される周波数制御信号から取出す必要はな
い。発振周波数をシンセサイザー回路によって調整可能
な場合には、この回路に供給される周波数調整用のデー
タを用いて発振器のブートストラップキャパシタンス又
はバイアス電流を適合させることもできる。このような
変形例は、発振器及びシンセサイザー回路を１つの集積
回路に連帯的に配置しうる場合に特に好適である。
【００４６】最後に、各実施例に示したバイポーラトラ
ンジスタは電界効果トランジスタと置換えることがで
き、この場合にはエミッタ、コレクタ及びベースをソー
ス、ドレイン及びゲート端子にそれぞれ対応させる。又
は、図示のトランジスタはＮＰＮ形のものであるが、バ
イポーラＰＮＰトランジスタ又はＰチャネル電界効果ト
ランジスタを用いることもできる。電界効果負荷トラン
ジスタを用いる場合には、ゲート端子とブートストラッ
プコンデンサとの間に抵抗を設けて、負荷トランジスタ
のベース抵抗によって生ずる前述した効果を得るように
するのが好適である。
ンジスタは電界効果トランジスタと置換えることがで
き、この場合にはエミッタ、コレクタ及びベースをソー
ス、ドレイン及びゲート端子にそれぞれ対応させる。又
は、図示のトランジスタはＮＰＮ形のものであるが、バ
イポーラＰＮＰトランジスタ又はＰチャネル電界効果ト
ランジスタを用いることもできる。電界効果負荷トラン
ジスタを用いる場合には、ゲート端子とブートストラッ
プコンデンサとの間に抵抗を設けて、負荷トランジスタ
のベース抵抗によって生ずる前述した効果を得るように
するのが好適である。
【００４７】要するに、これまでに提案したことは不所
望な発振を抑制し、且つ比較的小さな電源電圧を必要と
する発振器にある。この発振器は増幅トランジスタ１１
０（２２０）を具えており、このトランジスタの出力電
流は負荷信号通路を経て負荷トランジスタ１２０（２２
０）のエミッタに流れる。増幅段はこの信号通路から負
荷トランジスタのベースへの受動容量性ブートストラッ
プの信号伝達によって帯域通路特性を呈する。従って、
発振器は増幅段の通過帯域内で首尾良く発振する。増幅
段は負荷信号通路に負荷抵抗がなくても通過帯域内にて
比較的大きな利得を有する。斯様な負荷抵抗は電圧降下
をまねき、従って所要電源電圧を高めることになる。
望な発振を抑制し、且つ比較的小さな電源電圧を必要と
する発振器にある。この発振器は増幅トランジスタ１１
０（２２０）を具えており、このトランジスタの出力電
流は負荷信号通路を経て負荷トランジスタ１２０（２２
０）のエミッタに流れる。増幅段はこの信号通路から負
荷トランジスタのベースへの受動容量性ブートストラッ
プの信号伝達によって帯域通路特性を呈する。従って、
発振器は増幅段の通過帯域内で首尾良く発振する。増幅
段は負荷信号通路に負荷抵抗がなくても通過帯域内にて
比較的大きな利得を有する。斯様な負荷抵抗は電圧降下
をまねき、従って所要電源電圧を高めることになる。
【図１】従来の発振器を示す回路図である。
【図２】従来の発振器の発振ループにおける種々の信号
伝達特性を示す図である。
伝達特性を示す図である。
【図３】本発明による発振器の発振ループにおける種々
の信号伝達特性を示す図である。
の信号伝達特性を示す図である。
【図４】本発明を説明するための種々の回路モデルを示
す図である。
す図である。
【図５】本発明による発振器の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図６】本発明の実施例における増幅段の負荷インピー
ダンスを示す図である。
ダンスを示す図である。
【図７】本発明による発振器の第１変形例を示す回路図
である。
である。
【図８】本発明による発振器の第２変形例を示す回路図
である。
である。
【図９】本発明による発振器の第３変形例を示す回路図
である。
である。
100 共振器 110 ，210 増幅トランジスタ 120 ，220 負荷トランジスタ 130 ，230 バイアス抵抗 140 ，240 ブートストラップコンデンサ 150 ，160 ，250 ，260 結合コンデンサ 170 ，270 読出し抵抗 190 バイアス電流源 （310 ，320 ，330 ，340 ）差動出力増幅器 350 ，360 出力端子
Claims (8)
- 【請求項１】 増幅トランジスタ及び負荷トランジスタ
を具えている増幅段に結合される共振器及び前記増幅ト
ランジスタのコレクタから前記負荷トランジスタのエミ
ッタまでの負荷信号通路を含み、この負荷信号通路に前
記共振器が結合され、且つ前記負荷信号通路から前記負
荷トランジスタのベースにブートストラップの信号伝達
が行われ、前記負荷トランジスタのベースがバイアス抵
抗を経て基準電圧導体に結合されている発振器におい
て、 前記ブートストラップの信号伝達が主として、前記負荷
信号通路への前記負荷トランジスタのベースの受動容量
性結合によって行われるようにしたことを特徴とする発
振器。 - 【請求項２】 前記負荷トランジスタのベース端子とエ
ミッタ端子との間にブートストラップコンデンサを配置
したことを特徴とする請求項１に記載の発振器。 - 【請求項３】 少なくとも１個のブートストラップコン
デンサを周波数制御信号により調整可能としたことを特
徴とする請求項２に記載の発振器。 - 【請求項４】 前記増幅段を直流バイアスする手段を周
波数制御信号によって調整可能としたことを特徴とする
請求項１〜３のいずれか一項に記載の発振器。 - 【請求項５】 前記直流バイアス手段を前記負荷信号通
路に結合させて前記増幅トランジスタの直流コレクタ電
流の一部を除去して、前記負荷トランジスタを前記増幅
トランジスタよりも低い電流でバイアスするようにした
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の
発振器。 - 【請求項６】 前記負荷トランジスタのコレクタを読出
し抵抗を介して基準電圧導体に結合させると共に発振器
の出力端子にも結合させたことを特徴とする請求項１〜
５のいずれか一項に記載の発振器。 - 【請求項７】 前記発振器が平衡構成に配置された２つ
の増幅段を具え、増幅トランジスタのエミッタを相互接
続して、これらの増幅トランジスタが差動対を構成する
ようにしたことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一
項に記載の発振器。 - 【請求項８】 増幅トランジスタ及び負荷トランジスタ
と、前記増幅トランジスタのコレクタから前記負荷トラ
ンジスタのエミッタまでの負荷信号通路とを具え、この
負荷信号通路から前記負荷トランジスタのベースにブー
トストラップ信号伝達が行われ、前記負荷トランジスタ
のベースがバイアス抵抗を介して基準電圧導体に結合さ
れている増幅段において、前記ブートストラップ信号伝
達が主として前記負荷信号通路への前記負荷トランジス
タのベースの受動容量性結合によって行われるようにし
たことを特徴とする増幅段。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| BE09300914 | 1993-09-06 | ||
| BE9300914A BE1007477A3 (nl) | 1993-09-06 | 1993-09-06 | Oscillator. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07154139A true JPH07154139A (ja) | 1995-06-16 |
Family
ID=3887307
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6212704A Pending JPH07154139A (ja) | 1993-09-06 | 1994-09-06 | 発振器 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5434544A (ja) |
| EP (1) | EP0642215B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07154139A (ja) |
| KR (1) | KR100306828B1 (ja) |
| CN (1) | CN1054010C (ja) |
| BE (1) | BE1007477A3 (ja) |
| DE (1) | DE69407902T2 (ja) |
| SG (1) | SG44851A1 (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08307149A (ja) * | 1995-05-02 | 1996-11-22 | Sony Corp | 電圧制御発振器 |
| DE69820586T2 (de) * | 1997-09-30 | 2004-09-16 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Oszillator |
| DE19808377B4 (de) * | 1998-02-27 | 2005-08-04 | Infineon Technologies Ag | Vollintegrierbare spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung |
| EP0948127B1 (en) * | 1998-03-31 | 2001-08-08 | Lucent Technologies Inc. | Improvements in or relating to integrated circuits for voltage controlled oscillators |
| SE515138C2 (sv) * | 1999-10-29 | 2001-06-18 | Ericsson Telefon Ab L M | Transkonduktor |
| KR100701678B1 (ko) * | 2000-04-26 | 2007-03-29 | 주식회사 하이닉스반도체 | 위상 혼합기 |
| US6661297B2 (en) * | 2000-12-20 | 2003-12-09 | Tektronix, Inc. | Multi-octave wideband voltage controlled oscillator |
| US6754121B2 (en) * | 2002-03-29 | 2004-06-22 | Stmicroelectronics, Inc. | Sense amplifying circuit and method |
| CN100347950C (zh) * | 2002-12-04 | 2007-11-07 | 联华电子股份有限公司 | 包含有一动作模组以提升负电阻值的栓锁器系统 |
| US7057460B2 (en) * | 2004-06-29 | 2006-06-06 | Rambus, Inc. | Differential amplifier with adaptive biasing and offset cancellation |
| US7151412B2 (en) * | 2004-08-30 | 2006-12-19 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Sliding cascode circuit |
| JP2006124173A (ja) * | 2004-09-29 | 2006-05-18 | Toshiba Tec Corp | 用紙後処理装置 |
| JP2006217544A (ja) * | 2005-02-07 | 2006-08-17 | Sanyo Electric Co Ltd | 発振器 |
| US8237509B2 (en) * | 2007-02-23 | 2012-08-07 | Qualcomm, Incorporated | Amplifier with integrated filter |
| US7791422B2 (en) * | 2007-10-17 | 2010-09-07 | Autoliv Asp, Inc. | Voltage controlled oscillator with cascaded emitter follower buffer stages |
| US7795977B2 (en) * | 2008-07-01 | 2010-09-14 | Teledyne Scientific & Imaging, Llc | Bootstrapped class AB CMOS output stage |
| US20110018646A1 (en) * | 2009-07-27 | 2011-01-27 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Lc voltage-controlled oscillator |
| KR102555449B1 (ko) | 2018-07-13 | 2023-07-18 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 증폭 회로, 이를 이용하는 수신 회로, 반도체 장치, 및 반도체 시스템 |
| CN113092856B (zh) * | 2021-03-11 | 2022-01-04 | 广芯微电子（广州）股份有限公司 | 一种检测lc谐振频率的振荡器电路 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPS53146558A (en) * | 1977-05-26 | 1978-12-20 | Citizen Watch Co Ltd | Oscillator circuit |
| US4199695A (en) * | 1978-03-03 | 1980-04-22 | International Business Machines Corporation | Avoidance of hot electron operation of voltage stressed bootstrap drivers |
| US4239991A (en) * | 1978-09-07 | 1980-12-16 | Texas Instruments Incorporated | Clock voltage generator for semiconductor memory |
| US4587497A (en) * | 1984-12-24 | 1986-05-06 | Motorola, Inc. | Low-power low-harmonic transistor oscillator |
| JPH0810550B2 (ja) * | 1986-09-09 | 1996-01-31 | 日本電気株式会社 | バツフア回路 |
| JPH06103736B2 (ja) * | 1987-05-29 | 1994-12-14 | 日本電気株式会社 | 半導体装置 |
| JPH0221708A (ja) * | 1988-07-11 | 1990-01-24 | Toshiba Corp | 発振回路 |
| DE3938095A1 (de) * | 1989-11-16 | 1991-05-23 | Philips Patentverwaltung | Quarzobertonoszillator |
| DE59107631D1 (de) * | 1991-04-19 | 1996-05-02 | Siemens Ag | Oszillatorschaltung |
| US5187450A (en) * | 1992-03-13 | 1993-02-16 | Trimble Navigation Limited | Voltage controlled oscillator suitable for complete implementation within a semiconductor integrated circuit |
-
1993
- 1993-09-06 BE BE9300914A patent/BE1007477A3/nl not_active IP Right Cessation
-
1994
- 1994-09-01 EP EP94202503A patent/EP0642215B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-09-01 DE DE69407902T patent/DE69407902T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-09-01 SG SG1996008817A patent/SG44851A1/en unknown
- 1994-09-02 US US08/300,683 patent/US5434544A/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-09-05 CN CN94113713A patent/CN1054010C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1994-09-06 JP JP6212704A patent/JPH07154139A/ja active Pending
- 1994-09-06 KR KR1019940022298A patent/KR100306828B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100306828B1 (ko) | 2001-12-01 |
| EP0642215B1 (en) | 1998-01-14 |
| EP0642215A1 (en) | 1995-03-08 |
| DE69407902T2 (de) | 1998-07-16 |
| CN1054010C (zh) | 2000-06-28 |
| US5434544A (en) | 1995-07-18 |
| BE1007477A3 (nl) | 1995-07-11 |
| KR950010328A (ko) | 1995-04-28 |
| DE69407902D1 (de) | 1998-02-19 |
| SG44851A1 (en) | 1997-12-19 |
| CN1106964A (zh) | 1995-08-16 |
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| JP2643180B2 (ja) | モノリシック集積回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040622 |