JPH08307149A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
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- JPH08307149A JPH08307149A JP7108365A JP10836595A JPH08307149A JP H08307149 A JPH08307149 A JP H08307149A JP 7108365 A JP7108365 A JP 7108365A JP 10836595 A JP10836595 A JP 10836595A JP H08307149 A JPH08307149 A JP H08307149A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 14
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract 1
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- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/099—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1209—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier having two current paths operating in a differential manner and a current source or degeneration circuit in common to both paths, e.g. a long-tailed pair.
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- H03B5/04—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. power supply, load, temperature
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 バリキャップダイオードを使用せずにＩＣ化
が容易な回路構成で高性能な電圧制御発振器を実現す
る。 【構成】 差動対トランジスタＱ1，Ｑ2を有する差動ア
ンプと、この差動アンプの差動出力端子間に接続され、
コイルＬ0とコンデンサＣ0とから成るＬＣ共振回路と、
前記差動アンプの差動出力をバッファのトランジスタＱ
3，Ｑ4を介して受け，その出力を差動アンプに正帰還す
るトランジスタＱ5，Ｑ6を有する位相シフト回路と、こ
の位相シフト回路の動作電流Ｉｅを他の系から印加され
る制御電圧に応じて可変制御する。
が容易な回路構成で高性能な電圧制御発振器を実現す
る。 【構成】 差動対トランジスタＱ1，Ｑ2を有する差動ア
ンプと、この差動アンプの差動出力端子間に接続され、
コイルＬ0とコンデンサＣ0とから成るＬＣ共振回路と、
前記差動アンプの差動出力をバッファのトランジスタＱ
3，Ｑ4を介して受け，その出力を差動アンプに正帰還す
るトランジスタＱ5，Ｑ6を有する位相シフト回路と、こ
の位相シフト回路の動作電流Ｉｅを他の系から印加され
る制御電圧に応じて可変制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ラジオ受信機やテレ
ビ受信機あるいはビデオレコーダや移動体通信機など、
各種の電子回路装置にさまざまな目的で用いられる電圧
制御発振器に関し、特に、高性能な電圧制御発振器をよ
り簡単な回路構成で実現する技術に関する。
ビ受信機あるいはビデオレコーダや移動体通信機など、
各種の電子回路装置にさまざまな目的で用いられる電圧
制御発振器に関し、特に、高性能な電圧制御発振器をよ
り簡単な回路構成で実現する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の電圧制御発振器の代表的な構成を
図４に示している。差動対トランジスタＱ1，Ｑ2とこれ
らのコレクタ抵抗Ｒ0，Ｒ0により差動アンプが構成され
ている。この差動アンプの差動出力端間にコイルＬ0、
コンデンサＣ0、バリキャップダイオードＶＣ1，ＶＣ2
からなるＬＣ共振回路が接続されている。又、このＬＣ
共振回路に含まれるコイルＬ1，Ｌ2は交流カット用コイ
ルで、コイルＬ0に比べて充分大きなインダクタンス値
であり、また、コンデンサＣ1，Ｃ2は直流カット用コン
デンサで、Ｃ0およびＣvに比べて充分大きな容量値であ
る。ＣvはバリキャップダイオードＶＣ1，ＶＣ2の容量
値であり、外部から印加される制御電圧により変化す
る。
図４に示している。差動対トランジスタＱ1，Ｑ2とこれ
らのコレクタ抵抗Ｒ0，Ｒ0により差動アンプが構成され
ている。この差動アンプの差動出力端間にコイルＬ0、
コンデンサＣ0、バリキャップダイオードＶＣ1，ＶＣ2
からなるＬＣ共振回路が接続されている。又、このＬＣ
共振回路に含まれるコイルＬ1，Ｌ2は交流カット用コイ
ルで、コイルＬ0に比べて充分大きなインダクタンス値
であり、また、コンデンサＣ1，Ｃ2は直流カット用コン
デンサで、Ｃ0およびＣvに比べて充分大きな容量値であ
る。ＣvはバリキャップダイオードＶＣ1，ＶＣ2の容量
値であり、外部から印加される制御電圧により変化す
る。
【０００３】また、トランジスタＱ3とエミッタ抵抗Ｒ3
からなるエミッタフォロア回路およびトランジスタＱ4
とエミッタ抵抗Ｒ4からなるエミッタフォロア回路によ
り差動対トランジスタＱ1，Ｑ2の差動アンプの出力がバ
ッファリングされて、差動対トランジスタＱ1，Ｑ2のベ
ースへ帰還される。この帰還は特定の周波数においては
正帰還となり、この回路は前記ＬＣ共振回路の共振周波
数で発振することになる。このときの共振周波数ｆ0は
下記の〔数１〕で示すとおりであり、制御電圧により可
変されるバリキャップダイオードＶＣ1，ＶＣ2の容量値
Ｃvによって変わる。
からなるエミッタフォロア回路およびトランジスタＱ4
とエミッタ抵抗Ｒ4からなるエミッタフォロア回路によ
り差動対トランジスタＱ1，Ｑ2の差動アンプの出力がバ
ッファリングされて、差動対トランジスタＱ1，Ｑ2のベ
ースへ帰還される。この帰還は特定の周波数においては
正帰還となり、この回路は前記ＬＣ共振回路の共振周波
数で発振することになる。このときの共振周波数ｆ0は
下記の〔数１〕で示すとおりであり、制御電圧により可
変されるバリキャップダイオードＶＣ1，ＶＣ2の容量値
Ｃvによって変わる。
【０００４】
【数１】
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電圧制御発振器ではバリキャップダイオードＶ
Ｃ1，ＶＣ2を用いて共振回路を構成しているため、ＩＣ
（集積回路）の外付け部品の点数が増え、部品コストや
基板面積の増大を招いている。また、外付け部品の実装
配置やパターン配線などが発振器の不要輻射の原因にな
るとともに、安定性を損う要因にもなるので、基板設計
の難易度がきわめて高くなっている。また、制御電圧に
対する周波数変化の直線性などの特性は使用するバリキ
ャップダイオードＶＣ1，ＶＣ2の容量可変特性に依存す
るため、個々のバリキャップダイオードＶＣ1，ＶＣ2の
ばらつきや温度ドリフトの影響が大きく発振器の性能を
左右してしまう。そのため高性能な特性が要求される場
合には、使用できる部品が限定されたり、個別部品の選
別などが必要となり、部品コストのさらなる増大を招い
ている。
来の電圧制御発振器ではバリキャップダイオードＶ
Ｃ1，ＶＣ2を用いて共振回路を構成しているため、ＩＣ
（集積回路）の外付け部品の点数が増え、部品コストや
基板面積の増大を招いている。また、外付け部品の実装
配置やパターン配線などが発振器の不要輻射の原因にな
るとともに、安定性を損う要因にもなるので、基板設計
の難易度がきわめて高くなっている。また、制御電圧に
対する周波数変化の直線性などの特性は使用するバリキ
ャップダイオードＶＣ1，ＶＣ2の容量可変特性に依存す
るため、個々のバリキャップダイオードＶＣ1，ＶＣ2の
ばらつきや温度ドリフトの影響が大きく発振器の性能を
左右してしまう。そのため高性能な特性が要求される場
合には、使用できる部品が限定されたり、個別部品の選
別などが必要となり、部品コストのさらなる増大を招い
ている。
【０００６】この発明は前述した従来の問題点に鑑みな
されたもので、その目的は、バリキャップダイオードを
使用せずにＩＣ化が容易な回路構成で高性能な電圧制御
発振器を実現することにある。
されたもので、その目的は、バリキャップダイオードを
使用せずにＩＣ化が容易な回路構成で高性能な電圧制御
発振器を実現することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明の電圧制御発振
器は、差動アンプと、この差動アンプの差動出力端間に
接続され、コイルとコンデンサから成るＬＣ共振回路
と、前記差動アンプの差動出力をバッファを介して受け
て出力を差動アンプに正帰還する位相シフト回路と、こ
の位相シフト回路の動作電流を他の系から印加される制
御電圧に応じて可変制御する電流制御回路とから構成さ
れる。ここで、前記電流制御回路に含まれる定電流源に
は前記動作電流の温度特性をキャンセルするための温特
キャンセル回路を設けることが望ましい。
器は、差動アンプと、この差動アンプの差動出力端間に
接続され、コイルとコンデンサから成るＬＣ共振回路
と、前記差動アンプの差動出力をバッファを介して受け
て出力を差動アンプに正帰還する位相シフト回路と、こ
の位相シフト回路の動作電流を他の系から印加される制
御電圧に応じて可変制御する電流制御回路とから構成さ
れる。ここで、前記電流制御回路に含まれる定電流源に
は前記動作電流の温度特性をキャンセルするための温特
キャンセル回路を設けることが望ましい。
【０００８】
【作用】制御電圧に応じて前記位相シフト回路の動作電
流が変化すると、位相シフト回路の特性（時定数）が変
化し、前記正帰還による発振ループの共振特性が変化
し、発振周波数が変化する。
流が変化すると、位相シフト回路の特性（時定数）が変
化し、前記正帰還による発振ループの共振特性が変化
し、発振周波数が変化する。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。
る。
【００１０】《図１の基本回路》図１はこの発明の一実
施例による電圧制御発振器の基本回路図である。差動対
トランジスタＱ1，Ｑ2とこれらのコレクタ抵抗Ｒ0，Ｒ0
とにより差動アンプが構成されている。この差動アンプ
の差動出力端間にはコイルＬ0とコンデンサＣ0とから成
るＬＣ共振回路が接続されている。ただしコンデンサＣ
0はＩＣ（集積回路）内部に取り込まれており、コイル
Ｌ0のみがＩＣの外付け部品である。
施例による電圧制御発振器の基本回路図である。差動対
トランジスタＱ1，Ｑ2とこれらのコレクタ抵抗Ｒ0，Ｒ0
とにより差動アンプが構成されている。この差動アンプ
の差動出力端間にはコイルＬ0とコンデンサＣ0とから成
るＬＣ共振回路が接続されている。ただしコンデンサＣ
0はＩＣ（集積回路）内部に取り込まれており、コイル
Ｌ0のみがＩＣの外付け部品である。
【００１１】また、トランジスタＱ3とエミッタ抵抗Ｒ3
からなるエミッタフォロア回路およびトランジスタＱ4
とエミッタ抵抗Ｒ4からなるエミッタフォロア回路によ
り差動対トランジスタＱ1，Ｑ2の差動アンプの差動出力
Ｖ0がバッファリングされて、差動対トランジスタＱ5，
Ｑ6のベースに印加される。差動対トランジスタＱ5，Ｑ
6は、以下のように制御されるエミッタ電流Ｉｅにより
下記の〔数２〕のように定まるエミッタ抵抗ｒｅとエミ
ッタ間コンデンサＣｅとともにＬＰＦ（ローパスフィル
タ）を構成しており、位相がシフトする。以下では差動
対トランジスタＱ5，Ｑ6を中心にしたＬＰＦのことを位
相シフト回路とする。この位相シフト回路の出力Ｖ1’
を差動対トランジスタＱ1，Ｑ2のベースに帰還する。ま
た差動対トランジスタＱ5，Ｑ6のコレクタ電流は前記の
ＬＣ共振回路にも帰還される。
からなるエミッタフォロア回路およびトランジスタＱ4
とエミッタ抵抗Ｒ4からなるエミッタフォロア回路によ
り差動対トランジスタＱ1，Ｑ2の差動アンプの差動出力
Ｖ0がバッファリングされて、差動対トランジスタＱ5，
Ｑ6のベースに印加される。差動対トランジスタＱ5，Ｑ
6は、以下のように制御されるエミッタ電流Ｉｅにより
下記の〔数２〕のように定まるエミッタ抵抗ｒｅとエミ
ッタ間コンデンサＣｅとともにＬＰＦ（ローパスフィル
タ）を構成しており、位相がシフトする。以下では差動
対トランジスタＱ5，Ｑ6を中心にしたＬＰＦのことを位
相シフト回路とする。この位相シフト回路の出力Ｖ1’
を差動対トランジスタＱ1，Ｑ2のベースに帰還する。ま
た差動対トランジスタＱ5，Ｑ6のコレクタ電流は前記の
ＬＣ共振回路にも帰還される。
【００１２】
【数２】
【００１３】差動対トランジスタＱ1，Ｑ2の入力コンダ
クタンスをｇｍとすると、差動対トランジスタＱ1，Ｑ2
のベース間電圧Ｖ1から位相シフト回路の出力Ｖ1’への
伝達関数Ｔ（ｊω）は下記の〔数３〕のようになる。正
帰還となるのは、この伝達関数の虚数部が０となると
き、つまり分母の実数部が０となるときである。このと
きの発振角周波数ω0は下記の〔数４〕のようになる。
ここで、位相シフト回路のエミッタ間コンデンサＣｅを
下記の〔数５〕のようにＬＣ共振回路のコンデンサＣ0
の２倍とし、〔数２〕により位相シフト回路のエミッタ
抵抗ｒｅをエミッタ電流Ｉｅに置き換えると、発振角周
波数ω0は下記の〔数６〕に示すようになり、エミッタ
電流Ｉｅにより変化することが分かる。
クタンスをｇｍとすると、差動対トランジスタＱ1，Ｑ2
のベース間電圧Ｖ1から位相シフト回路の出力Ｖ1’への
伝達関数Ｔ（ｊω）は下記の〔数３〕のようになる。正
帰還となるのは、この伝達関数の虚数部が０となると
き、つまり分母の実数部が０となるときである。このと
きの発振角周波数ω0は下記の〔数４〕のようになる。
ここで、位相シフト回路のエミッタ間コンデンサＣｅを
下記の〔数５〕のようにＬＣ共振回路のコンデンサＣ0
の２倍とし、〔数２〕により位相シフト回路のエミッタ
抵抗ｒｅをエミッタ電流Ｉｅに置き換えると、発振角周
波数ω0は下記の〔数６〕に示すようになり、エミッタ
電流Ｉｅにより変化することが分かる。
【００１４】
【数３】
【００１５】
【数４】
【００１６】
【数５】
【００１７】
【数６】
【００１８】《図２のエミッタ電流Ｉｅの制御回路》図
１における位相シフト回路の差動対トランジスタＱ5，
Ｑ6のエミッタ電流Ｉｅを制御電圧Ｖｃにより可変制御
する回路を図２に示している。
１における位相シフト回路の差動対トランジスタＱ5，
Ｑ6のエミッタ電流Ｉｅを制御電圧Ｖｃにより可変制御
する回路を図２に示している。
【００１９】図２において、差動対トランジスタＱ15，
Ｑ19および差動対トランジスタＱ21，Ｑ23のベース電圧
差として制御電圧Ｖｃを与え、差動対トランジスタ
Ｑ15，Ｑ19（Ｑ21，Ｑ23）のコレクタ電流の差分２Ｉｘ
を発生させる。この電流Ｉｘは下記の〔数７〕に示すよ
うに、制御電圧Ｖｃを差動対トランジスタＱ15，Ｑ
19（Ｑ 21，Ｑ23）のエミッタ間抵抗Ｒｃで割った値であ
る。
Ｑ19および差動対トランジスタＱ21，Ｑ23のベース電圧
差として制御電圧Ｖｃを与え、差動対トランジスタ
Ｑ15，Ｑ19（Ｑ21，Ｑ23）のコレクタ電流の差分２Ｉｘ
を発生させる。この電流Ｉｘは下記の〔数７〕に示すよ
うに、制御電圧Ｖｃを差動対トランジスタＱ15，Ｑ
19（Ｑ 21，Ｑ23）のエミッタ間抵抗Ｒｃで割った値であ
る。
【００２０】
【数７】
【００２１】差動対トランジスタＱ15，Ｑ19（Ｑ21，Ｑ
23）のエミッタ電流Ｉｃは定電流源により与えられる。
トランジスタＱ21のコレクタ電流（Ｉｃ＋Ｉｘ）および
トランジスタＱ23のコレクタ電流（Ｉｃ−Ｉｘ）をベー
ス接地のトランジスタＱ22およびトランジスタＱ24のエ
ミッタ電流としてそれぞれ流す。また、トランジスタＱ
15のコレクタ電流（Ｉｃ＋Ｉｘ）をバランス対トランジ
スタＱ16，Ｑ17のエミッタ電流として流し、トランジス
タＱ19のコレクタ電流（Ｉｃ−Ｉｘ）をバランス対トラ
ンジスタＱ18，Ｑ20のエミッタ電流として流す。各トラ
ンジスタＱ16，Ｑ17，Ｑ22，Ｑ24のベース・エミッタ間
電圧ＶBE16，ＶBE17，ＶBE22，ＶBE24の関係は下記の
〔数８〕のようになり、それぞれのベース・エミッタ間
電圧がエミッタ電流により下記の〔数９〕のようになる
ので、この両式を解くことでトランジスタＱ16，Ｑ17の
各コレクタ電流Ｉ16，Ｉ17は下記の〔数１０〕のように
なる。
23）のエミッタ電流Ｉｃは定電流源により与えられる。
トランジスタＱ21のコレクタ電流（Ｉｃ＋Ｉｘ）および
トランジスタＱ23のコレクタ電流（Ｉｃ−Ｉｘ）をベー
ス接地のトランジスタＱ22およびトランジスタＱ24のエ
ミッタ電流としてそれぞれ流す。また、トランジスタＱ
15のコレクタ電流（Ｉｃ＋Ｉｘ）をバランス対トランジ
スタＱ16，Ｑ17のエミッタ電流として流し、トランジス
タＱ19のコレクタ電流（Ｉｃ−Ｉｘ）をバランス対トラ
ンジスタＱ18，Ｑ20のエミッタ電流として流す。各トラ
ンジスタＱ16，Ｑ17，Ｑ22，Ｑ24のベース・エミッタ間
電圧ＶBE16，ＶBE17，ＶBE22，ＶBE24の関係は下記の
〔数８〕のようになり、それぞれのベース・エミッタ間
電圧がエミッタ電流により下記の〔数９〕のようになる
ので、この両式を解くことでトランジスタＱ16，Ｑ17の
各コレクタ電流Ｉ16，Ｉ17は下記の〔数１０〕のように
なる。
【００２２】
【数８】
【００２３】
【数９】
【００２４】
【数１０】
【００２５】同様に、トランジスタＱ18，Ｑ20の各コレ
クタ電流Ｉ18，Ｉ20は下記の〔数１１〕のようになる。
２Ｉｃから加算電流（Ｉ16＋Ｉ20）を引いた残りの電流
Ｉ9は下記の〔数１２〕に示すようになり、同様にＩｃ
から加算電流（Ｉ17＋Ｉ18）を引いた残りの電流Ｉ12も
下記の〔数１２〕に示すようになる。電流Ｉ9は電圧シ
フト用トランジスタＱ10，Ｑ11を経てトランジスタＱ9
に流れる。電流Ｉ12は電圧シフト用トランジスタＱ13，
Ｑ14を経てトランジスタＱ12に流れる。各トランジスタ
Ｑ7，Ｑ8，Ｑ9，Ｑ12についても上記の〔数８〕と同様
の関係が成立するので、トランジスタＱ7のコレクタ電
流Ｉｅは下記の〔数１３〕で示されるようになる。
クタ電流Ｉ18，Ｉ20は下記の〔数１１〕のようになる。
２Ｉｃから加算電流（Ｉ16＋Ｉ20）を引いた残りの電流
Ｉ9は下記の〔数１２〕に示すようになり、同様にＩｃ
から加算電流（Ｉ17＋Ｉ18）を引いた残りの電流Ｉ12も
下記の〔数１２〕に示すようになる。電流Ｉ9は電圧シ
フト用トランジスタＱ10，Ｑ11を経てトランジスタＱ9
に流れる。電流Ｉ12は電圧シフト用トランジスタＱ13，
Ｑ14を経てトランジスタＱ12に流れる。各トランジスタ
Ｑ7，Ｑ8，Ｑ9，Ｑ12についても上記の〔数８〕と同様
の関係が成立するので、トランジスタＱ7のコレクタ電
流Ｉｅは下記の〔数１３〕で示されるようになる。
【００２６】
【数１１】
【００２７】
【数１２】
【００２８】
【数１３】
【００２９】〔数１３〕から分かるように、図１におけ
る位相シフト回路の差動対トランジスタＱ5，Ｑ6のエミ
ッタ電流Ｉｅは、図２の構成により制御電圧Ｖｃにより
可変制御される。そして先に説明したように、エミッタ
電流Ｉｅが変化することにより図１の発振器の発振角周
波数ω0が〔数６〕のように変化する。つまり、制御電
圧Ｖｃにより発振周波数を可変制御できる。
る位相シフト回路の差動対トランジスタＱ5，Ｑ6のエミ
ッタ電流Ｉｅは、図２の構成により制御電圧Ｖｃにより
可変制御される。そして先に説明したように、エミッタ
電流Ｉｅが変化することにより図１の発振器の発振角周
波数ω0が〔数６〕のように変化する。つまり、制御電
圧Ｖｃにより発振周波数を可変制御できる。
【００３０】《図３の温度特性キャンセル回路》図２の
制御回路には定電流Ｉc、２Ｉc、２Ｉbを与える定電流
源が含まれるが、その構成を図３に示している。この定
電流源には図１の発振器の温度特性をキャンセルするた
めの回路が付帯している。
制御回路には定電流Ｉc、２Ｉc、２Ｉbを与える定電流
源が含まれるが、その構成を図３に示している。この定
電流源には図１の発振器の温度特性をキャンセルするた
めの回路が付帯している。
【００３１】図３において、定電流２Ｉｂを発生する回
路にｋＴ／ｑの温度特性を与える温度特性キャンセル回
路を付加し、定電流Ｉｃおよび定電流２Ｉｃを発生する
回路に１／Ｒの温特を与える温度特性キャンセル回路を
付加している。
路にｋＴ／ｑの温度特性を与える温度特性キャンセル回
路を付加し、定電流Ｉｃおよび定電流２Ｉｃを発生する
回路に１／Ｒの温特を与える温度特性キャンセル回路を
付加している。
【００３２】トランジスタＰ1，Ｐ2，Ｐ3と抵抗Ｒ5，Ｒ
6，Ｒ7はカレントミラー回路であり、他のＰＮＰトラン
ジスタのコレクタ電流をトランジスタＰ1のコレクタ電
流と等しくしている。トランジスタＱ25，Ｑ26および抵
抗Ｒbはバンドギャップリファランス回路を構成してお
り、トランジスタＱ25とトランジスタＱ26のエミッタサ
イズ比ｎにより下記の〔数１４〕のように電流Ｉbが定
まり、ｋＴ／ｑの温特を有する。この定電流Ｉbをカレ
ントミラー回路を用いて折り返し、トランジスタＱ27，
Ｑ28，Ｑ29と抵抗Ｒ8，Ｒ9，Ｒ10からなるカレントミラ
ー回路においてトランジスタＱ27とトランジスタＱ28の
コレクタ電流を加算して２Ｉbを得て、図２における２
Ｉbの定電流源とする。
6，Ｒ7はカレントミラー回路であり、他のＰＮＰトラン
ジスタのコレクタ電流をトランジスタＰ1のコレクタ電
流と等しくしている。トランジスタＱ25，Ｑ26および抵
抗Ｒbはバンドギャップリファランス回路を構成してお
り、トランジスタＱ25とトランジスタＱ26のエミッタサ
イズ比ｎにより下記の〔数１４〕のように電流Ｉbが定
まり、ｋＴ／ｑの温特を有する。この定電流Ｉbをカレ
ントミラー回路を用いて折り返し、トランジスタＱ27，
Ｑ28，Ｑ29と抵抗Ｒ8，Ｒ9，Ｒ10からなるカレントミラ
ー回路においてトランジスタＱ27とトランジスタＱ28の
コレクタ電流を加算して２Ｉbを得て、図２における２
Ｉbの定電流源とする。
【００３３】
【数１４】
【００３４】また、トランジスタＱ30〜Ｑ35と抵抗Ｒ12
〜Ｒ16からなる基準電圧発生回路とトランジスタＱ36お
よび抵抗Ｒ17により、トランジスタＱ36に定電流Ｉｃを
流す。この電流Ｉｃは下記の〔数１５〕に示すように１
／Ｒの温度特性を有する。この電流ＩｃをＰＮＰカレン
トミラー回路（トランジスタＰ4〜Ｐ7と抵抗Ｒ18〜
Ｒ21）およびＮＰＮカレントミラー回路（トランジスタ
Ｑ37，Ｑ38と抵抗Ｒ22，Ｒ23）にてミラーリングしてＩ
ｃおよび２Ｉｃを得て、図２におけるＩｃおよび２Ｉｃ
の定電流源とする。
〜Ｒ16からなる基準電圧発生回路とトランジスタＱ36お
よび抵抗Ｒ17により、トランジスタＱ36に定電流Ｉｃを
流す。この電流Ｉｃは下記の〔数１５〕に示すように１
／Ｒの温度特性を有する。この電流ＩｃをＰＮＰカレン
トミラー回路（トランジスタＰ4〜Ｐ7と抵抗Ｒ18〜
Ｒ21）およびＮＰＮカレントミラー回路（トランジスタ
Ｑ37，Ｑ38と抵抗Ｒ22，Ｒ23）にてミラーリングしてＩ
ｃおよび２Ｉｃを得て、図２におけるＩｃおよび２Ｉｃ
の定電流源とする。
【００３５】
【数１５】
【００３６】以上において、〔数１３〕に〔数１４〕と
〔数１５〕を代入して〔数１６〕を得る。さらに、上記
の〔数６〕に〔数２〕を代入して得た式に〔数１６〕を
代入して〔数１７〕を得る。
〔数１５〕を代入して〔数１６〕を得る。さらに、上記
の〔数６〕に〔数２〕を代入して得た式に〔数１６〕を
代入して〔数１７〕を得る。
【００３７】
【数１６】
【００３８】
【数１７】
【００３９】〔数１７〕では、制御電圧Ｖｃがルート外
にあり、Ｖｃの変化がリニアに周波数の変化となるの
で、制御電圧に対する周波数変化の直線性などの特性に
優れている。また、抵抗の定数比となっており、温度係
数がキャンセルされているので、発振周波数の温度ドリ
フトなどの温度特性性能にも優れている。
にあり、Ｖｃの変化がリニアに周波数の変化となるの
で、制御電圧に対する周波数変化の直線性などの特性に
優れている。また、抵抗の定数比となっており、温度係
数がキャンセルされているので、発振周波数の温度ドリ
フトなどの温度特性性能にも優れている。
【００４０】《電圧制御発振器の利用例》図５の例は衛
星放送受信機のＦＭ検波（映像検波）回路のＰＬＬ用発
振器である。入力変調波と電圧制御発振器１の出力を位
相弁別器２において位相弁別し、ループフィルタ３にて
高周波成分を取り除き、入力変調波と同じ周波数になる
ように制御電圧を帰還している。これにより、この制御
電圧が検波出力となる。衛星放送受信機のＦＭ検波回路
に用いたときには制御電圧に対する周波数変化特性がそ
のまま検波出力の歪みやビート抑圧特性となるため、こ
の発明の電圧制御発振器を用いると従来に比べて格段の
性能向上が期待できる。
星放送受信機のＦＭ検波（映像検波）回路のＰＬＬ用発
振器である。入力変調波と電圧制御発振器１の出力を位
相弁別器２において位相弁別し、ループフィルタ３にて
高周波成分を取り除き、入力変調波と同じ周波数になる
ように制御電圧を帰還している。これにより、この制御
電圧が検波出力となる。衛星放送受信機のＦＭ検波回路
に用いたときには制御電圧に対する周波数変化特性がそ
のまま検波出力の歪みやビート抑圧特性となるため、こ
の発明の電圧制御発振器を用いると従来に比べて格段の
性能向上が期待できる。
【００４１】図６の例はテレビ受信機の選局用ローカル
発振器である。マイコンなどから選局命令がＰＬＬシン
セサイザー４に送られると、ＰＬＬシンセサイザー４の
制御電圧により電圧制御発振器１が制御される。この電
圧制御発振器１の発振出力とＲＦ入力とをミキサ５にて
混合し、この出力がＩＦアンプ６を経てＩＦ出力とな
る。この利用例で本発明の電圧制御発振器を用いれば、
部品点数の削減によりコストと基板面積の削減効果が期
待できる。
発振器である。マイコンなどから選局命令がＰＬＬシン
セサイザー４に送られると、ＰＬＬシンセサイザー４の
制御電圧により電圧制御発振器１が制御される。この電
圧制御発振器１の発振出力とＲＦ入力とをミキサ５にて
混合し、この出力がＩＦアンプ６を経てＩＦ出力とな
る。この利用例で本発明の電圧制御発振器を用いれば、
部品点数の削減によりコストと基板面積の削減効果が期
待できる。
【００４２】この他にも、ラジオ受信機の選局用ローカ
ル発振器、移動体通信機の変復調用発振器、ビデオレコ
ーダの選局用ローカル発振器やＲＦモジュレータ用発振
器など、多くの電子回路装置において電圧制御発振器が
使用されている。これらの発振器に本発明を適用できる
のは言うまでもない。
ル発振器、移動体通信機の変復調用発振器、ビデオレコ
ーダの選局用ローカル発振器やＲＦモジュレータ用発振
器など、多くの電子回路装置において電圧制御発振器が
使用されている。これらの発振器に本発明を適用できる
のは言うまでもない。
【００４３】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、差動
アンプと、この差動アンプの差動出力端間に接続され、
コイルとコンデンサから成るＬＣ共振回路と、前記差動
アンプの差動出力をバッファを介して受けて出力を差動
アンプに正帰還する位相シフト回路と、この位相シフト
回路の動作電流を他の系から印加される制御電圧に応じ
て可変制御する電流制御回路とを備えたので、バリキャ
ップダイオードなどの可変容量素子を用いることなく電
圧制御発振器を構成することができ、部品点数の削減に
より部品コストと基板面積の削減が実現できる。また、
ＬＣ共振回路のコイル以外の素子をすべてＩＣ内部に取
り込むことが容易にできるので、発振器の不要輻射や安
定性に影響する外付け部品の実装配置やパターン配線な
どの制約がなくなり、基板設計が容易化する。また、バ
リキャップダイオードの容量変化特性に依存する必要が
なくなるので、制御電圧に対する周波数変化の直線性な
どの特性への素子ばらつきによる影響や温度ドリフトに
よる性能の劣化を根絶でき、高性能な電圧制御発振器を
実現できる。
アンプと、この差動アンプの差動出力端間に接続され、
コイルとコンデンサから成るＬＣ共振回路と、前記差動
アンプの差動出力をバッファを介して受けて出力を差動
アンプに正帰還する位相シフト回路と、この位相シフト
回路の動作電流を他の系から印加される制御電圧に応じ
て可変制御する電流制御回路とを備えたので、バリキャ
ップダイオードなどの可変容量素子を用いることなく電
圧制御発振器を構成することができ、部品点数の削減に
より部品コストと基板面積の削減が実現できる。また、
ＬＣ共振回路のコイル以外の素子をすべてＩＣ内部に取
り込むことが容易にできるので、発振器の不要輻射や安
定性に影響する外付け部品の実装配置やパターン配線な
どの制約がなくなり、基板設計が容易化する。また、バ
リキャップダイオードの容量変化特性に依存する必要が
なくなるので、制御電圧に対する周波数変化の直線性な
どの特性への素子ばらつきによる影響や温度ドリフトに
よる性能の劣化を根絶でき、高性能な電圧制御発振器を
実現できる。
【図１】この発明の一実施例による電圧制御発振器の基
本回路図。
本回路図。
【図２】図１における電流Ｉeを与える制御回路の回路
図。
図。
【図３】図２における電流Ｉcや電流Ｉbを与える温度特
性キャンセル回路付きの電流源回路図。
性キャンセル回路付きの電流源回路図。
【図４】従来の電圧制御発振器の回路図。
【図５】電圧制御発振器を含む衛星放送受信機のＦＭ検
波回路のブロック図。
波回路のブロック図。
【図６】電圧制御発振器を含むテレビ受信機の選局回路
のブロック図。
のブロック図。
Ｑ1，Ｑ2…差動アンプの差動対トランジスタ Ｑ3，Ｑ4…バッファ回路のトランジスタ Ｑ5，Ｑ6…位相シフト回路のトランジスタ Ｌ0…ＬＣ共振回路のコイル Ｃ0…ＬＣ共振回路のコンデンサ
フロントページの続き (72)発明者 木暮 嘉人 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内
Claims (2)
- 【請求項１】 差動アンプと、 この差動アンプの差動出力端間に接続され、コイルとコ
ンデンサから成るＬＣ共振回路と、 前記差動アンプの差動出力をバッファを介して受けて出
力を差動アンプに正帰還する位相シフト回路と、 この位相シフト回路の動作電流を他の系から印加される
制御電圧に応じて可変制御する電流制御回路と、 を備えたことを特徴とする電圧制御発振器。 - 【請求項２】 前記電流制御回路に含まれる定電流源
に、前記動作電流の温度特性をキャンセルするための温
度特性キャンセル回路を設けたことを特徴とする請求項
１に記載の電圧制御発振器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7108365A JPH08307149A (ja) | 1995-05-02 | 1995-05-02 | 電圧制御発振器 |
| MYPI96001553A MY113241A (en) | 1995-05-02 | 1996-04-24 | High performance voltage controlled oscillator that is cost efficient |
| KR1019960014188A KR960043470A (ko) | 1995-05-02 | 1996-05-02 | 전압 제어 발진기 |
| CN96108005A CN1069463C (zh) | 1995-05-02 | 1996-05-02 | 电压控制振荡器 |
| US08/646,619 US5929716A (en) | 1995-05-02 | 1996-05-08 | High performance voltage controlled oscillator that is cost efficient |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7108365A JPH08307149A (ja) | 1995-05-02 | 1995-05-02 | 電圧制御発振器 |
| US08/646,619 US5929716A (en) | 1995-05-02 | 1996-05-08 | High performance voltage controlled oscillator that is cost efficient |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08307149A true JPH08307149A (ja) | 1996-11-22 |
Family
ID=26448269
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7108365A Pending JPH08307149A (ja) | 1995-05-02 | 1995-05-02 | 電圧制御発振器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5929716A (ja) |
| JP (1) | JPH08307149A (ja) |
| CN (1) | CN1069463C (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005102148A (ja) * | 2003-08-28 | 2005-04-14 | Renesas Technology Corp | 周波数発生回路及びそれを用いた通信システム |
| KR100772747B1 (ko) * | 1997-09-26 | 2007-12-14 | 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드 | 집적회로제조를위한넓은주파수범위및낮은잡음의전압제어발진기 |
| WO2007148282A3 (en) * | 2006-06-21 | 2008-03-06 | Koninkl Philips Electronics Nv | Varicap replacing circuit for voltage controlled oscillators |
Families Citing this family (13)
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|---|---|---|---|---|
| KR100422505B1 (ko) * | 2001-06-15 | 2004-03-12 | (주) 텔트론 | 차동 형태를 이용한 ｌｃ 공진 전압 제어 푸쉬-푸쉬 발진기 |
| JP4178804B2 (ja) * | 2002-02-05 | 2008-11-12 | 株式会社村田製作所 | 移相器の温度特性演算方法及び移相器の設計方法 |
| US7230503B1 (en) * | 2002-02-28 | 2007-06-12 | Silicon Laboratories Inc. | Imbalanced differential circuit control |
| KR100785003B1 (ko) * | 2002-09-06 | 2007-12-11 | 삼성전자주식회사 | 위상동기루프(ｐｌｌ)의 제어전압을 이용한 멀티밴드용송수신장치 및 송수신 방법 |
| DE102004017788B4 (de) * | 2004-04-02 | 2008-01-03 | Atmel Germany Gmbh | Oszillator mit abstimmbarer Diffusionskapazität als Schwingkreiskapazität |
| US7620382B2 (en) * | 2005-06-09 | 2009-11-17 | Alps Electric Co., Ltd. | Frequency converter capable of preventing level of intermediate frequency signal from lowering due to rise in temperature |
| JP2008544619A (ja) * | 2005-06-13 | 2008-12-04 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 高い直線性を有する直交発振器 |
| JP4952234B2 (ja) * | 2006-12-20 | 2012-06-13 | ソニー株式会社 | クロック供給装置 |
| CN101820249B (zh) * | 2010-03-26 | 2012-11-28 | 东南大学 | 八相位lc压控振荡电路、片上振荡器的设计方法 |
| US9099957B2 (en) * | 2011-03-18 | 2015-08-04 | Freescale Semiconductor Inc. | Voltage-controlled oscillators and related systems |
| US9106179B2 (en) | 2011-03-18 | 2015-08-11 | Freescale Semiconductor Inc. | Voltage-controlled oscillators and related systems |
| GB2496387B (en) * | 2011-11-08 | 2014-02-26 | Cambridge Silicon Radio Ltd | A near field communications reader |
| CN103227612B (zh) * | 2013-05-15 | 2016-05-11 | 中国科学院半导体研究所 | Mems振荡器 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5187450A (en) * | 1992-03-13 | 1993-02-16 | Trimble Navigation Limited | Voltage controlled oscillator suitable for complete implementation within a semiconductor integrated circuit |
| US5311149A (en) * | 1993-03-12 | 1994-05-10 | Trimble Navigation Limited | Integrated phase locked loop local oscillator |
| BE1007477A3 (nl) * | 1993-09-06 | 1995-07-11 | Philips Electronics Nv | Oscillator. |
-
1995
- 1995-05-02 JP JP7108365A patent/JPH08307149A/ja active Pending
-
1996
- 1996-05-02 CN CN96108005A patent/CN1069463C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1996-05-08 US US08/646,619 patent/US5929716A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100772747B1 (ko) * | 1997-09-26 | 2007-12-14 | 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드 | 집적회로제조를위한넓은주파수범위및낮은잡음의전압제어발진기 |
| JP2005102148A (ja) * | 2003-08-28 | 2005-04-14 | Renesas Technology Corp | 周波数発生回路及びそれを用いた通信システム |
| JP4713852B2 (ja) * | 2003-08-28 | 2011-06-29 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 周波数発生回路及びそれを用いた通信システム |
| WO2007148282A3 (en) * | 2006-06-21 | 2008-03-06 | Koninkl Philips Electronics Nv | Varicap replacing circuit for voltage controlled oscillators |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1069463C (zh) | 2001-08-08 |
| US5929716A (en) | 1999-07-27 |
| CN1140928A (zh) | 1997-01-22 |
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