KR100306828B1 - 발진기 - Google Patents

발진기 Download PDF

Info

Publication number
KR100306828B1
KR100306828B1 KR1019940022298A KR19940022298A KR100306828B1 KR 100306828 B1 KR100306828 B1 KR 100306828B1 KR 1019940022298 A KR1019940022298 A KR 1019940022298A KR 19940022298 A KR19940022298 A KR 19940022298A KR 100306828 B1 KR100306828 B1 KR 100306828B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
load
transistor
oscillator
amplifier
bootstrap
Prior art date
Application number
KR1019940022298A
Other languages
English (en)
Other versions
KR950010328A (ko
Inventor
핸드리크게리트반베네달
Original Assignee
요트.게.아. 롤페즈
코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 요트.게.아. 롤페즈, 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. filed Critical 요트.게.아. 롤페즈
Publication of KR950010328A publication Critical patent/KR950010328A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100306828B1 publication Critical patent/KR100306828B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
    • H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
    • H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
    • H03B5/1209—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier having two current paths operating in a differential manner and a current source or degeneration circuit in common to both paths, e.g. a long-tailed pair.
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
    • H03B5/1271—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the frequency being controlled by a control current, i.e. current controlled oscillators
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
    • H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
    • H03B2200/0088—Reduction of noise

Landscapes

  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

불필요한 발진을 방지하고 비교적 낮은 전원 전압을 필요로하는 발진기가 설명된다. 상기 발진기는 증폭기 트랜지스터(110,210)를 포함하는데, 상기 증폭기 트랜지스터의 출력 전류는 부하 신호 경로를 거쳐 부하 트랜지스터(120,220)의 에미터로 흐른다. 증폭기 단은 이 신호 경로에서 부하 트랜지스터의 베이스까지의 수용 용량성 부트스트랩 신호 전달에 의해 대역통과 특성을 얻는다. 따라서 상기 발진기는 상기 증폭기 단의 통과대역내에서 바람직하게 발진한다. 상기 증폭기 단은 부하 신호 경로내에 부하 저항기가 없을 때 조차도 상기 통과대역내에서 비교적 큰 이득을 갖는다. 상기 부하 저항기는 전압 강하를 야기하여 필요한 전원 전압을 증가시킬 것이다.

Description

발진기
제1도는 공지된 발진기의 도시도.
제2(a),(b),(c)도는 공지된 발진기의 발진 루프의 신호 전달 도시도.
제3(a),(b),(c)도는 본 발명에 따른 발진기의 발진 루프의 신호 전달 도시도.
제4(a),(b),(c)도는 본 발명을 설명하는 회로망 모델.
제5도는 본 발명에 따른 발진기의 실시예.
제6도는 본 실시예의 증폭기 단의 부하 임피던스.
제7도는 본 발명에 따른 발진기 실시예의 제1변형의 도시도.
제8도는 본 발명에 따른 발진기 실시예의 제2변형의 도시도.
제9도는 본 발명에 따른 발진기 실시예의 제3변형의 도시도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
100 : 공진기 110,210 : 증폭기 트랜지스터
120,220 : 부하 트랜지스터 130,230 : 바이어스 저항기
140,240 : 부트스트랩 캐패시터 170,270 : 판독 저항기
180 : 부하 신호 경로
본 발명은증폭기 트랜지스터 및 부하 트랜지스터, 증폭기 트랜지스터의 콜렉터에서 부하 트랜지스터의 에미터까지의 상기 공진기가 결합되는 부하 신호 경로 및, 부하 신호 경로에서, 바이어스 저항기를 거쳐 기준 전압 도선에 결합되는 부하 트랜지스터의 베이스까지의 부트스트랩 신호전달을 포함하는 증폭기 단에 결합된 공진기를 포함하는 발진기에 관한 것이다.
상기 형태의 발진기는 일본 특허 공개 제90-21708호에서 공지되었다. 제1도는 공지된 발진기를 도시한다. 서두에서 설명된 형태의 증폭기 단은 증폭기 트랜지스터로서 Q2 및 부하 트랜지스터로서 Q5를 포함한다. 부하 트랜지스터(Q5)의 베이스는 바이어스 저항기(R7)를 거쳐 정전원 전압에 결합된다. Q2의 콜렉터부터 Q5의 에미터까지의 부하 신호 경로는 부하 저항기(R2)를 포함한다. 공진기(15)는 부하 신호 경로에 결합된다. 부하 신호 경로로부터 Q5의 베이스(점 17)까지의 부트스트랩(bootstrap) 신호 전달은 Q2의 콜렉터(점 11)에서 초래되어 트랜지스터(Q4), 에미터 저항기(R6 및 R5) 및, 차동단을 구성하는 트랜지스터(Q3)를 거쳐 진행한다. 트랜지스터(Q5) 및 부하 저항기(R2)와 함께, 이 차동단은 국부 정궤환 루프를 구성한다. 공진기(15), 결합 캐패시터(C2 및 C3), 구동기 트랜지스터(driver transistor; Q1) 및 증폭기 단은 발진 루프의 일부를 형성한다.
공지된 발진기는 공진기에 의해 결정된 주파수로 발진을 시작할 수 있다. 발진이 종료할 때까지, 증폭기 단은 공진기(15) 및 결합 캐패시터(C2 및 C3)에서 발생하는 신호 손실을 보상할 것이고, 따라서 발진 루프의 루프 이득은 1보다 크게 된다.
일반적으로 실제 공진기는, 예컨데, 캐패시터의 접속 단자에 의해 야기되는 자기-인덕턴스와 같은 불필요한 리액턴스를 포함하는 공진기의 요소들 때문에, 또는 두개의 상이한 도선 사이의 유도성 및 용량성 결합의 결과로서 상이한 공진 주파수를 갖는다. 실례는 인접한 도선에 약 0.5피코패럿(picoFarad)의 커패시턴스를 구성하는 도선상의 결합점(soldering point)이다.
예컨데, 바리캡 다이오드(varicap diode)가 제공된 LC 회로가 될 수도 있는 공지된 발진기의 공진기(15)는 UHF 텔레비젼 튜너(tuner)에 사용된다. 제2(a)도는 상기 공진기(15) 및 결합 캐패시터(C2 및 C3)로 구성되는 공지된 발진기의 정피드백 회로망의 감쇠 T(R)를 도시한다. 공진기(15)는 상기 공진기가 최대 임피던스를 갖고 따라서 감쇠 T(R)가 최소로 되는 세개의 공진 주파수(f1,f2 및 f3)를 갖는다. 원하는 공진 주파수(f1,f2 및 f3)는 기생(parasitic) 공진 주파수이다. 제2(b)도는 구동기 트랜지스터(Q1)를 갖는 증폭기 단의 이득 T(A)을 도시한다. 제2(c)도는 발진 루프 T(L)의 결과적인 루프 이득을 도시한다.
주파수(f2) 이외에, 공지된 발진기는 주파수(f1 또는 f3)에서도 발진을 시작할 수도 있는데, 이것은 이들 주파수에서 발진 루프의 루프 이득이 1보다 크기 때문이다. 게다가 공지된 발진기는 불필요한 완화(relaxation) 발진을 가질 수도 있다. 공진기(15)가 제1도에 도시된 발진기에서 제거될 경우 상기 발진기는 완화 발진기로서 작용할 것이다. 이 경우에, 결합 캐패시터(C2 및 C3)는 전류 스위치로서 행동하는 증폭기 단에 의해 주기적으로 충방전될 것이다. 제1도에 도시된 것처럼 발진기 회로에 공진기(15)가 통합될 경우에도 여전히 완화 발진이 발생할 수도 있다. 이런 위험성은 완화 발진 주파수에서 발진 루프의 루프 이득이 원하는 공진 주파수와 거의 같거나 클 경우에 현저하게 나타난다.
공지된 발진기에서 증폭기 트랜지스터(Q2)와 전원 전압 사이의 전압차는 비교적 크다. 비교적 큰 직류는 부하 신호 경로의 부하 저항기(R2)를 통해서 뿐만 아니라 트랜지스터(Q5)의 베이스를 전원 전압과 결합시키는 저항기(R7)를 통해 흐른다. 트랜지스터(Q2)의 포화를 막기 위해, 공지된 발진기는 비교적 높은 전원 전압을 필요로 한다.
이용가능한 전원 전압과 최소한으로 요구되는 발진기 전원 전압간의 차이는 발진기 전원 전압이 전압 안정기로부터 획득될 수 없을 정도로 작을 수도 있다. 일반적으로, 이것은 바람직하다. 먼저, 상기에 의해 이용가능한 전원 전압의 변화에 기인한 발진 주파수의 불필요한 이조(detuning)가 감소된다. 둘째로, 전압 안정기는 이용가능한 전원 전압의 교류 전압이 전압 안정기에 의해 공급되는 발진기 전원 전압에 전달되는 것을 억제한다. 그런 교류 전압은 발진기를 불필요한 방법으로 변조할 수도 있는데, 그럴 경우 출력 신호는 불필요한 스펙트럼 성분을 포함할 것이다.
본 발명의 목적은 불필요한 주파수에서의 발진을 방지하고 공지된 발진기에 대해 충분한 전원 전압보다 더 낮은 전원 전압으로 족한 서두에 기술된 형태의 발진기를 제공하는 것이다.
발진이 끝날때까지 본 발명에 따른 발진기는 부트스트랩 신호 전달이 주로 부하 신호 경로와 부하 트랜지스터의 베이스와의 수동 용량성 결합(passive capacitive coupling)에 의해 결정되는 것을 특징으로 한다. 상기 수동 용량성 결합은 적어도 부하 트랜지스터의 에미터-베이스 캐패시턴스를 포함한다.
본 발명은 증폭기 단이 특히 수동 용량성 결합에 의해 결정된 대역통과 특성을 획득한다는 인식에 근거한다. 불필요한 발진은 증폭기 단의 통과대역을 원하는 발진 주파수 근처로 조절하므로써 방지된다. 따라서 기생 공진 주파수에서 발진 루프의 루프 이득은 공지된 발진기에서 보다 본 발명에 따른 발진기에서 상당히 더 작아질 것이다. 원하는 발진 주파수 대역 이외의 루프 이득을 감소시키므로써, 불필요한 완화 발진 또한 방지될 수 있다. 일반적으로 완화 발진 주파수는 공진기에 의해 결정되는 원하는 발진 주파수보다 더 작은 정도이다.
제3(a),(b),(c)도가 이것을 도시한다. 제3(a)도는 결합 캐패시터를 갖는 제2(a)도와 동일한 실제 공진기의 신호 전달 T(R)을 도시한다. 제3(b)도는 본 발명에 따른 발진기의 발진 루프의 다른 성분들의 신호 전달 T(A′)을 도시한다. 제3(c)도는 본 발명에 따른 발진기의 발진 루프의 루프 이득 T(L′)을 도시한다. 제3((c)도에 따라 발진은 주파수(f2) 에서만 발생할 수도 있다; 주파수(f1 및 f3)에서 루프 전달의 루프 이득은 여전히 1보다 작을 것이다.
특히 본 발명은 서두에 기술된 형태의 증폭기 단의 이득이 부트스트랩 신호 전달의 진폭 및 위상에 의해 상당한 정도로 결정된다는 사실을 이용한다. 증폭기 트랜지스터는 증폭기 트랜스어드미턴스로 표현되는 변환 요소(conversion factor)에 따라 증폭기 단의 입력 전압을 콜렉터 출력 전류로 변환한다. 증폭기 단의 이득은 상기 증폭기 트랜스어드미턴스와 증폭기 트랜지스터의 콜렉터에서의 부하 임피던스와의 곱과 거의 같다. 부트스트랩 신호 전달의 진폭이 1에 접근하고 위상이 0에 접근함에 따라, 부하 임피던스가 증가하고 따라서 이득 또한 증가한다.
공지된 발진기에서, 부트스트랩 신호 전달은 실질상 주파수-독립적이고, 따라서 증폭기 단의 이득 또한 주파수-독립적이다. 본 발명에 따른 발진기에서, 부트스트랩 신호 전달은 상당한 정도로 주파수-의존적이기 때문에 증폭기는 대역통과 특성을 얻는다.
대역통과 특성중 고역통과 경사(slope)는 서두에서 언급된 바이어스 저항과 수동 용량성 결합이 비교적 낮은 주파수에서 수동 고역통과 필터를 구성하므로써 야기된다. 제4(a)도는 이것을 도시하는데, 이 도면에서, 트랜지스터(120)는 서두에서 언급된 증폭기 단의 부하 트랜지스터이고, 저항(130)은 서두에서 언급된 바이어스 저항이고 “CBE”로 표기된 캐패시터는 부하 신호 경로(180)로부터 용량성 부트스트랩 신호 전달을 보장한다. 증가하는 주파수에서 수동 용량성 결합 양단에서의 부트스트랩 신호 전달의 감쇠는 감소되고 따라서 증폭기 단의 이득은 증가한다.
증폭기 단의 통과대역 부하 트랜지스터의 콜렉터-베이스 캐패시턴스의 임피던스가 전술된 바이어스 저항의 임피던스에 접근하는 부트스트랩 주파수 대역내에 위치한다. 부트스트랩 주파수 대역에서, 수동 용량성 결합 양단에서의 감쇠는 실질상 주파수-독립적이고 비교적 작다. 이것은 콜렉터-베이스 캐패시턴스가 “CBC”로 표기된 제4(b)도에 도시된 것처럼, 주로, 연합하여 용량성 전압 분할기를 구성하는 전술된 콜렉터-베이스 캐패시턴스 및 수동 용량성 신호 결합에 의해 부트스트랩 신호 전달이 결정되기 때문이다.
저역통과 경사는 주로 증폭기 단의 트랜지스터의 한정 차단 주파수에 의해 결정된다. 부하 트랜지스터의 에미터-베이스 캐패시턴스가 수동 용량성 결합을 구성한다면, 저역통과 경사는 거의 완전히 한정 차단 주파수에 의해 결정된다.
또한 본 발명은 수동 용량성 부트스트랩 신호 전달을 갖는 대량 생산용으로 설계된 발진기는 능동 부트스트랩 신호 전달을 포함하는 공지된 발진기와 비교될 때, 발진기에 필요한 증폭기 단 이득을 공급하기 위해 더 작은 전원 전압을 필요로 한다. 부트스트랩 신호 전달의 진폭이 1값에 근접함에 따라, 증폭기 단의 이득은 증가한다. 그러나, 상기 부트스트랩 신호 전달의 진폭이 1보다 크다면, 발진기는 불필요한 상태에 도달할 것이다.
부트스트랩 신호 전달은 부하 트랜지스터를 포함하는 국부 정 피드백 루프를 야기한다. 부하 트랜지스터를 에미터-팔로어(emitter-follower)로 생각할 수도 있는 이 정 피드백 루프의 루프 이득은 부트스트랩 신호 전달의 진폭과 거의 같다. 이 루프 이득이 1보다 크다면, 공지된 발진기에서 예컨데 구동기 트랜지스터(Q1) 또는 증폭기 트랜지스터(Q2)는 턴오프될 수도 있다; 전류원(I1)으로부터의 바이어스 전류는 모두 Q2 및 Q1 각각을 통해 흐른다. 공진기에 의해 결정된 주파수에서 소위, 발진 루프가 인터럽트되기 때문에 발진은 불가능해진다.
공지된 발진기에서는 성분들의 광범위한 특성에 기인하여 국부 정 피드백 루프의 루프 이득이 1보다 커질 위험이 있다. 공칭 성분 특성(nominal component characteristics)에서 능동 부트스트랩 전달의 진폭이 작아질수록, 증폭기 단의 이득을 희생하여 대량생산된 발진기가 불필요한 상태에 도달할 수 있는 위험이 감소된다. 원하는 발진에 요구되는 이득을 얻기 위해, 충분히 큰 값을 갖는 부하 저항, 예컨데 제1도의 부하 저항(R2)이 부하 신호 경로에 통합되어야 한다.
수동 용량성 부트스트랩 신호 전달을 갖는 본 발명에 따른 대량 생산된 발진기에서, 국부 정 피드백 루프의 루프 이득은 여전히 1보다 작다. 수동 용량성 결합은 부하 신호 경로에서 부하 트랜지스터의 베이스로 송신될 신호를 단지 감쇠시킬 수 있는 전압 분할기를 구성한다. 공칭 성분 특성에서, 부트스트랩 신호 전달의 진폭은 원하는 공진 주파수에 비교적 가깝게 1값에 근접할 수 있다. 공진된 발진기와 비교될 때, 본 발명에 따른 발진기는 발진에 필요한 증폭기 단 이득을 얻기 위해 더 작은 부하 저항을 필요로 한다. 따라서, 부하 저항 양단의 전압 강하는 더 작아져서 본 발명에 따른 발진기에서는 공지된 발진기에서 보다 더 작은 전원 전압만으로 충분할 수도 있다.
또한 본 발명에 따른 발진기의 실시예는 부트스트랩 캐패시터가 부하 트랜지스터의 베이스 단자와 에미터 단자 사이에 배열되는 것을 특징으로 한다. 따라서, 증폭기 단의 대역통과 특성의 저역통과 에지는 트랜지스터들의 차단 주파수 보다 상당히 더 낮은 주파수로 확장될 수도 있다. 게다가, 비교적 작은 통과대역이 얻어질 수 있는데, 상기 통과대역내에서, 증폭기 단은 비교적 큰 이득을 갖는다.
상기 실시예는 전술된 부트스트랩 주파수 대역의 부트스트랩 신호 전달의 위상이 부하 트랜지스터의 베이스 단자와 물리적 베이스 사이의 베이스 저항에 기인하여, 상기 부트스트랩 캐패시터에 따라 비교적 크게 변한다는 인식에 근거한다. 전술된 위상은 비교적 작은 주파수 대역에 걸쳐 실질상 0이 될 것이다. 이 주파수 대역에서, 증폭기 단 피크의 이득은 증폭기 단의 통과대역을 구성한다. 이 주파수 대역의 위쪽에서, 부트스트랩 신호 전달의 진폭은 여전히 실질상 일정하지만 위상은 0값에서 많이 벗어난다. 따라서, 증폭기 단의 이득은 저역통과 에지를 야기하는 주파수가 증가함에 따라 감소된다.
제4(c)도에 도시된 것처럼, 이 실시예의 수동 용량성 결합은 적어도 두개의 신호 경로, 즉 “CBE”로 표기된 에미터-베이스 캐패시턴스를 포함하는 신호 경로 “A” 및 부트스트랩 캐패시터(140)를 포함하는 신호 경로 “B”를 포함한다. 신호 경로 “B”에서 상기 캐패시터는 베이스 저항 “RBB”와 직렬로 배치된다. 따라서, 신호 경로 “B”는 공진 주파수를 갖는데 그 이상의 주파수에서 이 신호 경로는 주로 저항성 특성을 갖는다. 이것은 전술된 공진 주파수보다 비교적 더 높은 주파수에서도 용량성 특성을 갖는 신호 경로 “A”와 반대이다. 따라서, 부트스트랩 주파수 대역의 부트스트랩 신호 전달의 위상은 비교적 크게 변할수도 있다. 상기 주파수에서 위상은 0값에 가장 가까이 근접하고 따라서 통과대역의 위치는 특히 부트스트랩 캐패시터에 의해 결정된다.
본 발명에 따른 발진기의 또다른 실시예는 적어도 하나의 부트스트랩 캐패시터가 주파수 제어 신호에 의해 조절되는 것을 특징으로 한다. 그에 의해 증폭기 단의 통과대역의 위치는 주파수 제어 신호에 따라 동조될 수 있는 공진기의 원하는 공진 주파수에 적합할 수 있다.
본 발명에 따른 발진기의 또다른 실시예는 증폭기 단의 DC 바이어싱용 소자가 주파수 제어 신호에 의해 조절되는 것을 특징으로 한다. 그에 의해 증폭기 단의 이득은 공진기의 이조(detuning)시에 원하는 공진 주파수에서 정 피드백 회로망의 감쇠의 변화를 보상하는데 적합할 수 있다. 이 실시예는 이득이 증폭기 트랜지스터 및 부하 트랜지스터의 바이어스 전류에 의존한다는 사실을 이용한다.
또다른 실시예는 부하 트랜지스터의 콜렉터가 발진기의 출력 단자에 결합되는데, 상기 콜렉터는 판독 저항기를 거쳐 기준 전압 도선에 결합되는 것을 특징으로 한다. 판독 전압은 부하 트랜지스터의 발진기 신호-변조된 콜렉터 전류가 전술된 판독 저항을 통해 흐름으로써 야기된다. 그때 부하 트랜지스터는 버퍼 단으로서의 기능도 하는데, 이것은 판독 저항기에 결합된 회로에 의한 발진기의 불필요한 영향을 방지한다. 판독 저항이 부하 트랜지스터의 콜렉터와 기준 전압 도선 사이에 배치되는 발진기는 상기 저항기가 없는 발진기보다 더 높은 전원 전압을 필요로 하지 않는다. 판독 저항을 통합시키므로써, 부하 트랜지스터의 콜렉터 전압은 감소하지만 그에 의해 부하 트랜지스터의 베이스 전압은 실질상 영향을 받지 않기 때문에 증폭기 트랜지스터의 콜렉터 전압은 실질상 여전히 동일하다.
본 발명의 상기 및 다른 측면들은 다음에 설명되는 실시예에서 명백해질 것이고 상기 실시예를 기준으로 설명될 것이다.
본 발명을 명료하게 하기 위해 지금부터 제5도에 도시된 본 발명에 따른 발진기의 실시예가 설명될 것이다. 제5도에서 본 발명을 이해하는데 중요하지 않은 성분들, 예를들면 증폭기 트랜지스터(110 및 210)의 베이스의 DC 바이어싱을 위한 성분들은 생략되었다.
제5도는 발진 루프가 밸런스된 즉 차동 형태(differential configuration)의 두개의 증폭기 단을 포함하는 발진기를 도시한다. 증폭기 트랜지스터(110 및 210)는 차동쌍을 구성한다. 공진기(100) 및 결합 캐패시터(150,160,250 및 260)는 차동 정 피드백 회로망을 구성한다. 밸런스된 증폭기 단은 증폭기 트랜지스터(110 및 210)의 베이스간의 차동 전압을 차동 콜렉터 전압으로 증폭한다. 이 차동 콜렉터 전압은 정 피드백 회로망을 거쳐 증폭기 트랜지스터의 베이스 단자에 피드백된다. 발진은 피드백된 차동 베이스 전압이 원 차동 베이스 전압과 동상인 주파수에서 가능하다. 그때 발진 루프의 루프 이득, 즉, 밸런스된 증폭기 단의 이득과 차동 정 피드백 회로망의 감쇠와의 곱은 1보다 커야한다.
또한 상기 발진기는 판독 저항기(170 및 270) 사이에서 입수가능한 차동 발진 신호를 출력 단자(350 및 360)에 인가하는 차동 출력 증폭기를 포함한다. 판독 저항기(170 및 270)는 포화 상태에서 구동되는 부하 트랜지스터(120 및 220)없이도 상기 저항기 사이에서 입수되는 차동 발진기 신호가 충분히 큰 진폭을 갖도록 선택된다. 바이폴라 부하 트랜지스터를 갖는 발진기에서는 판독 저항기 양단간에 약 0.2볼트의 전압 강하가 가능하다. 차동 출력 증폭기는 에미터-팔로어(emitter-follower)처럼 배열된 트랜지스터(310 및 320) 및 저항기(330 및 340)를 포함한다. 또한 부하 트랜지스터 및 차동 출력 증폭기의 버퍼(buffer) 효과 때문에, 동조 범위 및 주파수 안정성은 출력 단자에 결합된 회로와는 비교적 무관하다.
공지된 발진기와 대조적으로, 제5도에 도시된 실시예의 부하 신호 경로는 부하 저항기를 통합하지 않는다. 증폭기 트랜지스터(110 및 210)의 콜렉터는 실질상 임의의 저항없이 각각의 부하 트랜지스터(120 및 220)의 에미터에 접속된다. 따라서, 제5도에 도시된 본 발명에 따른 발진기는 예컨데 2.3볼트에서의 저 전원 전압 동작에 특히 적합하다.
제5도를 참조하면, 각각의 밸런스된 증폭기 단의 부트스트랩 신호 전달은 바이어스 저항기(130 또는 230) 및 부하 트랜지스터의 베이스와 증폭기 트랜지스터의 콜렉터 사이의 수동 용량성 결합에 의해 결정된다. 이 수동 용량성 결합은 부하 트랜지스터의 내부 에미터-베이스 캐패시턴스 및 에미터 단자와 베이스 단자간에 배열된 부트스트랩 캐패시터(140 또는 240)를 포함한다. 능동 성분들없이도 부트스트랩 신호 전달이 실현되기 때문에, 전류 소비 및 제조 단자가 공지된 발진기보다 낮아지게 생산될 수 있다.
증폭기 트랜지스터의 콜렉터에서의 부하 임피던스는 매우 주파수 의존적이다. 비교적 낮은 주파수에서, 수동 용량성 결합은 바이어스 저항기(130 및 230)의 임피던스에 비해 매우 큰 임피던스를 갖는다. 그때 부하 트랜지스터(120 및 220)의 베이스에서의 신호 전압은 실질상 0이다. 그때 부하 임피던스는 트랜지스터(120 및 220)의 에미터 차동 저항과 거의 같아져서 밸런스된 증폭기 단의 이득은 거의 1이 된다.
특히 바이어스 저항기 및 부트스트랩 캐패시터에 의해 결정되는 주파수에서 이득이 피크치에 이르는 증가 주파수에서 부하 임피던스는 증가한다. 상기 특히 바이어스 저항기 및 부트스트랩 캐패시터에 의해 결정되는 주파수에서 부트스트랩 신호 전달의 진폭이 정확히 “1”이 되고 위상이 “0”이 되는 (이론적인) 경우가 지금부터 설명될 것이다. 그때 부하 트랜지스터(120,220)의 베이스에서의 신호 전압은 증폭기 트랜지스터(110,210)의 콜렉터에서의 신호 전압과 동일하다. 부하 트랜지스터(120,220)의 에미터-베이스 접합 양단간의 신호 전압차는 존재하지 않기 때문에, 신호 전류는 이 부하 트랜지스터를 통해 흐를수 없다. 그때 부하 트랜지스터(120,220)는 무한히 큰 임피던스를 구성한다.
UHF 텔레비젼 튜너용인 제5도에 도시된 발진기의 실용적인 실시예는 5GHz ’Subilo-N“ 필립스 IC 처리로 실현되었다. 공진기(100)는 바리캡 다이오드가 제공되고, 단차(103)에 인가되고 ’Vtune“으로 제5도에 명시된 470 내지 900MHz 사이의 주파수 제어 신호에 동조될 수 있는 공지된 LC 회로이다. 이 공진기는 원하는 공진뿐만 아니라 제3(a)도에 도시된 것처럼 두개의 불필요한 공진을 갖는다. 600MHz의 원하는 공진 주파수(f2)에서 불필요한 공진 주파수 f1는 약 300MHz이고 f3는 약 3GHz이었다. 이 공진 주파수들 근처에서 공진기(100)의 단자(101 및 102)간의 공진기 임피던스는 극대치(local maximum value)에 피크되었고, 따라서 정 피드백 회로망 감쇠는 극소(local minimum)로 떨어졌다. 따라서 발진 루프의 루프 이득은 공진 주파수(f1,f2 및 f3) 근처에서 극대로 도시되었다.
밸런스된 증폭기 단의 대역통과 특성 때문에, 제3(c)도에 도시된 것처럼 발진 루프의 루프 이득은 공진 주파수(f2) 근처에서 1보다 크고 불필요한 공진 주파수(f1 및 f3) 근처에서 1보다 작다. 제6도는 전술된 발진기의 0, 1, 1.5 및 2피코패럿(picoFarad)의 부트스트랩 캐패시터 값에서 부하 트랜지스터에 의해 형성된 부하 임피던스를 주파수의 함수로서 도시한다. 밸런스된 증폭기 단의 대역통과 특성이 부트스트랩 캐패시터에 의해 이조될 수 있다는 것이 이 도면에서 명백할 것이다. 상기 이조(detuning)는 바이어스 저항기(130 및 230)에 의해서도 가능하다.
통과대역의 이득은 바이어스 전류원(190)에 의해 변화될 수 있다. 차동쌍 트랜스어드미턴스는 바이어스 전류가 증가함에 따라 증가하는 증폭기 트랜지스터의 컨덕턴스와 실질상 같다. 증가하는 바이어스 전류에서, 부하 임피던스는 단지 약간 감소하기 때문에 전반적으로 밸런스된 증폭기 단의 이득은 증가한다.
제7도, 제8도 및 제9도는 전술된 것을 이용하는 또다른 실시예들이다. 제7도는 통과대역의 위치를 발진 주파수에 맞추기 위해 부트스트랩 캐패시터(140 및 240)의 값이 주파수 제어 신호에 의존하는 실시예를 도시한다.
제8도에서 전류원(190)에 의해 공급된 바이어스 전류는 주파수 제어 신호에 의존한다. 실용적인 동조가능 공진기가 사용될 경우 원하는 발진 주파수 범위의 원하는 공진 주파수에서 단자(101 및 102)간의 임피던스는 상수가 아닐 것이다. 그에 의해 야기된 루프 이득의 변화를 억제하기 위해 전류원(190)에 의해 영향을 받을 수 있는 밸런스된 증폭기 단의 이득이 공진기 임피던스의 상기 변화를 보상한다. 성분들의 온도 의존성을 보상하기 위해 전류원(190)으로부터의 바이어스 전류를 주위 온도의 함수로서 조절하는 것이 또한 가능하다.
제8도에 도시된 실시예에서 증폭기 트랜지스터(110 및 210)의 콜렉터 전압은 전류원(190)으로부터의 바이어스 전류의 변화에 따라 비교적 조금 변한다. 따라서 이 바이어스 전류는 관계된 발진기가 불필요한 상태에 도달하지 않고도 비교적 큰 범위내에서 제어될 수 있다. 이것은 제1도에 도시된 공지된 발진기와 대조적이다. 부하 저항기(R2 및 R1)의 값에 의존하여, 증폭기 트랜지스터(Q2) 및 구동기 트랜지스터(Q1)는 전류원(l1)으로부터 흐르는 바이어스 전류의 비교적 작은 증가에서 포화 상태로 구동될 수도 있다.
제9도는 DC 바이어싱 수단(400)이 부하 신호 경로에 결합되어 증폭기 트랜지스터(110 및 210)에 의해 공급되는 DC 콜렉터 전류의 부분을 제거하는 실시예를 도시한다. 따라서, 부하 트랜지스터(120 및 220)는 상기 증폭기 트랜지스터보다 더 낮은 전류에서 바이어스된다. 유리하게도, 부하 트랜지스터(120 및 220)에 의해 제공된 부하 임피던스는 제8도에 도시된 실시예에서 처럼 차동쌍에 의해 제공되는 트랜스어드미턴스를 감소시키지 않은채 증가될 수 있다. 동일한 전류 소비에서, 전술된 실시예들에서 보다 더 높은 밸런스된 증폭기 단의 이득이 획득될 수 있다. 게다가, 상기 이득은 DC 바이어싱 수단(400)에 의해 제거되는 DC 콜렉터 전류의 부분을 예컨데 제9도에 도시된 주파수 제어 신호에 의해 조절하므로써 변화될 수 있다.
제5도를 참조하면, 상기 DC 바이어싱 수단은 도시되지는 않았지만 정 공급 전압 레일과 증폭기 트랜지스터(110 및 210) 각각의 콜렉터 사이에 저항기를 포함할 수도 있다. 상기 콜렉터에서의 전압을 변화시키므로써 부하 트랜지스터(120 및 220)의 DC 바이어스 전류가 변화될 수 있다. 예컨데 콜렉터 전압은 예컨데 정 공급 레일로부터 바이어스 저항기(130 및 230)의 단자를 단선시키고 이들 단자에 제어 전압을 인가하므로써 부하 트랜지스터(120 및 220)의 베이스에 상기 제어 전압을 인가하므로써 변화될 수 있다. 대안적으로, 제어 전압은 도시되지 않은 캐스코드(cascode) 트랜지스터의 베이스에 이가될 수도 있는데, 이 캐스코드 트랜지스터는 증폭기 트랜지스터 사이에 삽입될 수 있고 그럴 경우 부하 신호 경로의 일부가 된다.
이 명세는 이 분야 기술에 숙련된 자들이 본 발명의 범위내의 많은 대안적인 실시예들을 착안할 수 있도록 할 것이다. 예로서, 본 발명에 따른 발진기에는 부가적인 증폭기 단이 제공되어 밸런스된 형태로, 또는 서두에 언급된 증폭기 단과 직렬로 배치될 수도 있다. 제1도에 도시된 공지된 발진기와 같이, 상기 증폭기 단은 베이스가 공진기에 결합되고 에미터가 상기 증폭기 단의 증폭기 트랜지스터의 에미터에 결합된 구동 트랜지스터에 결합될 수도 있다. 또한 제5도, 제7도, 제8도 및 제9도에 도시된 실시예는 그런 경우가 아니지만, 본 발명에 따른 발진기의 부하 신호 경로는 부하 저항기 또는 다른 성분들을 포함할 수도 있다.
상기 발진기에서 발생된 발진 신호는 제5도, 제7도, 제8도 및 제9도에 도시된 방법으로 판독될 필요가 없다. 예로서 차동 증폭기는 자신의 제1 및 제2입력을 증폭기 트랜지스터(110 및 210) 각각의 베이스 단자에 또는 발진 루프의 다른 대칭점에 결합시키므로써 발진 신호를 판독할 수 있다. 이 대안적인 실시예에서, 부하 트랜지스터(120 및 220)의 콜렉터는 전원 단자에 직접 접속되어 판독 저항(170 및 270)이 불필요해질 수도 있다. 상기 차동 증폭기는 예컨데 제5도에 도시된 발진기의 증폭기 단과 유사한 두개의 밸런스된 증폭기 단을 포함할 수도 있다.
본 발명에 따른 발진기의 수동 용량성 결합은 다양한 상이한 방법으로 실현될 수 있다. 예로서, 제5도에 도시된 발진기에서, 트랜지스터(120)의 베이스-에미터 단자간의 부가적인 부트스트랩 캐패시터와 함께, 또다른 저항기가 트랜지스터(120)의 베이스 단자와 저항기(130) 및 부트스트랩 캐패시터(140)의 공통 노드 사이에 삽입될 수 있다. 이것은 트랜지스터(220)에 대해서도 유효하다. 그 경우 상기 결합은 부하 신호 경로에서 부하 트랜지스터의 베이스까지 세개의 용량성 신호 경로, 즉, 에미터-베이스 캐패시턴스를 통하는 경로와, 제1부트스트랩 캐패시터를 통하는 경로 및 제2캐패시터를 통하는 경로를 포함한다. 또한 저항기가 부트스트랩 캐패시터와 직렬로 배열되거나 또는 여분의 캐패시터가 부하 트랜지스터의 베이스와 콜렉터 사이에 배열되는 것도 가능하다.
부트스트랩 캐패시터 또는 DC 바이어스가 제어될 수 있는 주파수 제어 신호는 공진기에 인가되는 주파수 제어 신호에서 유출될 필요는 없다. 발진 주파수가 합성기 회로(synthesizer circuit)에 의해 조절가능할 경우, 대안적으로, 인가된 주파수 조절을 위한 데이터는 발진기의 부트스트랩 캐패시턴스 또는 바이어스 전류를 조절하는데에 사용될 수도 있다. 실시예의 이런 수정은 발진기와 합성기 회로가 하나의 집적 회로상에 함께 배열될 경우 특히 흥미롭다.
마지막으로, 상기 실시예들에 도시된 바이폴라 트랜지스터는 전계 효과 트랜지스터(field effect transister)로 대체될 수 있다는 사실을 주시해야 한다. 그 경우, 에미터, 콜렉터 및 베이스 단자는, 각각, 소스, 드레인 및 게이트 단자에 대응한다. 도면에 도시된 트랜지스터가 NPN형의 트랜지스터라 할지라도, 바이폴라 PNP 트랜지스터 또는 P-채널 전계 효과 트랜지스터를 사용하는 것이 가능하다. 전계 효과 부하 트랜지스터가 사용될 경우, 부하 트랜지스터의 베이스 저항에 의해 야기되는 전술된 효과를 얻기 위해 게이트 단자와 부트스트랩 캐패시터 사이에 저항을 배열하는 것이 바람직하다.
개괄적으로, 불필요한 발진을 방지하고 비교적 작은 전원 전압을 필요로하는 발진기가 제시되었다. 상기 발진기는 증폭기 트랜지스터(110,210)를 포함하는데, 이 증폭기 트랜지스터의 출력 전류는 부하 신호 경로를 통해 부하 트랜지스터(120,220)의 에미터로 흐른다. 증폭기 단은 상기 신호 경로에서 부하 트랜지스터의 베이스까지의 수동 용량성 부트스트랩 신호 전달에 의해 대역통과 특성을 얻는다. 따라서 상기 발진기는 상기 증폭기 단의 통과대역내에서 바람직하게 발진한다. 상기 증폭기 단은 부하 신호 경로에 부하 저항기가 없을 때 조차도 통과대역내에서 비교적 큰 이득을 갖는다. 상기 부하 저항기는 전압 강하를 야기하여 불필요한 전원 전압을 증가시킬 것이다.

Claims (8)

  1. 증폭기 트랜지스터 및 부하 트랜지스터, 상기 증폭기 트랜지스터의 콜렉터에서부터 상기 부하 트랜지스터의 에미터까지의 상기 공진기가 결합되는 부하 신호 경로, 및 상기 부하 신호 경로에서부터, 바이어스 저항기를 거쳐 기준 전압 도선에 결합되는 상기 부하 트랜지스터의 베이스까지의 부트스트랩 신호 전달을 포함하는 증폭기 단에 결합된 공진기를 포함하는 발진기에 있어서, 상기 부트스트랩 신호 전달이 상기 부하 신호 경로에 대한 상기 부하 트랜지스터의 베이스의 수동 용량성 결합에 의해 주로 결정되는 것을 특징으로 하는 발진기.
  2. 제1항에 있어서, 부트스트랩 캐패시터가 상기 부하 트랜지스터의 베이스 단자와 에미터 단자 사이에 배열되는 것을 특징으로 하는 발진기.
  3. 제2항에 있어서, 적어도 하나의 부트스트랩 캐패시터가 주파수 제어 신호에 의해 조절되는 것을 특징으로 하는 발진기.
  4. 제1항 내지 제3항중 어느 한 항에 있어서, 상기 증폭기 단의 DC 바이어싱용 소자가 주파수 제어 신호에 의해 조절되는 것을 특징으로 하는 발진기.
  5. 제1항 내지 제3항중 어느 한 항에 있어서, DC 바이어싱 수단이 상기 부하 신호 경로에 결합되어 상기 증폭기 트랜지스터보다 더 낮은 전류로 상기 부하 트랜지스터를 바이어스하기 위해 상기 증폭기 트랜지스터의 DC 콜렉터 전류의 부분을 제거하는 것을 특징으로 하는 발진기.
  6. 제1항 내지 제3항중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하 트랜지스터의 콜렉터가 판독 저항기를 거쳐 기준 전압 도선에 결합되고, 상기 발진기의 출력 단자에도 또한 결합되는 것을 특징으로 하는 발진기.
  7. 제1항 내지 제3항중 어느 한 항에 있어서, 밸런스된 형태로 배열된 두개의 증폭기 단을 포함하되, 상기 증폭기 트랜지스터들이 차동쌍을 구성하도록 상기 증폭기 트랜지스터들의 에미터들이 상호접속되는 것을 특징으로 하는 발진기.
  8. 증폭기 트랜지스터 및 부하 트랜지스터, 상기 증폭기 트랜지스터의 콜렉터에서부터 상기 부하 트랜지스터의 에미터까지의 부하 신호 경로 및, 상기 부하 신호 경로에서부터, 바이어스 저항기를 거쳐 기준 전압 도선에 결합되는 상기 부하 트랜지스터의 베이스까지의 부트스트랩 신호 전달을 포함하는 증폭기 단에 있어서, 상기 부트스트랩 신호 전달이 부하 신호 경로에 대한 부하 트랜지스터의 베이스의 수동 용량성 결합에 의해 주로 결정되는 것을 특징으로 하는 증폭기 단.
KR1019940022298A 1993-09-06 1994-09-06 발진기 KR100306828B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
BE09300914 1993-09-06
BE9300914A BE1007477A3 (nl) 1993-09-06 1993-09-06 Oscillator.

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR950010328A KR950010328A (ko) 1995-04-28
KR100306828B1 true KR100306828B1 (ko) 2001-12-01

Family

ID=3887307

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019940022298A KR100306828B1 (ko) 1993-09-06 1994-09-06 발진기

Country Status (8)

Country Link
US (1) US5434544A (ko)
EP (1) EP0642215B1 (ko)
JP (1) JPH07154139A (ko)
KR (1) KR100306828B1 (ko)
CN (1) CN1054010C (ko)
BE (1) BE1007477A3 (ko)
DE (1) DE69407902T2 (ko)
SG (1) SG44851A1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10778163B2 (en) 2018-07-13 2020-09-15 SK Hynix Inc. Amplification circuit, and receiving circuit, semiconductor apparatus and semiconductor system using the amplification circuit

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08307149A (ja) * 1995-05-02 1996-11-22 Sony Corp 電圧制御発振器
EP0941574B1 (en) * 1997-09-30 2003-12-17 Koninklijke Philips Electronics N.V. Oscillator
DE19808377B4 (de) * 1998-02-27 2005-08-04 Infineon Technologies Ag Vollintegrierbare spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung
EP0948127B1 (en) * 1998-03-31 2001-08-08 Lucent Technologies Inc. Improvements in or relating to integrated circuits for voltage controlled oscillators
SE515138C2 (sv) * 1999-10-29 2001-06-18 Ericsson Telefon Ab L M Transkonduktor
KR100701678B1 (ko) * 2000-04-26 2007-03-29 주식회사 하이닉스반도체 위상 혼합기
US6661297B2 (en) * 2000-12-20 2003-12-09 Tektronix, Inc. Multi-octave wideband voltage controlled oscillator
US6754121B2 (en) * 2002-03-29 2004-06-22 Stmicroelectronics, Inc. Sense amplifying circuit and method
CN100347950C (zh) * 2002-12-04 2007-11-07 联华电子股份有限公司 包含有一动作模组以提升负电阻值的栓锁器系统
US7057460B2 (en) * 2004-06-29 2006-06-06 Rambus, Inc. Differential amplifier with adaptive biasing and offset cancellation
US7151412B2 (en) * 2004-08-30 2006-12-19 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Sliding cascode circuit
JP2006124173A (ja) * 2004-09-29 2006-05-18 Toshiba Tec Corp 用紙後処理装置
JP2006217544A (ja) * 2005-02-07 2006-08-17 Sanyo Electric Co Ltd 発振器
US8237509B2 (en) * 2007-02-23 2012-08-07 Qualcomm, Incorporated Amplifier with integrated filter
US7791422B2 (en) * 2007-10-17 2010-09-07 Autoliv Asp, Inc. Voltage controlled oscillator with cascaded emitter follower buffer stages
US7795977B2 (en) * 2008-07-01 2010-09-14 Teledyne Scientific & Imaging, Llc Bootstrapped class AB CMOS output stage
US20110018646A1 (en) * 2009-07-27 2011-01-27 Electronics And Telecommunications Research Institute Lc voltage-controlled oscillator
CN113092856B (zh) * 2021-03-11 2022-01-04 广芯微电子（广州）股份有限公司 一种检测lc谐振频率的振荡器电路

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2947949A (en) * 1957-11-12 1960-08-02 Nakamura Michiyuki Fast multivibrator circuit
JPS53146558A (en) * 1977-05-26 1978-12-20 Citizen Watch Co Ltd Oscillator circuit
US4199695A (en) * 1978-03-03 1980-04-22 International Business Machines Corporation Avoidance of hot electron operation of voltage stressed bootstrap drivers
US4239991A (en) * 1978-09-07 1980-12-16 Texas Instruments Incorporated Clock voltage generator for semiconductor memory
US4587497A (en) * 1984-12-24 1986-05-06 Motorola, Inc. Low-power low-harmonic transistor oscillator
JPH0810550B2 (ja) * 1986-09-09 1996-01-31 日本電気株式会社 バツフア回路
JPH06103736B2 (ja) * 1987-05-29 1994-12-14 日本電気株式会社 半導体装置
JPH0221708A (ja) * 1988-07-11 1990-01-24 Toshiba Corp 発振回路
DE3938095A1 (de) * 1989-11-16 1991-05-23 Philips Patentverwaltung Quarzobertonoszillator
EP0509124B1 (de) * 1991-04-19 1996-03-27 Siemens Aktiengesellschaft Oszillatorschaltung
US5187450A (en) * 1992-03-13 1993-02-16 Trimble Navigation Limited Voltage controlled oscillator suitable for complete implementation within a semiconductor integrated circuit

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10778163B2 (en) 2018-07-13 2020-09-15 SK Hynix Inc. Amplification circuit, and receiving circuit, semiconductor apparatus and semiconductor system using the amplification circuit

Also Published As

Publication number Publication date
KR950010328A (ko) 1995-04-28
SG44851A1 (en) 1997-12-19
DE69407902D1 (de) 1998-02-19
DE69407902T2 (de) 1998-07-16
US5434544A (en) 1995-07-18
EP0642215A1 (en) 1995-03-08
EP0642215B1 (en) 1998-01-14
BE1007477A3 (nl) 1995-07-11
CN1054010C (zh) 2000-06-28
CN1106964A (zh) 1995-08-16
JPH07154139A (ja) 1995-06-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100306828B1 (ko) 발진기
KR0184994B1 (ko) 능동 대역 통과 필터
US5451915A (en) Active filter resonator and system and negative resistance generator usable therein
US7564318B2 (en) Switch capacitance and varactor banks applied to voltage controlled oscillator having constant frequency tuning sensitivity
US4571558A (en) Voltage controlled crystal oscillator with reduced oscillations at crystal overtones
US6150893A (en) Voltage controlled oscillator with wide frequency range and low noise for integrated circuit fabrication
US5144264A (en) Wideband voltage controlled oscillator having open loop gain compensation
US11228280B1 (en) Microelectromechanical system resonator-based oscillator
US6380816B1 (en) Oscillator and voltage controlled oscillator
US6194972B1 (en) Gyrator with loop amplifiers connected to inductive elements
US5347238A (en) Bipolar microwave monolithic voltage controlled oscillator using active inductors
US5949295A (en) Integratable tunable resonant circuit for use in filters and oscillators
US5107228A (en) Voltage controlled oscillator employing negative resistance
US6097258A (en) Oscillator having a resonator coupled to an amplifier by a series resistance
EP1130767A2 (en) Oscillation circuit
US6091309A (en) Tunable low noise oscillator using delay lines and ring mode trap filter
US5138285A (en) Method for reducing phase noise in oscillators
US4518930A (en) Negative resistance circuit for VCO
US7227421B2 (en) Crystal oscillator circuit
US6025765A (en) Gyrator with loop amplifiers connected to inductive elements
US5444422A (en) Low phase noise high frequency integrated oscillator with minimum pins
US2878386A (en) Stable transistor oscillator
EP0988698B1 (en) Gyrator
EP1032971B1 (en) Voltage controlled oscillator circuit
US5130674A (en) Voltage controlled oscilator having controlled bias voltage, AGC and output amplifier

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
LAPS Lapse due to unpaid annual fee