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Die
Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Betreiben eines durch ein
elektrisches Gleichsignal gesteuerten Oszillators, der ein Gleichsignal-sensitives
Netzwerk frequenzbestimmender Bauteile mit einem Steuereingang und
einem Modulationseingang aufweist, mit einer Phasenregelschleife,
die ein Steuersignal an den Steuereingang liefert und einem Modulationsgenerator,
der ein Modulationssignal an den Modulationseingang liefert.
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Die
Erfindung betrifft ferner ein Verfahren zum Betreiben eines solchen
Oszillators. Eine solche Vorrichtung und ein solches Verfahren sind
per se bekannt. Diese Art der Frequenzerzeugung ist in praktisch
allen heutigen Vorrichtungen zur Erzeugung eines frequenzmodulierten
Sendesignals mit mehreren Kanälen üblich. Der
Oszillator liefert eine Trägerfrequenz,
die von einem Informationssignal moduliert wird. Dabei versteht
man unter einem Modulationshub die Abweichung der Frequenz des modulierten Signals
zur Trägerfrequenz.
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Das
Gleichsignal kann eine Steuer-Gleichspannung oder ein Steuer-Gleichstrom
sein. Als frequenzbestimmende Bauteile kommen insbesondere Kapazitäten und/oder
Induktivitäten
in Frage. Eine Phasenregelschleife (phase locked loop PLL) besteht
meist aus dem Oszillator, einem Phasen/Frequenz-Detektor, dem das Signal des Oszillators
und eine Referenzfrequenz zugeführt
wird, und einem Schleifenfilter, der das Ausgangssignal des Phasen/Frequenz-Detektors
filtert und daraus ein Gleichsignal als Steuersignal für den Oszillator
formt. In der Schleife wirken die Komponenten so zusammen, dass
sich die Oszillator-Frequenz der Referenzfrequenz annähert.
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Frequenzmodulierte
Sender können
prinzipiell über
einen weiten Bereich unterschiedlich großer Frequenzhübe betrieben
werden. Allerdings wird in Richtung zu kleineren Frequenzhüben das
Signal-zu-Rausch-Verhältnis
des demodulierten Signals stetig schlechter. Das bedeutet, dass
die Reichweite bei gleichbleibender Sendeleistung abnimmt, oder umgekehrt
mehr Sendeleistung für
eine bestimmte Reichweite notwendig wird. In Richtung großer Frequenzhübe wird
dagegen das Verhältnis zwischen der
Reichweite and der Sendeleistung immer günstiger. Jedoch nimmt dabei
gleichzeitig auch die vom Sender belegte spektrale Bandbreite, insbesondere oberhalb
des Übergangs
von Schmalband-FM auf Breitband-FM (FM-Frequenzmodulation), stark
zu. Dadurch werden entweder Nachbarkanalstörungen unzumutbar stark, oder
die Kanalabstände
müssen unter
Berücksichtigung
dieses Effekts deutlich vergrößert werden,
so dass in letzter Konsequenz die Zahl der benutzbaren Kanale im
zugeordneten Frequenzband stark abnimmt.
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Aufgrund
dieser Effekte ist die möglichst
exakte Einhaltung des Modulationshubs ein sehr wichtiges Qualitätskriterium
jeder frequenzmodulierten Sendeanordnung. Darüber hinaus sind, insbesondere
bei den heute üblichen
digitalen Modulationsverfahren wie FSK (Frequency shift keying)
und deren Abwandlungen die Maximal- and Minimal-Grenzen der erlaubten
Modulationshübe
in den entsprechenden Normen festgeschrieben.
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Dabei
ist per se bekannt, dass die Herstellungstoleranz der verwendeten
Bauelemente (Kondensatoren, Spulen, Varaktor-Dioden, etc.) im Allgemeinen nicht ausreicht,
um eine ausreichende Genauigkeit des Modulationshubs sicherzustellen.
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In
der Vergangenheit wurde der Modulationshub durch manuelles Trimmen
mit Hilfe eines Trimm-Potentiometers justiert. Heute ist es üblich, an geeigneten
Stellen innerhalb des Modulations-Signalpfades digital einstellbare Verstärkungsglieder oder
Dämpfungsglieder
einzubauen oder das Modulationssignal bereits bei der Erzeugung
in der Amplitude digital einzustellen. Der Einstellwert wird hierbei üblicherweise
in einem E2PROM gespeichert.
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Mit
anderen Worten: Die herstellungsbedingten Streuungen wurden durch
zusätzliche
Abgleiche, per Hand oder durch digitale Speicherung von Werten beim
Geräte-Endtest
reduziert, so dass die Spezifikation bei neuen Geräten eingehalten
wird.
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Bei
den bekannten Vorgehensweisen stellt der notwendige Justiervorgang
einen zusätzlich
notwendigen Arbeitsgang in der Geräteherstellung dar, welcher
zusätzliche
Kosten verursacht. Zudem können
die auf diese Weise am Ende des Herstellungsprozesses eingestellten
Modulationshübe
nie wirklich optimal für
die im Feld tatsächlich
erbrachte Leistung sein. Dies hat seinen Grund darin, dass für Langzeitdriften,
Temperatur- und Versorgungsspannungsabhängigkeiten, Abhängigkeiten
von der aktuell eingestellten Kanalfrequenz, etc., Reserven vorgehalten werden
müssen.
Dabei existiert jedoch keine absolute Gewähr dafür, dass die angenommenen Driftwerte bei
manchen Exemplaren nicht doch deutlich über- oder unterschritten werden.
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Vor
diesem Hintergrund besteht die Aufgabe der Erfindung in der Angabe
einer Vorrichtung der eingangs genannten Art, bei der die Einhaltung
eines bestimmten Modulationshubs in jedem Fall unabhängig von
Langzeitdriften, Temperatur- und Versorgungsspannungsabhängigkeiten
sowie Abhängigkeiten
von der aktuell eingestellten Kanalfrequenz sichergestellt ist und
die einen zusätzlichen
Arbeitsgang in der Geräteherstellung
mit den damit verbundenen zusätzlichen
Kosten nicht verursacht.
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Diese
Aufgabe wird bei einer Vorrichtung der eingangs genannten Art durch
eine in die Vorrichtung integrierte Einrichtung gelöst, die
selbständig
ein Signal über
eine Steilheit der Modulation bildet und an den Modulationsgenerator
liefert, worauf der Modulationsgenerator das Modulationssignal in
Abhängigkeit
von dem Signal über
die Steilheit der Modulation bildet.
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Ferner
wird diese Aufgabe bei einem Verfahren der eingangs genannten Art
durch die folgenden Schritte gelöst:
Umschalten des Frequenzteilers auf eine erste Frequenz, Abtasten
und Halten einer ersten Steuerspannung, die sich bei der ersten
Frequenz einstellt, Umschalten des Frequenzteilers auf eine zweite
Frequenz, Abtasten und Halten einer zweiten Steuerspannung, die
sich bei der zweiten Frequenz einstellt, Bilden einer Differenz
der ersten Steuerspannung und der zweiten Steuerspannung, Ansteuern
eines Modulations-Steuersignal-Generators
in Abhängigkeit
von der gebildeten Differenz so, dass eine Schwankungsbreite der
Modulationsspannung durch die Differenz der verschiedenen Steuerspannungen
bestimmt ist.
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Durch
diese Merkmale wird die Aufgabe der Erfindung vollkommen gelöst und es
werden die genannten Probleme per Prinzip vermieden. Die Erfindung
ermöglicht
eine selbständige,
immer wiederkehrende, optimale Einstellung des Modulationshubs,
so dass Driften oder Abhängigkeiten
von den aktuellen Bedingungen keine Rolle spielen können. Dabei
ist die Steilheit der Modulation durch die Normierung einer Frequenzänderung
auf die Änderung des
Modulationssignals, das die Frequenzänderung verursacht, definiert.
In gleicher Weise kann eine Steilheit der Steuerung durch eine Änderung
der Frequenz definiert werden, die auf eine entsprechende Änderung
des Steuersignals normiert ist. Erfindungsgemäß lässt sich über eine Bestimmung der Modulationsteilheit
ein für
einen gewünschten
Modulationshub notwendiges Modulationssignal eindeutig bestimmen.
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Eine
bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich durch ein digitales Steuerwerk
und einen von dem digitalen Steuerwerk betätigten, zwischen mehreren Frequenzen
umschaltbaren Frequenzteiler aus, der mit dem gesteuerten Oszillator
in der Phasenregelschleife gekoppelt ist.
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Dieses
an sich bekannte Merkmal dient in bekannten Systemen zur Umschaltung
von Übertragungskanälen. Es
ist ein besonderer Vorteil der Erfindung, dass dieses bei üblichen
Systemen ohnehin vorhandene Merkmal zur Bildung eines Signals über die
Steilheit für
einen automatischen Abgleich des Oszillators nutzbar gemacht wird.
Der Vorteil liegt damit in einer Mehrfachnutzung der Frequenzumschaltung,
die einen Verzicht auf einen sonst nur zu Abgleichzwecken vorzusehenden
apparativen Zusatzaufwand ermöglicht.
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Es
ist bevorzugt dass das frequenzselektive Netzwerk so ausgestaltet
ist, dass das Verhältnis
der Steilheiten, mit der der Oszillator auf Änderungen des Steuersignals
und des Modulationssignals reagiert, dem Verhältnis der Frequenzänderung
bei Umschaltung des Frequenzteilers zu dem Modulationshub entspricht.
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Durch
diese Ausgestaltung können
Frequenzänderungen,
die durch Umschaltungen des Frequenzteilers ausgelöst werden
und die zu Änderungen
der Steuerspannung führen,
zur Ermittlung einer Steilheit benutzt werden, die der Modulationssteilheit entspricht.
Die ermittelte Steilheit bezieht sich zwar zunächst auf den Steuereingang,
kann aber wegen dem genannten Verhältnis als Maß für die Modulationssteilheit
gewertet werden. Mit anderen Worten: Durch diese Ausgestaltung lassen
sich Erkenntnisse über
die Steilheit auf der Steuerseite des Oszillators auf die Modulationsseite übertragen.
Dadurch kann auf eine eigene Vorrichtung zur direkten Ermittlung der
Modulationssteilheit verzichtet werden.
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Dabei
ist bevorzugt, dass das frequenzselektive Netzwerk zwei zueinander
symmetrische Parallelschaltungen von Dioden mit spannungsabhängiger Sperrschichtkapazität aufweist,
von denen jeweils eine Parallelschaltung mit dem Steuereingang und dem Modulationseingang
gekoppelt ist und die gemeinsam mit einem Resonanzkreis gekoppelt
sind, der einen Kern des Oszillators bildet.
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Durch
diese Ausgestaltung wird in konstruktiv und fertigungstechnisch
einfacher und damit kostengünstiger
Weise die gewünschte
Entsprechung zwischen dem Verhältnis
der Steilheiten, mit der der Oszillator auf Änderungen des Steuersignals
und des Modulationssignals reagiert, und dem Verhältnis der Frequenzänderung
bei Umschaltung des Frequenzteilers zu dem Modulationshub erzielt.
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Bevorzugt
ist auch, dass das elektrische Gleichsignal eine Gleichspannung
ist.
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Durch
diese Ausgestaltung wird die Erfindung für die weitverbreiteten spannungsgesteuerten Oszillatoren
(voltage controlled oscillator VCO) nutzbar. Die Verwendung der
Erfindung ist jedoch nicht auf spannungsgesteuerte Oszillatoren
beschränkt und
kann auch bei stromgesteuerten Oszillatoren verwendet werden.
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Ferner
ist bevorzugt, dass die Vorrichtung eine Reihenschaltung aus einem
Impedanzwandler und einem Widerstand zwischen dem Steuereingang und
dem Modulationseingang aufweist, wobei der Steuereingang mit dem
Impedanzwandler verbunden ist.
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Diese
Reihenschaltung stellt sicher, dass beide Seiten, also die Steuerseite
und die Modulationsseite, denselben Gleichspannungs-Arbeitspunkt haben.
Dadurch können
auch weitverbreitete Varaktordioden, also Dioden deren Spannungsabhängigkeit
der Sperrschichtkapazität
nicht-linear ist, verwendet werden. Durch die Reihenschaltung wird
gewissermaßen
ein für
das Funktionieren des Systems grundsätzlich erforderlicher Gleichlauf
zwischen den Varaktordioden am Steuereingang und den Varaktordioden
am Modulationseingang erreicht.
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Eine
weitere bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich durch einen zeitdiskreten
Subtrahierer aus, der die am Eingang oder Ausgang des Impedanzwandlers
anliegende Spannung zeitdiskret in zwei Schaltstellungen des umschaltbaren
Frequenzteilers erfasst und der eine Differenz der erfassten Werte
als Signal über
die Steilheit bereitstellt.
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Diese
Ausgestaltung ermöglicht
eine wenig aufwändige
Bestimmung der Steilheit, da die genannte Differenz umgekehrt proportional
zu der Steilheit ist.
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Es
ist ferner bevorzugt, dass das digitale Steuerwerk die zeitdiskrete
Erfassung durch den Subtrahierer steuert.
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Dadurch
wird eine notwendige Synchronisierung zwischen Umschaltungen des
Frequenzteilers und Erfassungen der Spannung mit wenig Aufwand erreicht.
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Bevorzugt
ist auch, dass die Vorrichtung aufweist: einen Analog/Digital-Wandler,
der die (analoge) Differenz der erfassten Werte in ein digitales
Signal wandelt, einen Speicher, der das digitale Signal speichert,
und einen Digital/Analog-Wandler mit Stromausgang, der das in einen
Steuerstrom umgewandelte digitale Signal an den Modulationsgenerator übergibt.
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Diese
Merkmale ermöglichen
eine Umwandlung von Spannungswerten, die in einer Abgleichphase
gemessen werden, in eine Steuergröße für den Gebrauch in einer späteren Betriebsphase,
und eine Zwischenspeicherung der Steuergröße.
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Weitere
Vorteile ergeben sich aus der Beschreibung und den beigefügten Figuren.
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Es
versteht sich, dass die vorstehend genannten und die nachstehend
noch zu erläuternden Merkmale
nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in
anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne
den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
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Zeichnungen
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden in
der nachfolgenden Beschreibung näher
erläutert.
Es zeigen:
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1 schematisch eine Gesamtansicht
eines Ausführungsbeispiels
einer erfindungsgemäßen Vorrichtung
in Form eines Schaltplans;
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2 einen Schaltplan eines
zeitdiskreten Subtrahierverstärkers;
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3 zeitliche Verläufe verschiedener
Signale, die an verschiedenen Stellen der Schaltpläne nach 1 und 2 auftreten.
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Die
Ziffer 10 in der 1 bezeichnet
eine Vorrichtung zum Betreiben eines durch ein elektrisches Gleichsignal
gesteuerten Oszillators 12, der in der 1 aus Gründen der Übersichtlichkeit ohne aktiven
Teil dargestellt ist. Der Oszillator 12 besitzt als Oszillatorkern
einen Resonanzkreis 14 aus einer Kapazität 16 und
einer Induktivität 18 in
Parallelschaltung. Der Resonanzkreis 14 ist über ein
Netzwerk 20 frequenzbestimmender Bauteile mit einem Steuereingang 38 sowie
einem Modulationseingang 40 des Oszillators 12 verbunden.
Dabei besteht das Netzwerk 20 frequenzbestimmender Bauteile
aus einer ersten Parallelschaltung 22 von Varaktoren 26 und 28 und
einer weiteren Parallelschaltung 24 von Varaktoren 32 und 34,
sowie aus Kondensatoren 30 und 36.
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Die
erste Parallelschaltung 22 ist mit dem Steuereingang 38 und, über den
Kondensator 30, mit dem Resonanzkreis 14 verbunden.
Die zweite Parallelschaltung 24 ist mit dem Modulationseingang 40 und, über den
Kondensator 36, mit dem Resonanzkreis 14 verbunden.
Darüber
hinaus sind beide Parallelschaltungen 22, 24 miteinander
parallel geschaltet.
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An
dem Steuereingang 38 liegt ein Steuersignal an, das von
einer Phasenregelschleife 42 bereitgestellt wird. Dabei
umfasst die Phasenregelschleife 42 neben dem Oszillator 12 einen
umschaltbaren Frequenzteiler 48, einen Phasen/Frequenzdetektor 43 und
einen Schleifenfilter 44. Durch diesen Phasenregelkreis 42 wird
ein Trägersignal
erzeugt, dass im Oszillator 12 über dessen Modulationseingang 40 moduliert
wird und anschließend
für eine
nachfolgende Schaltung bereitgestellt wird. Die nachfolgende Schaltung
kann beispielsweise eine Schaltung zur Ansteuerung einer Antenne 49 sein.
Die Trägerfrequenz
ist als ganzzahliges Vielfaches einer Referenzfrequenz definiert,
die von einem Referenzfrequenzgeber 52, beispielsweise
einem Schwingharz, bereitgestellt wird.
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Für einen
Vergleich mit der Referenzfrequenz wird das Ausgangssignal des Oszillators 12 über dessen
Ausgang 46 zu dem umschaltbaren Frequenzteiler 48 geführt, der
die Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators 12 in
einem ganzzahligen Verhältnis
teilt. Das vom Frequenzteiler 48 an den Phasen/Frequenzdetektor 43 gelieferte
Signal besitzt dann eine ähnliche
Frequenz wie das vom Referenzfrequenzgeber 52 bereitgestellte
Referenzfrequenzsignal. Im Phasen/Frequenzdetektor 43 werden
beide Signale miteinander verglichen. Dazu können beispielsweise zwei Rechtecksignale, die
jeweils die entsprechenden Frequenzen besitzen, miteinander multipliziert
werden. Als Ergebnis erhält
man ein Rechtecksignal doppelter Frequenz, dessen Tastverhältnis von
der Phasenverschiebung, und damit auch von der Frequenzverschiebung,
zwischen beiden Signalen abhängt.
Dieses Tastverhältnis
wird im folgenden Schleifenfilter 44 tiefpassgefiltert,
sodass der Schleifenfilter 44 eine Gleichspannung als Steuerspannung
an den Steuereingang 38 des Oszillators 12 liefert,
die von dem Tastverhältnis
und damit von der Frequenz und/oder Phasenverschiebung zwischen
den Eingangssignalen des Phasen/Frequenzdetektors 43 abhängt.
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Die
Steuerspannung am Steuereingang 38 wirkt über das
Netzwerk 20 frequenzbestimmender Bauteile verstimmend auf
den Resonanzkreis 14 ein. Im Ergebnis wird dadurch erreicht,
dass die vom Ausgang 46 des Oszillators 12 bereitgestellte
Trägerfrequenz
ein ganzzahliges Vielfaches der Referenzfrequenz ist. Dieser Trägerfrequenz
wird über
den Modulationseingang 40 des Oszillators 12 eine
Signalinformation aufmoduliert. Dazu erzeugt ein Modulationsgenerator 45 in
Abhängigkeit
von einem Eingangssignal, das von einem Signalgeber 47 bereitgestellt
wird, Modulationssteuerspannungen, die den Oszillator 12 verstimmen
und dadurch eine Frequenzmodulation bewirken. Die durch eine Änderung des
Modulationssignals hervorgerufene Frequenzverschiebung wird als
Modulationshub bezeichnet. Durch Normierung des Modulationshubs
auf die Änderung
des Modulationssignals wird die Steilheit der Modulation definiert.
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Der
Steuereingang 38 ist mit dem Modulationseingang 40 des
Oszillators 12 über
eine Reihenschaltung 54 aus einem als Impedanzwandler 56 geschalteten
Operationsverstärker
und einem Widerstand 58 verbunden. Dabei ist der Steuereingang 38 des
Oszillators mit dem nichtinvertierenden Eingang des Impedanzwandlers 56 (Operationsverstärker) verbunden.
Der invertierende Eingang 62 des Operationsverstärkers ist
mit einem Fußpunkt 60 des
Widerstands 58, also dem Mittelpunkt der Reihenschaltung 54,
verbunden. Durch die Beschaltung als Impedanzwandler entspricht
das Potenzial am Fußpunkt 60 dem
Potenzial am Steuereingang 38. Durch die Verbindung des
Fußpunkts 60 mit
dem Modulationseingang 40 über den Widerstand 58 wird
gewissermaßen
das Basispotenzial des Modulationseingangs 40 an das Potenzial
des Steuereingangs 38 angebunden. Dadurch wird das Basispotenzial
des Modulationseingangs 40 Änderungen des Steuerpotenzials
am Steuereingang 38 nachgeführt. Als Folge kann das vom
Modulationsgenerator 45 ausgegebene Modulationssignal die
Trägerfrequenz
auch bei einer Änderung
der Steuerspannung am Eingang 38 des Oszillators 12 reproduzierbar
gesteuert modulieren. Der als Impedanzwandler 56 geschaltete
Operationsverstärker
verhindert dabei eine unerwünschte Rückwirkung
des Modulationssignals auf das Steuersignal.
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Im
Folgenden wird beschrieben, wie die Modulationsteilheit im Betrieb
des Oszillators 12 bestimmt und gegebenenfalls korrigiert
werden kann. Für
eine solche Bestimmung und Korrektur, also für einen Abgleich der Modulationssteilheit,
schaltet ein digitales Steuerwerk 50 den umschaltbaren
Frequenzteiler 48 zunächst
in eine erste Schaltstellung, bei der die Ausgangsfrequenz des Oszillators 12 durch
einen ersten Faktor geteilt wird. Wenn der Faktor im Normalbetrieb
des Oszillators 12 gleich n ist, kann der zunächst gewählte Faktor
beispielsweise n + 1 sein. Dadurch schwingt der Oszillator 12 gewissermaßen auf
einen Nachbarkanal n + 1 mit der zugehörigen Frequenz. Durch den Phasenregelkreis 42 stellt
sich am Steuereingang 38 des Oszillators 12 ein Wert
für die
Steuerspannung ein, der zu der Frequenz des Kanals n + 1 gehört. Wie
vorstehend beschrieben, liegt diese Spannung auch am Fußpunkt 60 und
damit auch am Eingang eines zeitdiskret arbeitenden Subtrahierers 64 an.
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Im
weiteren Verlauf des automatischen Abgleichs schaltet das digitale
Steuerwerk 50 den Frequenzteiler 48 auf eine weitere
Frequenz, beispielsweise einen Nachbarkanal n – 1 um. Als Folge stellt sich
durch den Phasenregelkreis 42 am Steuereingang 38 des
Oszillators 12 ein zweiter Wert der Steuerspannung ein.
Dieser zweite Wert der Steuerspannung wird, wie vorstehend beschrieben, über den
Impedanzwandler 56 auch zum Eingang des zeitdiskreten Subtrahierers 64 geführt. Der
zeitdiskrete Subtrahierer 64 bildet die Differenz der beiden
Steuerspannungswerte zu den Kanälen
n + 1 und n – 1.
Bei bekanntem Frequenzabstand der Kanäle n + 1 und n – 1 lässt sich
aus der Differenz der Steuerspannungswerte die Steilheit am Steuereingang
des Oszillators 12 berechnen: Die Steilheit ist umgekehrt
proportional zur Differenz der Steuerspannungswerte, wobei der Frequenzabstand
zwischen den benutzten Kanälen
hier n + 1 und n – 1,
den Proportionalitätsfaktor bildet.
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Die
zeitdiskrete Differenzbildung im Subtrahierer 64 wird durch
das digitale Steuerwerk 50 gesteuert. Das digitale Steuerwerk 50 steuert über einen
Eingang 68 eines Analog/Digitalwandlers 66 auch
den Beginn der Umwandlung des vom Subtrahierer 64 gelieferten
Differenzsignals in einen digitalen Wert. Eine beendete Umwandlung
im Analog/Digitalwandler 66 wird über einen Ausgang 70 des
Analog/Digitalwandler 66 an das digitale Steuerwerk 50 signalisiert.
Damit verbundene Funktionen werden weiter unten mit Blick auf die 3 erläutert. Parallel wird das Ende
der Umwandlung über
den Ausgang 70 des Analog/Digitalwandlers 66 auch
an einen Speicher 72 gemeldet, der daraufhin die Differenz der
Steuerspannungen als digitalen Wert übernimmt und speichert.
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Im
späteren
Betrieb der Vorrichtung 10 mit einer mittleren Frequenz
n wird der digitale Wert aus dem Speicher 72 durch einen
Digital/Analogwandler 74 mit Stromausgang in ein Steuerstromsignal
umgewandelt, das einem Steuerstromeingang 76 des Modulationsgenerators 45 zugeführt wird.
Dabei ist das Steuerstromsignal so bemessen, dass der vom Modulationsgenerator 45 ausgegebene
Modulationsspannungshub so bemessen ist, dass der resultierende
Frequenzhub (Modulationshub) am Ausgang 46 des Oszillators 12 innerhalb
vorbestimmter Grenzen bleibt. Dabei wird die Übernahme des digitalen Wertes
aus dem Speicher 72 in den Digital/Analogwandler 74 mit
Stromausgang durch das Steuerwerk 50 ausgelöst, das
dazu ein entsprechendes Signal an einen Steuereingang 75 des
Digital/Analogwandlers 74 mit Stromausgang sendet.
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2 zeigt ein Ausführungsbeispiel
eines zeitdiskret gesteuerten Subtrahierers 64 im Detail. Der
Subtrahierer 64 weist einen Operationsverstärker 78 auf,
dessen Beschattung mit Kondensatoren 82 und 84 durch
gesteuerte Veränderung
der Schaltstellung von Schaltern 86, 88, 90 und 92 verändert werden
kann. Dabei werden die Schaltstellungen der Schalter vom digitalen
Steuerwerk 50 gesteuert. An den nichtinvertierenden Eingang
des Operationsverstärkers 78 ist
eine Vorspannungsquelle 80 angeschlossen. Der Subtrahierer 64 steht
eingangsseitig mit dem Fußpunkt 60 aus 1 und ausgangsseitig mit
dem Analog/Digitalwandler 66 aus 1 in Verbindung. Der Subtrahierverstärker 64 wird
in zwei Schaltstellungen betrieben.
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In
einer ersten Schaltstellung schließt das digitale Steuerwerk 50 die
Schalter 86, 88 und 92. Dadurch wird
der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 78 mit dessen
Ausgang kurzgeschlossen. Der Operationsverstärker 78 wirkt daher als
Impedanzwandler für
das Vorspannungspotenzial, das am nichtinvertierenden Eingang anliegt.
Bei geschlossenem Schalter 86 lädt sich gleichzeitig der Kondensator 82 auf.
Dabei werden die Schaltstellungen des Subtrahierers 64 vom digitalen
Steuerwerk 50 mit Bezug auf die Umschaltung des Frequenzteilers 48 so
gesteuert, dass bei geschlossenem Schalter 86 der Kondensator 82 zunächst mit
der ersten Steuerspannung geladen wird. Die vollständige Ladung
des Kondensators 82 entspricht daher einem Abtasten und
Schalten der ersten Steuerspannung.
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Anschließend schaltet
das digitale Steuerwerk 50 den Frequenzteiler 48 auf
den Kanal n – 1, sodass
sich nach einer Einschwenkphase eine zweite Steuerspannung am Steuereingang 38 des
Oszillators 12 und, über
den Fußpunkt 60,
auch am Eingang des Subtrahierers 64 einstellt. Nachdem
der Schalter 86 zwischenzeitlich geöffnet war, schließt das digitale
Steuerwerk 50 den Schalter 86 und 90 nach
dem Einschwingen der zweiten Steuerspannung. In dieser Schaltstellung
ist der Ausgang des Operationsverstärkers 78 über den
Kondensator 84 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 78 verbunden.
Diese Beschaltung entspricht einem Integrator. Durch das parallel
erfolgende Schließen
des Schalters 86 liegt dann die zweite Steuerspannung am
Kondensator 82 an, der dadurch umgeladen wird.
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Mit
anderen Worten, der Ladungszustand des Kondensators 82 verändert sich
entsprechend der Spannungsänderung
von der ersten Steuerspannung zur zweiten Steuerspannung. Durch
die Integratorbeschaltung wandelt der Operationsverstärker 78 jede
Umladung des Kondensators 82 in eine Änderung seiner Ausgangsspannung
im Verhältnis
der Kapazitäten
des Kondensators 82 zum Kondensator 84 um. Da
die Umladung von C1 proportional ist zur Differenz der Steuerspannungen
in den Kanälen
n + 1 und n – 1,
liefert der Operationsverstärker
nach dem Umschalten in die zweite Schaltstellung der Schalter 86, 88, 90 und 92 eine
Ausgangsspannung, die proportional zur Differenz der Steuerspannungswerte
und damit umgekehrt proportional zur Modulationssteilheit ist.
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3 zeigt verschiedene Signalverläufe an verschiedenen
Stellen der Vorrichtung 10 nach 1. In der 3a repräsentiert
die Zeitspanne t_0 bis t_2, in der das Signal logisch 1 ist, die
Zeitspanne, während
der der Frequenzteiler 48 auf den Kanal n + 1 geschaltet
ist. Analog zeigt 3b die
Zeitspanne, in der Kanal n – 1
aktiviert ist. Wie aus 3c ersichtlich
ist, schwingt die Steuerspannung am Steuereingang 38 des
Oszillators 12 während
dieser Zeitspanne auf einen ersten Steuerwert U1. In 3d ist ein Steuersignal
dargestellt, mit dem das digitale Steuerwerk 50 die Schalter 86, 88 und 92 schließt und damit den
zeitdiskreten Subtrahierer 64 steuert. In der Zeitspanne,
in der das Signal nach 3d auf
logisch 1 steht (t_1 bis t_3), sind die genannten Schalter geschlossen,
sodass der Subtrahierverstärker 64 in
der vorstehend beschriebenen ersten Schaltstellung ist. Zumindest
zeitweise parallel wird auch ein in 3f dargestelltes
Steuersignal auf logisch 1 gesetzt, das den Schalter 86 schließt. Zu dem
Zeitpunkt t_2 schaltet das digitale Steuerwerk 50 den Frequenzteiler 48 auf
einen Kanal n – 1.
Die Zeitspanne, in der das Signal in 3d logisch
1 ist, entspricht der Zeit, in der der Subtrahierverstärker 64 auf
die erste Schaltstellung eingestellt ist. 3c zeigt, dass sich die Steuerspannung
am Steuereingang 38 des Oszillators 12 ab dem
Zeitpunkt t_2 auf einen zweiten Steuerspannungswert U2 einstellt.
Mit dem Umschalten des Frequenzteilers 48 zum Zeitpunkt
t_2, wird der Schalter 86 in 2 geöffnet, was
durch die fallende Flanke bei t_2 in 3f veranschaulicht
wird. 3g zeigt das Ausgangssignal
des Subtrahierverstärkers 64. Nachdem
dieses bis zu einem Zeitpunkt t_1 undefiniert war, nimmt es ab dem
Zeitpunkt t_1, also nach dem Schalten des Subtrahierverstärkers 64 in
die erste Schaltstellung, das Vorspannungspotenzial der Vorspannungsquelle 80 in 2 an. Dieses Vorspannungspotenzial
bleibt dort bis zu einem Zeitpunkt t_3 erhalten, zu dem der Subtrahierverstärker 64 in
seine zweite Schaltstellung umgeschaltet wird. Das Umschalten in
die zweite Schaltstellung ist u.a. in 3e veranschaulicht,
in der die steigende Flanke des Signals einem Schließen des
Schalters 90 in 2 entspricht.
Gleichzeitig erfolgt, wie aus 3f ersichtlich
ist, ein erneutes Schließen
des Schalters 86 in 2.
Darüber
hinaus werden, wie aus 3d ersichtlich
ist, die Schalter 88 und 92 in 2 wieder geöffnet (fallende Flanke in 3d).
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Wie
im Zusammenhang mit der 2 beschrieben
wurde, findet dann eine Umladung des Kondensators 82 in 2 statt, die proportional
zur Differenz der Steuerspannungswerte U1, U2 ist. Über die
Integratorfunktion des Subtrahierverstärkers 64 nach 2 in der zweiten Schaltstellung ändert sich damit
die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 78 um einen
Betrag, der proportional zur Differenz der Vorspannungswerte U1,
U2 ist. Dies ist in der 3g dargestellt.
Sobald der Wert in 3g eingeschwungen
ist, löst
das digitale Steuerwerk 50 eine Umwandlung dieses Wertes
in einen Digitalwert durch den Analog/Digitalwandler 66 aus.
Dies ist durch die steigende Flanke in 3h dargestellt. Sobald der Analog/Digitalwandler 66 mit
der Umwandlung fertig ist, liefert er ein entsprechendes Signal über seinen
Ausgang 70 an das digitale Steuerwerk 50. Das
Steuerwerk 50 stellt dann unter Verwendung des im Analog/Digitalwandler 66 ermittelten
Werts den korrekten Modulationshub am Modulationsgenerator 45 ein
und schaltet daraufhin auch den Frequenzteiler 48 auf seine
Normalfrequenz (Kanal n). 3i zeigt
das resultierende Signal am Modulationseingang 40 des Oszillators 12,
das im Verlauf des Abgleichs identisch ist mit dem Signal nach 3c (Ausgang des Schleifenfilters 44),
und nach dem Abgleichvorgang zusätzlich
zu der Gleichspannung am Schleifenfilter-Ausgang überlagert
die Modulations-(Wechsel)-Spannung
genau definierter Amplitude enthält.