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Die
Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung nach der Gattung
des Hauptanspruchs, wie sie durch
DE 38 40 999 A1 bekanntgeworden ist.
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Da
das bei der bekannten Schaltungsanordnung verwendete Kerbfilter
einen möglichst
schmalen Durchlaßbereich
haben soll, um die empfangenen Nutzsignale nicht merkbar zu stören, ist
eine genaue Erfassung der Frequenz des Nutzsignals besonders wichtig.
Bei einer bevorzugten Anwendung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
in einem Autoradio wird das Störsignal
durch ein anderes elektronisches Gerät im Auto erzeugt. Der Pegel
des Störsignals
bleibt daher im wesentlichen konstant, während der Pegel des Nutzsignals
starken Schwankungen unterworfen ist.
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Bei
günstigen
Empfangsverhältnissen
liegt der Pegel des Nutzsignals wesentlich über dem des Störsignals,
so daß das
Störsignal
den Rundfunkempfang nicht beeinflußt. Infolge von Abschattungen oder
Mehrwegeempfang kann es jedoch zu Pegeleinbrüchen kommen, bei denen der
Pegel des Nutzsignals sogar kleiner als der Pegel des Störsignals ist.
Diese Pegeleinbrüche
können
bei einem mit 100km/h fahrenden Fahrzeug beispielsweise mit einer
Frequenz von etwa 10Hz erfolgen.
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Solange
der Nutzsignalpegel größer als
der Störpegel
ist, ist das Störsignal
akustisch nicht oder kaum wahrzunehmen. Außerdem kann während dieser
Zeit die Störfrequenz
nicht bzw. nur schwer ermittelt werden.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, bei einer Schaltungsanordnung
zur Unterdrückung schmalbandiger
Störsignale
die Ermittlung der Frequenz des Störsignals auch dann zu ermöglichen, wenn
das Nutzsignal nur vorübergehend
einen niedrigeren Pegel als das Störsignal aufweist.
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Die
Schaltungsanordnungen mit den kennzeichnenden Merkmalen der Ansprüche 1 und
3 haben den Vorteil, daß die
Frequenz des Störsignals trotz
der obengenannten erschwerenden Bedingungen genau ermittelt werden
kann, und ermöglichen, einen
Oszillator auf die Frequenz des Störsignals oder eine dazu in
einem vorgegebenen Abstand liegende Frequenz zu regeln. Außerdem erfolgt
bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
die Ermittlung der Frequenz des Störsignals, ohne daß das Autoradio
den normalen Empfangsbetrieb unterbricht, eine Störung durch
einen Suchvorgang also nicht auftritt.
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Durch
die in den Unteransprüchen
aufgeführten
Maßnahmen
sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im Hauptanspruch
angegebenen Erfindung möglich.
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in der Zeichnung anhand mehrerer Figuren dargestellt und
in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigt:
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1 eine Schaltungsanordnung
zur Störunterdrückung mit
einem Kerbfilter im ZF-Signalweg,
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2 ein erstes Ausführungsbeispiel
zur Regelung eines Oszillators,
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3 ein zweites Ausführungsbeispiel
zur Regelung eines Oszillators,
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4 ein Ausführungsbeispiel
einer intelligenten Störfrequenzregelung,
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5 ein weiteres Ausführungsbeispiel
einer intelligenten Störfrequenzregelung,
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6 Zeitdiagramme zur Erläuterung
des Verhaltens der intelligenten Störfrequenzregelung nach den 4 und 5,
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7 ein Zustandsdiagramm zur
Erläuterung
der intelligenten Störfrequenzregelung,
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8 eine Schaltungsanordnung
zur Frequenzumsetzung des ZF-Signals mit Hilfe einer zuvor ermittelten
Störsignalfrequenz
und
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9 den Frequenzgang eines
geeigneten Kerbfilters.
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Gleiche
Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen.
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Der
Schaltungsanordnung nach 1 wird bei 1 das
Zwischenfrequenzsignal uZF zugeführt, das aus
einem Nutzsignal uN und einem Störsignal
uS besteht. Mit Hilfe eines Kerbfilters 2 soll
das Störsignal uS möglichst
stark unterdrückt
werden, so daß das ZF-Signal
am Ausgang aus dem möglichst
unveränderten
Nutzsignal uN und einem Rest-Störsignal
uS' besteht.
Um das Nutzsignal möglichst
wenig zu beeinträchtigen,
ist eine geringe Bandbreite des Kerbfilters erforderlich von beispielsweise
50Hz. Dieses ist als Quarzfilter mit einer festen Mittenfrequenz
zwar relativ leicht zu realisieren, nicht jedoch in einer über den
gesamten ZF-Bereich durchstimmbaren Form. Deshalb wird das ZF-Signal
um eine mit der Frequenz des Störsignals
veränderbare
Frequenz derart verschoben, daß das
Störsignal
genau auf der Mittenfrequenz f0 liegt. Dazu
wird einem Multiplizierer 4 eine Frequenz fLO =
f0 + fS (Umsetzfrequenz)
zugeführt,
wobei fS die Frequenz des Störers ist.
Zwischen den Multiplizierer 4 und das Kerbfilter 2 ist
ein Tiefpaßfilter 5 zur
Unterdrückung
der bei der Multiplikation entstehenden Spiegelfrequenzen vorgesehen. Ein
zweiter Multiplizierer 6 dient dazu, das Ausgangssignal
des Kerbfilters wieder in den ursprünglichen ZF-Frequenzbereich
zu verschieben. Auf den zweiten Multiplizierer folgt ein Bandpaßfilter 7,
um unerwünschte
Frequenzen zu unterdrücken.
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Die
Frequenz fLO wird mit Hilfe eines weiteren Multiplizierers 8 und
eines Bandpaßfilters 9 aus
einem Signal mit der Frequenz f0, welches
in einem Oszillator 10 erzeugt wird, und einem Signal mit
der Störfrequenz
fS abgeleitet, das mit Hilfe einer PLL-Schaltung 11 erzeugt
wird. Der mit Hilfe des Multiplizierers 8 und des Oszillators 10 erzeugte
Frequenzversatz um f0 kann grundsätzlich auch
innerhalb der PLL-Schaltung 11 erfolgen, was den Vorteil hat,
daß das
relativ aufwendige Bandpaßfilter 9 entfallen
kann. Hiervon wird bei dem Ausführungsbeispiel
nach 2 Gebrauch gemacht,
bei welchem ein steuerbarer Oszillator 12 bereits auf der
Umsetzfrequenz fLO = fS +
f0 schwingt.
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Dem
Ausführungsbeispiel
nach 2 wird bei 13 das
ZF-Signal uN + uS zugeführt und
mit dem Ausgangssignal des steuerbaren Oszillators 12 bei 14 gemischt.
An den Ausgang des Multiplizierers 14 ist ein Tiefpaßfilter 15 zur
Unterdrückung
von Spiegelfrequenzen angeschlossen. Zum Suchen der Frequenz des
Störsignals
befindet sich ein Umschalter 16 in der unteren Stellung,
so daß der
steuerbare Oszillator mit Hilfe einer Schwellwertschaltung 17 und eines
Integrators 18 den gesamten Frequenzbereich durchläuft. Sobald
am Ausgang des Multiplizierers 14 die Mittenfrequenz f0 des Kerbfilters anliegt, schwingt ein Bandpaßfilter 19 ein,
so daß an
seinem Ausgang ein Signal der Frequenz f0 entsteht.
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Das
Bandpaßfilter 19 schwingt
nicht ein, wenn der frequenzmodulierte Träger, also das Nutzsignal, am
Ausgang des Multiplizierers 14 eine Frequenz f0 zur
Folge hat, da die Frequenzänderungen, die
durch die Modulation des Nutzträgers
hervorgerufen sind, zu schnell sind. Die in der Betriebsart "Suchen" erfolgte Frequenzänderung
des Oszillators 12 ist jedoch langsam genug, um ein Einschwingen
des Bandpaßfilters 19 zu
ermöglichen.
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Sowohl
das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 19 als
auch dessen Eingangssignal werden bei 20, 21 amplitudendemoduliert
und logarithmiert, so daß durch
Subtrahierer 22, 23 das Verhältnis der Amplituden des gefilterten
und ungefilterten Signals gebildet wird. Der Amplitudenfrequenzgang
dieses Signals ist in 2a dargestellt
und hat entsprechend der Mittenfrequenz f0 des
Bandpaßfilters
ein Maximum bei f0. Dieses Signal wird über eine
Schwellwertschaltung 24 geleitet, deren Ausgangssignal
den Umschalter 16 steuert.
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Sobald
das Signal ûB eine vorgegebene Schwelle überschreitet,
wird der Suchlauf angehalten und durch Betätigen des Umschalters 16 eine
Feinregelung des Oszillators 12 aktiviert. Dazu wird das Ausgangssignal
des Tiefpaßfilters 15 zunächst bei 25 in
der Amplitude begrenzt und zwei Bandpaßfiltern 26, 27 zugeführt, deren
Mittenfrequenzen um jeweils B/2 in Richtung auf höhere bzw.
auf tiefere Frequenzen gegenüber
der Mittenfrequenz f0 des Bandpaßfilters 19 versetzt
sind. Die Ausgangsspannungen dieser Filter werden bei 28, 29 ebenfalls
amplitudendemoduliert und einem Subtrahierer 30 zugeführt. Die sich
ergebende Differenzspannung uSub ist in 2a dargestellt. Je nachdem,
ob das Störsignal
sich unter- oder oberhalb der Mittenfrequenz f0 befindet,
ist das Ausgangssignal uSub des Subtrahierers 30 positiv oder
negativ und kann somit zu einer Feinregelung des Oszillators 12 benutzt
werden. Das Ausgangssignal des Oszillators 12 mit der Frequenz
fLO kann über einen Ausgang 31 abgenommen
und den Multiplizierern 4, 6 der Schaltungsanordnung
nach 1 zugeführt werden.
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Bei
dem Ausführungsbeispiel
nach 3 wird ein steuerbarer
Oszillator 33 auf die Frequenz fS des
Störsignals
mit Hilfe einer PLL-Schaltung geregelt. Dazu wird das ZF-Signal
uN + uS über einen
Eingang 34 und einen Begrenzer 35 einem Multiplizierer 36 zugeführt, mit
dem das begrenzte ZF-Signal mit dem Ausgangssignal des Oszillators 33 multipliziert wird.
Aus dem Produkt werden zunächst
mit Hilfe eines Tiefpaßfilters,
das gleichzeitig als Schleifenfilter dient, die unerwünschten
Spiegelfrequenzen entfernt, so daß lediglich die Differenzfrequenzen
verbleiben. Die Regelschleife wird durch einen Integrator 38 mit
einem Proportionalanteil geschlossen.
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Da
das Störsignal
irgendwo innerhalb des ZF-Bandes liegen kann und die PLL-Schaltung
als solche aufgrund ihrer kleinen Bandbreite nicht in der Lage ist,
auf die Frequenz des Störsignals
einzurasten, ist auch hier ein Suchlauf erforderlich.
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Im
Suchlauf ist der Schalter 39 geschlossen, so daß die Regelschleife
zwar geschlossen ist, der Oszillator 33 aber durch ein
dem Regelsignal überlagertes
Dreiecksignal über
das gesamte ZF-Band geführt
Wird. Das Dreiecksignal entsteht durch das Zusammenwirken einer
Schwellwertschaltung 40 mit dem Integrator 38 und
einem Addierer 41.
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Es
findet also eine Überlagerung
aus der Regelung der PLL-Schaltung durch den Phasendiskriminator
und aus einer Führung
der PLL-Schaltung über
die Rückkopplung
des Schleifenfilters 38 statt. Durch die Verwendung eines
Filters, dessen Übertragungsfunktion
eine Polstelle bei f = 0 besitzt, stellt sich bei eingerasteter
PLL-Schaltung und ohne Berücksichtigung
des ebenfalls am Eingang der PLL-Schaltung anliegenden Nutzsignals
immer eine Phasenverschiebung von π/2 zwischen dem Störsignal
und dem Ausgangssignal des Oszillators ein.
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Während des
Suchlaufs überwacht
eine Schaltung zur Einrasterkennung, ob der Oszillator 33 sich
in der Nähe
des potentiellen Störsignals
befindet. Dazu wird das begrenzte ZF-Signal mit dem um π/2 phasenverschobenen
Ausgangssignal bei 42 multipliziert und bei 43 tiefpaßgefiltert.
Mit Hilfe einer Schwellwertschaltung wird aus dem Ausgangssignal des
Tiefpaßfilters
ein Steuersignal für
den Schalter 39 abgeleitet. Bei Überschreiten eines Schwellwertes wird
der Schalter 39 geöffnet,
so daß nur
noch der Phasendiskriminator 36 die PLL-Schaltung auf das Störsignal
regelt. Fällt
das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 43 wieder
unter den Schwellwert, wird das Ausgangssignal der Schwellwertschaltung 40 wieder hinzugefügt und der
Suchvorgang erneut eingeleitet.
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Im
Phasenregelkreis (PLL) wird ein PI-Regler benutzt, denn nur ein
derartiger Regler ist in der Lage, bei fehlendem Regelsignal die
Frequenz des Oszillators 33 für kurze Zeit zu speichern.
Ferner bewirkt dieser Regler eine von der Frequenz des Störsignals
unabhängige
konstante Phasenverschiebung um π/2
zwischen dem Störsignal
und dem Ausgangssignal des Oszillators 33. Diese konstante
Phasenverschiebung ist Voraussetzung für eine einwandfreie Funktion
der Einrasterkennung mit Hilfe der Baugruppen 42 bis 44.
Das Ausgangssignal des Oszillators 33 kann an einem Ausgang 46 entnommen werden
und beispielsweise dem Multiplizierer 8 (1) zugeführt werden.
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Bei
den in den 2 und 3 dargestellten Ausführungsbeispielen
ist bei einer Neuabstimmung des Radiolokaloszillators ein erneuter
Suchvorgang nach der Frequenz des Störers erforderlich. Bei stark schwankenden
Pegeln des Nutzsignals kann die Regelung der Störfrequenz ausrasten, so daß ebenfalls der
aufwendige Suchvorgang erneut gestartet wird. Bei den im folgenden
im Zusammenhang mit den 4 und 5 beschriebenen Ausführungsbeispielen wird
die Tatsache ausgenutzt, daß die
Störfrequenzen
eines Kraftfahrzeugs sich im wesentlichen über die Zeit nicht ändern, abgesehen
von dem gelegentlichen Ein- bzw. Ausschalten einzelner Aggregate. Dadurch
ist es möglich,
die Frequenzen sicher erkannter Störsignale in einer Störfrequenztabelle
zum späteren
Gebrauch abzulegen. Nach einer Neuabstimmung des Radios kann aufgrund
der Kenntnis von in der Vergangenheit bereits sicher erkannten Störsignalen
und deren absoluter Lage im UKW-Frequenzband die Frequenzregelung
sofort auf ein potentielles Störsignal
eingestellt werden.
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Ferner
kann bei stark bzw. schnell schwankenden Nutzsignalpegeln während derjenigen
Zeiten, in der ein Halten der Störfrequenz
aufgrund des im Vergleich zum Störsignal
zu hohen Nutzsignalpegels nicht mehr möglich ist, die Frequenzregelung
so nahe an der Störfrequenz
gehalten werden, daß ein sofortiges
Einrasten der Regelung bei wieder fallenden Nutzsignalpegeln möglich ist.
Außerdem
kann die Schaltung zur Störsignalunterdrückung aus
dem ZF-Signalweg herausgenommen werden, wenn kein Störsignal
empfangen wird. Dieses wird im folgenden "intelligente Störfrequenzregelung" genannt.
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Bei
den Ausführungsbeispielen
nach den 4 und 5 wird von der Regelung mit
einer PLL-Schaltung nach 3 ausgegangen,
die um ein Schaltwerk ergänzt
ist. Kern des Schaltwerks ist ein Mikroprozessor 51, der über einen
I2L-Busanschluß 52 den Zustand des
Autoradios auswerten kann – das
heißt,
unter anderem AM- oder FM-Betrieb sowie die eingestellte Lokaloszillatorfrequenz.
Das ZF-Signal wird über
einen Eingang 53 zugeführt.
Ein Amplitudendemodulator 54 und eine Schwellwertschaltung 55 dienen
dazu, dem Mikroprozessor 51 Informationen über den
Pegel des ZF-Signals zuzuführen.
Derartige Informationen stehen an einem separaten Ausgang bei gebräuchlichen
integrierten FM-Demodulatoren auch bereits zur Verfügung.
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Mit
der ZF-Pegelinformation ist es möglich, den
notwendigen Arbeitsbereich der gesamten Schaltung einzuschränken, denn
anhand von einmal gemessenen maximalen Störpegeln kann ein Nutzsignalpegel
festgelegt werden, ab dem eine Störunterdrückung mit hoher Wahrscheinlichkeit
nicht mehr nötig
bzw. sogar unsinnig ist, da sie eventuell zu falschen Ergebnissen
und damit zu zusätzlichen
Störungen
führt.
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Den
Zustand der Störfrequenzregelung
kann das Schaltwerk über
eine Einrasterkennungsschaltung abfragen, welche aus dem Phasendrehglied 56 einem
Multiplizierer 57, einem Tiefpaßfilter 58 und einer
Schwellwertschaltung 59 besteht. Wie bei den zuvor erläuterten
Schaltungen wird das ZF-Signal über
einen Begrenzer 60 geleitet. Die PLL-Schaltung besteht
aus einem steuerbaren Oszillator 61, einem Multiplizierer 62,
zwei Schleifenfiltern 63, 64, von denen mit Hilfe
eines Umschalters 65 eines wahlweise in den Regelkreis
eingeschaltet werden kann, und einem Integrator 66. Der
Umschalter 65 wird vom Mikroprozessor 51 gesteuert,
so daß zwei
Regelkreisbandbreiten eingeschaltet werden können. Zum Einschwingen wird
sinnvollerweise eine große
Regelkreisbandbreite gewählt,
anschließend
kann auf eine kleinere Bandbreite umgeschaltet werden, um den Kreis
unempfindlicher gegenüber
Nutzsignaleinflüssen
zu machen. Am Ausgang 67 des steuerbaren Oszillators 61 ist
ein Signal mit der Störfrequenz
fS abnehmbar.
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Bei
beiden Ausführungsbeispielen
besteht die Möglichkeit,
den Oszillator 61 durch den Mikroprozessor 51 auf
eine bestimmte Frequenz zu setzen. Bei dem Ausführungsbeispiel nach 4 erfolgt dieses mit Hilfe
eines Digital/Analog-Wandlers 68, dem vom Mikroprozessor
die Frequenz festlegende digitale Signale zugeführt werden. Die Regelschleife wird
dadurch unterbrochen, daß der
Umschalter 65 in die untere Stellung gebracht wird. Unmittelbar
nach dem Anlegen des entsprechenden Datenwortes an den Digital/Analog-Wandler
stellt sich die gewünschte
Frequenz des Oszillators 60 ein. Im Suchlauf werden die
Datenwörter
laufend inkrementiert.
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Ist
eine Störung
erkannt, wird der Integrator freigegeben und übernimmt die Feinregelung,
während
der Digital/Analog-Wandler seinen Ausgangswert beibehält. Rastet
die Regelschleife aus, so ist lediglich der Eingang des PI-Reglers 66 wieder
auf 0 zurückzusetzen
und der Oszillator 61 schwingt nach einer kurzen Zeit auf
der durch den Digital/Analog-Wandler 68 vorgegebenen Frequenz.
Dadurch bleibt die Frequenz in unmittelbarar Nähe der Störfrequenz. Hierbei handelt
es sich jedoch um eine Steuerung, so daß auftretende Frequenzdriften
des Oszillators 61 in Abhängigkeit von Zeit und Temparatur nicht
bzw. nur mit großem
Aufwand ausgeglichen werden können.
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Diese
Nachteile werden bei dem Ausführungsbeispiel
nach 5 dadurch vermieden,
daß anstelle
eines Digital/Analog-Wandlers ein Synthesizer verwendet wird, der
mit einem stabilen Referenzoszillator 70 aufgebaut ist.
Bei diesem Ausführungsbeispiel
steigen jedoch mit größerer Frequenzauflösung die
Einschwingzeiten relativ stark an. Der Synthesizer besteht aus einem
ersten Frequenzteiler 69, dessen Teilerverhältnis m
vom Mikroprozessor steuerbar ist. Die Frequenz des Referenzoszillators 70 wird
mit Hilfe eines weiteren Frequenzteilers 71 durch n geteilt.
Die Ausgangssignale beider Frequenzteiler 69, 71 werden
einem Multiplizierer 72 zugeführt, dessen Ausgang über ein
Tiefpaßfilter 73 mit dem
unteren Eingang des Umschalters 65 verbunden ist.
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Im
Suchlauf sind der Oszillator 61 und das Tiefpaßfilter 73 in
den Synthesizer eingebunden, so daß durch Variieren des Teilerverhältnisses
m die Frequenz des Oszillators 61 laufend geändert bzw. voreingestellt
wird. Bei erkanntem Störsignal
erhält der
PI-Regler 66 das Regelsignal nicht mehr aus der Synthesizerschleife,
sondern von dem als Phasendiskriminator wirkenden Multiplizierer 62.
Die eingestellte Frequenzinformation wird beim Umschalten voll übernommen,
da der PI-Regler 66 in diesem Fall als Frequenzspeicher
wirkt. Rastet die Regelschleife aus, wird der Eingang des PI-Reglers
wieder über den
Umschalter 65 mit der Synthesizerschleife verbunden, um
den Oszillator 61 wieder auf die vorgegebene Frequenz zu
steuern.
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Die
jeweils vorhandene Frequenz des Oszillators 61 kann über einen
digitalen Frequenzmesser 74, der den jeweiligen Wert der
Frequenz in ein digitales Signal umwandelt, dem Mikroprozessor 51 zugeführt werden.
In dem Mikroprozessor 51 ist eine Frequenztabelle 75 abgelegt,
die zuvor ermittelte Störfrequenzen
in Abhängigkeit
von der jeweiligen Empfangsfrequenz enthält. Über den Busanschluß 52 erhält der Mikroprozessor 51 Informationen über die
jeweils eingestellte Empfangsfrequenz bzw. die Frequenz des Lokaloszillators,
worauf der Mikroprozessor 51 aus der Frequenztabelle 75 die
dort zu erwartende Frequenz des Störsignals ausliest und diese über den
Digital/Analog-Wandler 68 (4)
bzw. über
den steuerbaren Frequenzteiler 60 um Setzen des Oszillators 61 ausgibt.
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6 stellt zwei Zeitdiagramme
dar, wobei das Diagramm a einen angenommenen Verlauf des Nutzsignals ûN(t) gegenüber dem zeitkonstanten Störsignal ûS(t) darstellt. Das Diagramm b zeigt den zeitlichen
Verlauf der Frequenz fVCO des Oszillators 61.
Zwischen dem Zeitpunkt t0 und t1 befindet
sich die Regelung im Suchlauf. Bei der Frequenz fVCO,dig erkennt
die Einrasterkennung das Störsignal
mit der Frequenz fS und schaltet in die
analoge Frequenzregelung mit großer Regelbandbreite um.
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Nach
Ablauf einer Zeit tu ist die Regelung weitgehend
eingeschwungen und es wird die Regelkreisbandbreite über den
Schalter 65 auf einen kleineren Wert umgeschaltet. Zum
Zeitpunkt t2 ist der Nutzsignalpegel so
groß geworden,
daß die
Einrasterkennung das Störsignal
nicht mehr erkennen kann und der Mikroprozessor die Regelung in
einen Zustand "digitales
Halten" umschaltet.
Die Frequenz des Oszillators 61 wird auf den gespeicherten
Wert fVCO,dig gezogen. Zum Zeitpunkt t3 kann die Einrasterkennung das Störsignal
wieder innerhalb des Nutzsignalspektrums erkennen, so daß das Schaltwerk wieder
in den Zustand der analogen Frequenzregelung übergeht.
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Die
jeweils vorhandene Frequenz fS des Störsignals
ist bei beiden Ausführungsbeispielen (4 und 5) entweder aus dem Datenwort des Digital/Analog-Wandlers,
dem Teilerwert des Synthesizers oder aus dem Ausgangswert der Frequenzmeßeinrichtung 74 abzulesen.
Um dafür
zu sorgen, daß sich
die Oszillatorfrequenz während^des
Empfangs eines hohen Nutzsignalspegels nicht weiter als der Fangbereich
von der Frequenz des Störsignals
entfernt, genügt
an sich eine niedrige Auflösung
bei der Messung der Frequenz des Störsignals. Da jedoch auch der
Einschwingvorgang der Regelung bei bereits im Signalweg liegender
Störunterdrückung störend ist,
ist es vorteilhaft, dabei eine möglichst
feine Frequenzauflösung
vorzusehen.
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Für beide
Ausführungsbeispiele
der intelligenten Störfrequenzregelung
gilt das in 7 dargestellte
vereinfachte Zustandsdiagramm. Wird das Radio auf einen neuen UKW-Sender
abgestimmt (Sendersuchlauf 81), so wird bei 82 zunächst geprüft, ob innerhalb
der ZF-Bandbreite um den neu abgestimmten Sender herum bereits früher Störsignale
erkannt wurden und in die Tabelle eingetragen sind. Ist dieses nicht
der Fall, wird bei 83 ein Suchlauf der PLL-Schaltung gestartet.
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Befinden
sich jedoch ein oder mehrere entsprechende Störsignale in der Tabelle, ist
anhand der eingestellten Lokaloszillatorfrequenz des Radios und der
gespeicherten Frequenz des Störsignals
deren vermutliche Lage im ZF-Spektrum zu berechnen, worauf der Oszillator 61 bei 84 nacheinander
auf die berechneten Frequenzen abgestimmt wird. Daraufhin wird bei 85 geprüft, ob der
ZF-Pegel zu groß ist.
Falls dieses der Fall ist, beharrt das Schaltwerk in dem Zustand 85,
bis der ZF-Pegel kleiner geworden ist. Danach wird bei 86 gefragt,
ob die Regelschleife eingerastet bzw. ein Störsignal innerhalb der festgelegten Zeit
gefunden worden ist. Ist dieses nicht der Fall, wird bei 87 gefragt,
ob weitere Tabelleneinträge
existieren. Ist dieses der Fall, werden die Schritte 84, 85 und 86 wiederholt.
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Existieren
keine weiteren Tabelleneinträge, wird
bei 83 ein analoger PLL-Suchlauf gestartet, bei dem laufend
gefragt wird (88), ob ein Störsignal gefunden wurde. Erst
wenn dieses der Fall ist, wird die Frequenz des Störsignals
bei 89 in die Tabelle eingetragen.
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Sowohl
nach dem Schritt 89 als auch nach dem Schritt 86 beginnt
ein analoges Halten der Oszillatorfrequenz des Störsignals
bei 90, worauf bei 91 geprüft wird, ob der ZF-Pegel nicht
zu groß ist.
Solange dieses zutrifft, wird das Halten der Frequenz fortgesetzt.
Trifft dieses jedoch nicht mehr zu, wird bei 92 die Frequenz
digital gehalten (t2 bis t3 in 6b). Bei 93 wird
geprüft,
ob das digitale Halten bereits länger als
eine vorgegebene Zeit Tmax dauert und der
ZF-Pegel im zulässigen
Bereich ist. Ist diese Bedingung nicht erfüllt, wird bei 91 nochmals
gefragt, ob der ZF-Pegel nicht zu groß ist und ob der Regelkreis
eingerastet ist. Ist jedoch die Bedingung erfüllt, wird bei 83 ein
neuer analoger Suchlauf gestartet.
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Mit
der intelligenten Störfrequenzregelung kann
auch verhindert werden, daß die
Regelung fälschlicherweise
beispielsweise auf einen momentan unmodulierten Träger oder
dessen Stereohilfsträger
einrastet. Da beim Suchlauf die aktuelle Frequenz des Oszillators
der intelligenten Störfrequenzregelung
immer bekannt ist, kann diese beispielsweise bestimmte Frequenzbereiche
dadurch ausblenden, daß der
Suchlauf der Störfrequenzregelung
bei bestimmten Frequenzen nicht angehalten wird oder diese Bereiche übersprungen
werden.
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Wie
bereits erwähnt,
muß für eine maximale Dämpfung des
Störsignals
der Frequenzversatz des ZF-Signals vor dem Kerbfilter f0 +
fS betragen. Bei dem Ausführungsbeispiel
nach 2 wird diese Frequenz
direkt erzeugt, während
das Ausführungsbeispiel
nach 3 lediglich die
Frequenz fS des Störers liefert. Die Frequenzumsetzung
nach f0 + fS kann,
wie in 1 dargestellt
(Funktionsgruppen 8 bis 10), erfolgen. Bei dem
Ausführungsbeispiel
nach 8 wird im Gegensatz
dazu eine wesentlich aufwendigere Lösung zur Frequenzumsetzung
verwendet. Die Frequenzumsetzung des ZF-Signals, die Filterung und
die rückläufige Frequenzumsetzung
des ZF-Signals erfolgen wie bei dem Ausführungsbeispiel nach 1. Die Gewinnung der Frequenz
fS des Störsignals erfolgt nach einer
Amplitudenbegrenzung bei 35 mit Hilfe einer PLL-Schaltung 100,
wofür ein
Ausführungsbeispiel
in 3 angegeben ist.
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Ein
Frequenzzähler 101 mißt nach
Freigabe durch die Störfrequenzregelung
die Frequenz des Störsignals
mit einer Genauigkeit, die mindestens gleich der Kerbfilterbandbreite
ist. Anschließend
wird mit dieser Frequenz ein Synthesizer über Teilerfaktoren j, m und
n derart programmiert, daß dessen
Ausgangsfrequenz genau fS + f0 beträgt. Der
Synthesizer wird von einem Referenzoszillator 102 gebildet,
der mit zwei PLL-Schaltungen, bestehend jeweils aus einem steuerbaren
Oszillator 103, 104, je einem Schleifenfilter 105, 106,
je einem Multiplizierer 107, 108 und je einem
programmierbaren Frequenzteiler 109, 110, verbunden
ist. Die Frequenz des steuerbaren Oszillators 103 wird
in einem weiteren steuerbaren Frequenzteiler 111 geteilt.
Zur Zusammenfassung beider Frequenzen dienen weitere Multiplizierer 112, 115,
die innerhalb einer weiteren PLL-Schaltung liegen, die im übrigen aus
einem weiteren steuerbaren Oszillator 113 und einem weiteren
Schleifenfilter 114 besteht. Der Oszillator 113 wird
durch den Synthesizer 102 bis 112 sowie durch
die weitere PLL-Schaltung auf die Frequenz fLO =
(j + n/m)fref geregelt.
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Der
wesentliche Vorteil des Ausführungsbeispiels
gemäß 8 liegt darin, daß nach erfolgreicher
Programmierung des Synthesizers die Störunterdrückung vollkommem unabhängig vom
Zustand der Störfrequenzregelung
arbeitet. Selbst bei starkem Fading des Nutzsignals bleibt das Kerbfilter
immer genau auf der über
der Zeitkonstantenfrequenz des Störsignals positioniert.
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Das
Kerbfilter selbst ist vorzugsweise ein Quarzfilter, dessen Amplituden-
und Phasengang in 9 dargestellt
ist. f0 wurde dabei mit 1MHz gewählt. Ferner
zeigt 9 ein Ersatzbild
des Quarzfilters mit folgenden Größen Ri =
Ra = 32kΩ,
C0 = 5pF, R = 400Ω, C = 10fF und L = 2,533H.