DE3905860C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Spannungsüberlagerungsschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Ein elektronischer Kanalwähler oder Tuner bei z. B. einem Flüssigkristall-Fernsehempfänger besteht im wesentlichen aus einem Abstimmkreis, einem Empfangsoszillator und einem Mischkreis. Im Abstimmkreis wird eine Resonanzfrequenz entsprechend den Frequenzen eines gewählten Fernsehkanals variiert. Zum Ändern der Resonanzfrequenz legt ein Kanalwählkreis eine Abstimmspannung an den Abstimmkreis an, speziell eine Vorspannung an eine im Abstimmkreis vorhandene variable Diode. Eine Schwingfrequenz des Empfangsoszillators ist Schwankungen in Abhängigkeit von Umgebungstemperatur, Alterung seiner Bauelemente und dgl. unterworfen. Zur Aufrechterhaltung einer einwandfreien Überlagerungsschwingungsfrequenz ist ein automatischer Feinabstimm- bzw. AFA-Kreis vorgesehen, der eine AFA-Spannung zum Korrigieren der Schwingungsfrequenzabweichung der genannten Faktoren erzeugt und diese Spannung dem elektronischen Tuner einspeist.

Der AFA-Kreis erfaßt eine Abweichung von einer Mittenfrequenz einer vom elektronischen Tuner abgenommenen Zwischenfrequenz (ZF) und erzeugt eine der erfaßten Abweichung proportionale Gleichspannung (AFA- Spannung). Letztere steuert die Überlagerungsschwingungsfrequenz des Tuners so, daß die Abweichung der Mittenfrequenz f0 der Zwischenfrequenz f0 aufgehoben wird. Als Ergebnis wird die Zwischenfrequenz stabilisiert.

Fig. 1 veranschaulicht eine Beziehung zwischen einer AFA-Spannung und einer Verschiebung der Mittenfrequenz f0 der Zwischenfrequenz. In der graphischen Darstellung von Fig. 1 sind auf der Ordinate die AFA-Spannung und auf der Abszisse die Verschiebung der Mittenfrequenz f0 aufgetragen. V0 gibt eine Bezugsspannung an, welche die Mittenfrequenz f0 darstellt (58,75 MHz nach Japanischer Fernsehnorm). Wenn sich die Mittenfrequenz eines vom elektronischen Tuner abgegebenen ZF-Signals, wie aus der graphischen Darstellung hervorgeht, von der Mittenfrequenz f0 zur höheren Seite (+) hin verschiebt, liefert der AFA-Kreis eine AFA-Spannung, die niedriger ist als die Spannung V0. Bei einer Verschiebung zur niedrigeren Seite (-) hin liefert der AFA-Kreis dagegen eine AFA-Spannung, die höher ist als die Spannung V0. Auf diese Weise wird ein vorherbestimmter Mitziehbereich zum Stabilisieren der Zwischenfrequenz durch die AFA-Spannung aufgestellt.

Elektronische Tuner mit dem beschriebenen Aufbau lassen sich in zwei Arten einteilen. Die eine Tuner-Art ist mit zwei Eingangsklemmen versehen, von denen die eine eine AFA-Spannung und die andere eine Abstimmspannung abnimmt. Die andere Tuner-Art weist nur eine Eingangsklemme zum Abnehmen einer Abstimmspannung auf. Dieser letztere Tuner benötigt eine Schaltung zum Einstellen einer Abstimmspannung unmittelbar mittels einer AFA-Spannung, d. h. eine Spannungsüberlagerungsschaltung zum Überlagern der Abstimmspannung mit einer AFA-Spannung.

Ein Beispiel für eine Spannungsüberlagerungsschaltung ist nachstehend beschrieben. Eine Kanalwähl-Spannungsklemme nimmt eine Kanalwählspannung ab, die erzeugt wird, wenn ein Fernseh-Zuschauer einen Kanalwählknopf des Fernsehempfängers zum Einstellen des von ihm gewünschten Kanals von Hand betätigt. Diese Klemme ist mit der Basis eines ersten npn-Transistors verbunden, der am Kollektor an eine erste Spannungsquelle angeschlossen ist, während sein Emitter über einen ersten Widerstand an einer Abstimmspannungsklemme des elektronischen Tuners liegt. Eine AFA-Spannungsklemme nimmt eine AFA-Spannung von einem AFA-Kreis ab. Die AFA-Spannungsklemme ist mit einem Verbindungspunkt zwischen zweiten und dritten Widerständen verbunden, die in Reihe zwischen eine zweite Spannungsquelle und einen Bezugspotentialpunkt geschaltet sind. Der Verbindungspunkt zwischen zweitem und drittem Widerstand ist über einen vierten Widerstand an den Emitter eines zweiten npn- Transistors angeschlossen, der seinerseits an seinem Kollektor mit der Abstimmspannungsklemme des elektronischen Tuners verbunden ist. Die Basis des zweiten Transistors ist mit einem Verbindungspunkt zwischen fünften und sechsten Widerständen verbunden, die in Reihe zwischen die zweite Spannungsquelle und den Bezugspotentialpunkt geschaltet sind. Der Emitter des zweiten Transistors ist über einen siebten Widerstand an den Bezugspotentialpunkt angeschlossen.

Bei dieser beschriebenen Spannungsüberlagerungsschaltung entspricht eine an der Verzweigung zwischen zweitem und drittem Widerstand auftretende Spannung der Spannung V0. Diese Spannung hängt von einem Widerstandsverhältnis der genannten Widerstände ab. Ein vom ersten Widerstand zum Kollektor des zweiten Transistors fließender Strom variiert in Abhängigkeit von der an die AFA-Spannungsklemme angelegten AFA-Spannung. Eine Änderung der an die Abstimmspannungsklemme des Tuners angelegten Abstimmspannung liefert eine Spannungskomponente zur automatischen Einstellung einer Überlagerungsschwingungsfrequenz des Tuners. Wenn angenommen wird, daß der Widerstandswert des ersten Widerstands gleich R und ein vom ersten Widerstand zum Kollektor des zweiten Transistors fließender Strom gleich I sind, betragen eine Änderung des Stroms IΔI und eine Änderung der Abstimmspannung, d. h. eine AFA-Spannungskomponente, R×ΔI.

Ein anderes Beispiel für die Spannungsüberlagerungsschaltung ist im folgenden beschrieben. Eine Kanalwähl-Spannungsklemme zum Abnehmen einer Kanalwählspannung ist über einen achten Widerstand mit einer Abstimmspannungsklemme eines elektronischen Tuners verbunden. Eine AFA-Klemme ist mit einem Verbindungspunkt zwischen neunten und zehnten Widerständen verbunden, die in Reihe zwischen eine dritte Spannungsquelle und das Bezugspotential geschaltet sind. Der Verbindungspunkt ist über einen elften Widerstand mit der Abstimmspannungsklemme des Tuners verbunden.

Wenn ein Widerstandswert des achten Widerstands zu R′ und ein vom achten Widerstand zu elften Widerstand fließender Strom zu I′ vorausgesetzt werden, bestimmt sich dann, wenn die Spannung V0 am Verbindungspunkt zwischen neuntem und zehntem Widerstand auftritt, eine AFA-Spannungskomponente zu R′×ΔI′.

Die Beziehungen zwischen der Abstimmspannung und den Frequenzen der Fernsehkanäle sind in Fig. 2 dargestellt, in welcher eine Abstimmspannung VT auf der Ordinate und eine Kanalzahl auf der Abszisse aufgetragen sind. Eine Kurve A gibt eine Änderung der Abstimmspannung VT im VHF-Tiefband an; eine Kurve B steht für eine Änderung der Abstimmspannung VT im VHF-Hochband, und eine Kurve C steht für eine Änderung der Abstimmspannung VT im UHF-Band.

Ersichtlicherweise sind diese, die Abstimmspannung/Kanalzahl- Kennlinien darstellenden Kurven nicht-linear, wobei eine Änderung der Abstimmspannung VT entsprechende Frequenzänderung um so größer wird, je höher die Kanalzahl ist. Im Tunerbetrieb im AFA-Modus ist der Mitziehbereich bei den niedrigeren Kanalzahlen weit, während er bei den höheren Kanalzahlen schmal ist, weil die variierte Spannungskomponente z. B. R×ΔI über den Gesamtbereich der Kanalzahlen hinweg konstant ist. Die ungleichförmigen AFA-Mitziehbereiche gestalten die Empfangseigenschaften des Fernsehgeräts über den Bereich der Fernsehkanäle ungleichmäßig. Dies bedeutet, daß einige Kanäle mit zufriedenstellender Wiedergabe, andere Kanäle aber mit unzufriedenstellender Wiedergabe empfangen werden.

Eine Spannungsüberlagerungsschaltung der eingangs genannten Art ist aus Borg, A. N., "A low cost varactor tuning system for television" in IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. CE-24, No. 1, 1978, Seiten 68-73, bekannt. Bei dieser Schaltung wird aber keine Überlagerung der AFA-Spannung durchgeführt, welche von der Impulsdauer eines Abstimmungssignals abhängt.

Aus der US 44 50 587 ist eine Abstimmschaltung bekannt, die eine relativ gleichmäßige automatische Feinabstimmung erlaubt. Hierzu wird die Abstimmempfindlichkeit des Tuners in bezug auf Änderungen in der AFA-Spannung möglichst gleichmäßig für einen gegebenen Frequenzbereich gemacht. Im einzelnen wird dazu die Verstärkung zwischen dem Ausgangssignal einer AFA-Schaltung und dem Zwischenfrequenz-Ausgangssignal eines Tuners, also der Verstärkungsgrad einer AFA-Komponente in der Abstimmspannung, verändert, wobei eine Reihenschaltung aus einem Schalter und einem ersten Widerstand zwischen dem negativen Eingangsanschluß des Verstärkers eines Tiefpaßfilters und der AFA-Schaltung vorgesehen ist und ein zweiter Widerstand parallel zu dieser Reihenschaltung liegt. Die Breite eines Q-Impulssignales ändert sich abhängig vom Zustand des Schalters mit den jeweiligen Kanälen, um so den Verstärkungsgrad der AFA-Spannung zu verändern. So wird die Zeitdauer während der der zweite Widerstand parallel zum ersten Widerstand liegt, mittels des Schalters derart gesteuert, daß sich der effektive Widerstandswert eines Kopplungsnetzwerkes verändert, um so den Verstärkungsgrad der AFA-Spannung zu verändern.

Weiterhin ist in Timmermann, F.: "Digitales Programmspeicher- System" in "Funkschau", 1977, Heft 17, Seiten 769 bis 771 ein digitales Programmspeicher-System beschrieben, bei dem sich das Tastverhältnis von Impulsen entsprechend jeweiligen Bändern verändert, wobei aber keine Überlagerung einer AFA-Spannung auf Impulse vorgenommen wird. Im einzelnen wird zwar die Anregung gegeben, einen analogen Umschalter einzusetzen, um eine AFA-Einstellspannung der Abstimmspannung zu überlagern. Es findet sich aber kein Hinweis, wo dieser Umschalter vorzunehmen wäre oder wie die Überlagerung mittels des Umschalters genau vorgenommen werden könnte.

Aus Penner, L., "Digital television tuner uses MOS LSI and novolatile memory" in Electronics, 1976, April 1, Seiten 86-90, ist eine Schaltungsanordnung bekannt, bei der eine Spannung, die durch Glätten des Ausgangssignales eines 4-Bit-Pulsbreitenmodulators erhalten ist, auf ein Ausgangssignal eines 10-Bit-Pulsbreitenmodulators überlagert wird.

Schließlich ist aus US 35 91 858 ein Impulswandler bekannt, der im wesentlichen aus zwei Zweigen, nämlich einerseits Transistoren und andererseits einem Inverter, besteht.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Spannungsüberlagerungsschaltung für einen elektronischen Tuner zu schaffen, bei welcher der AFA-Mitziehbereich über den Gesamtbereich der Kanalzahlen oder Frequenzbänder hinweg gleichförmig ist.

Diese Aufgabe wird bei einer Spannungsüberlagerungsschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 erfindungsgemäß durch die in dessen kennzeichnendem Teil enthaltenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Patentansprüchen 2 bis 12.

Bei der erfindungsgemäßen Spannungsüberlagerungsschaltung ändert sich ein Impuls-Tastverhältnis eines Impulssignals für Kanalwahl für jeden Kanal derart, daß sich ein Verhältnis von Durchschalt-Sperrperiode eines ersten Transistors für jeden Kanal ändert. Demzufolge besitzt ein über den Lastwiderstand fließender Hauptstrom der Transistoreinheit eine konstante Größe, während sich jedoch eine Fließperiode des Hauptstroms für jeden Kanal ändert. Von diesem Merkmal des Hauptstroms der Transistoreinheit wird Gebrauch gemacht. Von dem Lade/Entladestrom des Kondensators im Filter wird eine AFA- Betriebskomponente variiert, um eine Änderung der AFA-Spannung für jeden Kanal zu steuern. Auf diese Weise kann ein AFA-Mitziehbereich für alle Fernsehkanäle vergleichmäßigt werden.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 eine graphische Darstellung einer Beziehung zwischen einer AFA-Spannung und einer Frequenzabweichung von der Mittenfrequenz der Zwischenfrequenz,

Fig. 2 eine graphische Darstellung von Beziehungen zwischen einer Abstimmspannung und Kanalzahlen,

Fig. 3 ein Schaltbild einer einer Ausführungsform der Erfindung entsprechenden Spannungsüberlagerungsschaltung für einen elektronischen Kanalwähler oder Tuner,

Fig. 4A bis 4C graphische Darstellungen eines Kanalwähl- Impulssignals, einer Kanalwählspannung bzw. eines Änderungsbereichs einer AFA-Spannung bei niedrigen Kanalzahlen,

Fig. 5A bis 5C graphische Darstellungen eines Kanalwähl- Impulssignals, einer Kanalwählspannung bzw. eines Änderungsbereichs einer AFA-Spannung bei mittleren Kanalzahlen,

Fig. 6A bis 6C graphische Darstellungen eines Kanalwähl- Impulssignals, einer Kanalwählspannung bzw. eines Änderungsbereichs einer AFA-Spannung bei hohen Kanalzahlen,

Fig. 7 eine graphische Darstellung einer Beziehung zwischen einer Abstimmspannung und einem Impuls- Tastverhältnis,

Fig. 8 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform der Erfindung und

Fig. 9A bis 9B Schaltbilder noch einer anderen Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 3 veranschaulicht eine für einen elektronischen Tuner vorgesehene Spannungsüberlagerungsschaltung, die an einen elektronischen Tuner 11 mit einer Abstimmspannungsklemme T als Spannungsspeiseklemme zum Abnehmen einer Spannung für Kanalwahl angeschlossen ist. Der Tuner 11 nimmt ein Hochfrequenzsignal von einer nicht dargestellten Antenne an einer nicht dargestellten Hochfrequenz- oder HF-Eingangsklemme ab und liefert ein Zwischenfrequenzsignal an einer nicht dargestellten Zwischenfrequenz- oder ZF-Ausgangsklemme.

In der Spannungsüberlagerungsschaltung wird ein Kanalwähl-Impulssignal an eine Eingangsklemme 12 angelegt, die mit der Basis eines npn-Transistors Q11 verbunden ist, der in Abhängigkeit vom Kanalwählimpuls geschaltet wird. Der Transistor Q11 ist am Emitter mit einem Bezugspotentialpunkt verbunden. Der Kollektor des Transistors Q11 ist über einen Lastwiderstand R11 mit einer Spannungsquelle (+)B verbunden. Der Kollektor des Transistors Q11 ist an ein Gleichrichterfilter mit einem Widerstand R12 und einem Kondensator C11 angeschlossen. Über dieses Filter erscheint eine Gleichspannung, die der Dauer der Sperrperiode des Transistors Q11 proportional ist, an der Ausgangsklemme des Kondensators C11, d. h. an einem Verbindungspunkt von Widerstand R12 und Kondensator C11. Die Gleichspannung entspricht einer Kanalwählspannung bei der herkömmlichen Schaltung. Die über den Kondensator C11 liegende Spannung wird an die Basis eines npn-Transistors Q12 angelegt, dessen Emitter über einen Widerstand R13 mit dem Bezugspotentialpunkt verbunden ist, während sein Kollektor an die Spannungsquelle (+)B angeschlossen ist. Die am Emitter des Transistors Q12 erscheinende Gleichspannung wird über einen Glättungskreis aus einem Widerstand R14 und einem Kondensator C12 zur Abstimmspannungsklemme T geleitet.

Ein Schaltkreis mit Transistoren Q21 bis Q26 wandelt eine an einer Eingangsklemme 13 erscheinende automatische Feinabstimm- bzw. AFA-Spannung in einen entsprechenden Strom um und speist diesen dem Gleichrichterfilter zu. Die Klemme 13 ist über einen Widerstand R21 mit der Basis des pnp-Transistors Q21 gekoppelt, dessen Kollektor mit dem Bezugspotentialpunkt verbunden ist. Eine der AFA-Spannung VAFT proportionale Spannung wird vom Emitter dieses Transistors Q21 erhalten und über eine Reihenschaltung aus Widerständen R23 und R24 an die Basis eines Pegelschiebe-pnp-Transistors Q22 angelegt.

Der Transistor Q22 ist an der Basis mit der einen Seite eines Kondensators C21 verbunden, dessen andere Seite mit dem Bezugspotentialpunkt verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q22 ist über einen Widerstand R27 mit einer Spannungsquelle Vcc verbunden. Der Kollektor des Transistors Q22 ist über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R26 und einer Diode D23 an den Bezugspotentialpunkt und weiterhin über einen Widerstand R25 an die Basis eines npn-Transistors Q23 für AFA- Spannungsüberlagerung angeschlossen. Der Emitter dieses Transistors Q23 ist über eine Reihenschaltung aus Widerständen R28 und R29 an den Bezugspotentialpunkt angeschaltet. Der Kollektor des Transistors Q23 ist mit dem Kollektor des Transistors Q11 verbunden. Mit dieser Verbindungsart wird der Transistor Q23 während der Sperrperiode des Transistors Q11 durchgeschaltet, um die AFA-Spannung VAFT in einen Strom umzuwandeln und diesen dem Gleichrichterfilter zuzuspeisen.

Eine Eingangsklemme 14 für eine Bandwählspannung ist über einen Widerstand R30 mit der Basis des npn-Transistors Q25 verbunden, dessen Basis auch über einen Widerstand R31 am Bezugspotentialpunkt liegt, während der Emitter unmittelbar mit dem Bezugspotentialpunkt verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q25 ist mit einem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R28 und R29 verbunden. Demzufolge wird eine an der Klemme 14 eingespeiste Bandwählspannung über die Widerstände R30 und R31 sowie den Transistor Q25 dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R28 und R29 aufgeprägt.

Der Emitter des Transistors Q21 liegt über einen Widerstand R22 an der Spannungsquelle Vcc an. Eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R32 und einer Diode D21 ist zwischen die Basis des Transistors Q22 und die Spannungsquelle Vcc geschaltet. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R23 und R24 ist über eine Diode D22 und eine Kollektor- Emitterstrecke des npn-Transistors Q24 an den Bezugspotentialpunkt angeschlossen.

Eine eine AFA-Abschaltspannung abnehmende Klemme 15 ist mit der Basis des npn-Transistors Q26 verbunden, dessen Emitter an den Bezugspotentialpunkt angeschlossen ist, während sein Kollektor mit der Anode der Diode D21 und auch der Basis des Transistors Q24 verbunden ist.

Im folgenden ist die Arbeitsweise der beschriebenen Spannungsüberlagerungsschaltung erläutert. Die Fig. 4A, 5A und 6A veranschaulichen jeweils Wellenformen des Kanalwähl- Impulssignals zum Wählen der niedrigen, mittleren und hohen Kanäle. Wie dargestellt, weist das Kanalwähl- Impulssignal für unterschiedliche Kanalzahlen verschiedene Tastverhältnisse auf. Die Fig. 4B, 5B und 6B veranschaulichen jeweils Kanalwählspannungen in Verbindung mit den Kanalwähl-Impulssignalen gemäß den Fig. 4A, 5A bzw. 6A. Die Fig. 4C, 5C und 6C veranschaulichen die jeweiligen Änderungsbereiche einer AFA-Spannung in Verbindung mit den Kanalwähl-Impulssignalen gemäß den Fig. 4A, 5A bzw. 6A.

Die Fig. 4A bis 4C veranschaulichen die Arbeitsweise der Spannungsüberlagerungsschaltung für den Fall, daß ein niedriger Kanal in einem Fernsehband (z. B. Kanal 1 im VHF-Tiefband) gewählt ist. Im Betrieb wird dabei ein in Fig. 4A gezeigtes Kanalwähl-Impulssignal der Klemme 12 aufgeprägt. In Abhängigkeit von diesem Impulssignal wird der Transistor Q11 wiederholt durchgeschaltet, so daß er gemäß Fig. 4B ein Impulssignal D (ausgezogene Linie) erzeugt. Das Impulssignal D verursacht weiter eine ebenfalls in Fig. 4B gezeigte Kanalwählspannung Va. Eine Änderung einer Abstimmspannung VT und eines Bereichs einer Änderungsspannung ΔVT aufgrund der Änderung einer AFA-Spannung sind in Fig. 4C dargestellt.

Wenn gemäß Fig. 4A eine niedrige Kanalfrequenz gewählt ist, ist eine Impulsperiode (Niedrigpegelperiode) des Kanalwähl-Impulssignals kürzer als eine invertierte Periode (Hochpegelperiode). Der Transistor Q11 invertiert das Impulssignal einer solchen Wellenform. Dementsprechend ist eine Wellenform eines Impulssignals, das am Kollektoranschluß des Transistors Q11 (ausgezogene Linie D in Fig. 4B) erscheint, die Inversion der Wellenform des Impulssignals gemäß Fig. 4A. Eine Hochpegelperiode T1 des Ausgangsimpulses D entspricht der Sperrperiode des Transistors Q11. Während dieser Periode T1 wird eine Spannung von der Spannungsquelle (+)B über den Widerstand R11 an den Kondensator C11 angelegt, um letzteren aufzuladen. Während einer Niederpegelperiode T2 befindet sich der Transistor Q11 im Durchschaltzustand. Während dieser Periode T2 wird der Kondensator C11 über den Transistor Q11 entladen. Das Laden/Entladen des Kondensators C11 erfolgt längs einer ausgezogenen eingezeichneten Kurve E in Fig. 4B. Demzufolge erscheint an der Ausgangsklemme des Kondensators C11 eine mittlere Spannung (strichpunktierte Linie in Fig. 4B) als Gleichspannung (Kanalwählspannung Va), die durch ein Verhältnis der Perioden T1 und T2 bestimmt wird.

Eine AFA-Spannung VAFT erscheint an der Basis des Transistors Q22 über eine Strecke aus dem Widerstand R21, der Basis-Emitterstrecke des Transistors Q21 und den Widerständen R23 und R24. Der Transistor Q22 liefert am Kollektor die durch die Diode D23 pegelverschobene AFA- Spannung. In Abhängigkeit von der pegelverschobenen AFA-Spannung wird der Transistor Q23 zur Herstellung einer Stromstrecke geschlossen. Während der Sperrperiode des Transistors Q11 schaltet diese Strecke den vom Widerstand R11 zum Widerstand R12 fließenden Strom in Nebenschluß, um damit den Ladestrom zum Kondensator C11 einzustellen. Infolgedessen enthält die an der Ausgangsklemme des Kondensators C11 erscheinende Spannung, d. h. eine an der Basis des Transistors Q12 erscheinende Spannung Va′ (Fig. 3), die Überlagerung einer Änderung der AFA-Spannung VAFT zur Kanalwählspannung Va.

Es sei angenommen, daß mit Ic der Arbeitsstrom des Transistors Q23, dann, wenn die AFA-Spannung gleich V0 ist, bezeichnet ist. Eine von einer Änderung oder einer Pegelverschiebung der AFA-Spannung abhängende Änderung ΔIc des Arbeitsstroms Ic besitzt eine feste Größe. In diesem Fall schaltet der Transistor Q23 nur während der Sperrperiode T1 des Transistors Q11 durch. Der Ladestrom wird daher während der Sperrperiode T1 durch eine Größe der Änderung ΔIc eingestellt. In Fig. 4B bezeichnet ein schraffierter Abschnitt F eine Spannungsänderung, die größenmäßig der Änderung ΔIc des Arbeitsstroms Ic des Transistors Q23 entspricht. Die als ΔVT bezeichnete Spannungsänderung ist in Fig. 4C durch zwei parallele gestrichelte Linien definiert. Wie dargestellt, liegt die Änderung ΔVT auf beiden Seiten der Bezugsabstimmspannung V0 (ausgezogene Linie in Fig. 4C) vor, welche die Mittenfrequenz f0 der Zwischenfrequenz darstellt oder bestimmt. Innerhalb des Bereichs der Spannungsänderung ΔVT wird die Abstimmspannung VT eingestellt. Dieser Spannungsbereich ΔVT gibt somit einen AFA-Mitziehbereich an.

Die Fig. 5A bis 5C veranschaulichen die Arbeitsweise der Spannungsüberlagerungsschaltung für den Fall, daß ein zwischen den niedrigen und hohen Kanälen vorliegender mittlerer Kanal im Fernsehband gewählt ist. Im dargestellten Fall ist beispielsweise der Kanal 2 im VHF- Tiefband gewählt. Gemäß Fig. 5A ist eine Impulsperiode (Niederpegelperiode) des Kanalwähl-Impulssignals länger als diejenige im niedrigen Kanal. Demzufolge ist ein mittlerer Pegel der Kanalwählspannung Va, die auf dem Kanalwähl-Impulssignal beruht, höher als derjenige im niedrigen Kanal. Außerdem ist auch die Größe (schraffierter Abschnitt in Fig. 5B) des Einstellstroms für den Lade/Entladestrom des Kondensators C11 groß, so daß gemäß Fig. 5C der Bereich der AFA-Spannungsänderung ΔVT für die Abstimmspannung VT erweitert ist.

Wenn ein hoher (hochzahliger) Kanal im Fernsehband empfangen wird, ist die Impulsperiode (Niederpegelperiode) des Kanalwählsignals gemäß Fig. 6A weiter verbreitert. Damit erhöht sich die Kanalwählspannung Va, und sie nähert sich der Spannung an der Stromquelle (+)B an (vgl. Fig. 6B). Die Stromänderung ΔIc liegt für eine verlängerte Zeitdauer vor. Infolgedessen ist die Breite der Änderung ΔVT der Abstimmspannung VT gemäß Fig. 6C weiter vergrößert.

Wie sich aus der vorstehenden Beschreibung ergibt, nutzt die Spannungsüberlagerungsschaltung die Tatsache, daß sich die Sperrperiode des Transistors Q11 mit der gewählten Kanalzahl ändert. Die Dauer einer Änderung ΔIc des Arbeitsstroms Ic des Transistors Q23, der zur Erzeugung einer Änderung der AFA-Spannung dient, ändert sich in Übereinstimmung mit der Änderung der Sperrperiode des Transistors Q11. Infolgedessen kann eine für den gewählten Kanal geeignete Änderung der AFA-Spannung erhalten und dem Tuner aufgeprägt werden. Mit dem vorstehend beschriebenen Merkmal sind die AFA-Mitziehbereiche, die unabhängig von den Eichkennlinien gemäß Fig. 2 für alle Kanäle in den Fernsehbändern gleichmäßig sind, erfolgreich realisiert. Dies zeigt an, daß ein Zuschauer das Fernsehprogramm jedes beliebigen Kanals mit gleicher Empfangscharakteristik betrachten kann.

Fig. 7 veranschaulicht die Beziehungen zwischen der Abstimmspannung und dem Impuls-Tastverhältnis. In Fig. 7 sind auf der Ordinate eine Spannung und auf der Abszisse ein Tastverhältnis (%) aufgetragen. Wie aus dieser graphischen Darstellung hervorgeht, wird der Bereich einer Änderung (mit ΔVT bezeichnet und durch zwei strichpunktierte Linien definiert) der AFA-Spannung VAFT in bezug auf die Abstimmspannung um so weiter, je größer das Tastverhältnis ist. Infolgedessen kann ein für die Charakteristika gemäß Fig. 2 zweckmäßiger AFA-Spannungsbereich eingestellt werden. In Fig. 7 zeigt VAFT(-) an, daß die an der Klemme 13 anliegende AFA-Spannung sich zur negativen Seite (-) hin ändert. Ebenso zeigt VAFT(+) an, daß sich die AFA-Spannung zur positiven Seite (+) hin ändert. Je weiter der Bereich der AFA-Spannung VAFT ist, um so stärker erhöht sich die Spannung Va.

Im AFA-Betrieb zeigt die AFA-Abschaltspannung einen hohen Pegel, wobei unter dieser Bedingung der Transistor Q26 in den Durchschaltzustand versetzt ist. Wenn die genannte Spannung auf einen niedrigen Pegel übergeht, d. h. wenn der AFA-Modus aufgehoben wird, steigt das Kollektorpotential des Transistors Q26 an, und der Transistor Q24 und die Diode D21 werden aufeinanderfolgend durchgeschaltet. Schließlich wird das Basispotential des Transistors Q22 auf einer durch ein Verhältnis der Widerstände R32 und R24 bestimmten Spannung gehalten. Diese Spannung ist die Bezugsspannung V0.

Bei der dargestellten Ausführungsform der Spannungsüberlagerungsschaltung kann durch Änderung der an die Klemme 14 angelegten Bandwählspannung für jedes Fernsehband mittels der Umschaltoperation der Transistor Q23 in Übereinstimmung mit den Eichkennlinien (Fig. 2) zweckmäßig vorgespannt werden. Infolgedessen wird die Änderung ΔIc im Arbeitsstrom Ic des Transistors Q23 variiert, so daß eine entsprechende AFA-Regelempfindlichkeit für jedes Fernsehband eingestellt werden kan. Im VHF-Band ist beispielsweise die Spannung an der Klemme 14 auf einen hohen Pegel gesetzt. Bei diesem Pegel wird der Transistor Q25 zum Kurzschließen des Widerstands R29 durchgeschaltet. Im UHF-Band liegt eine niedrigpegelige Spannung an der Klemme 14 an, wodurch der Transistor Q25 gesperrt wird. Unter diesen Bedingungen sind die Widerstände R28 und R29 in Reihe geschaltet, wobei eine über die Reihenschaltung liegende Spannung den Transistor Q23 vorspannt. Die Emittervorspannung des Transistors Q23 wird mithin entsprechend dem gewählten Fernsehband geändert.

Wahlweise kann gemäß Fig. 8 der Kollektor des Transistors Q23 an die Verzweigung zwischen dem Widerstand R14 und dem Glättungskondensator C12 angeschlossen sein.

Im folgenden ist eine andere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Spannungsüberlagerungsschaltung anhand der Fig. 9A und 9B beschrieben. Bei dieser Ausführungsform sind mehrere Gleichrichterfilter gemäß Fig. 9A vorgesehen, während die erste Ausführungsform nach Fig. 3 ein einziges Gleichrichterfilter verwendet. Zusätzlich sind bei dieser Ausführungsform Kreise 16, 17 und 18 zum Abnehmen von Spannungen VL, VH und VU der betreffenden Fernsehbänder vorgesehen. Aufgrund der Anordnung dieser Kreise entfällt die Notwendigkeit für eine Umschaltoperation zum Wählen eines gewünschten Bands aus diesen Fernsehbändern. Wie erwähnt, wird der Arbeitsstrom Ic des Transistors Q23 für jedes Band umgeschaltet. Die genannten Kreise sind jeweils mit Verbindungspunkten gekoppelt, so daß eine optimale AFA-Regelcharakteristik erzielt wird.

Genauer gesagt: gemäß Fig. 3, die eine Schaltungsanordnung in Verbindung mit den Transistoren Q11 und Q12 zeigt, sind (vgl. Fig. 9B) mehrere Gleichrichterfilter aus Widerständen R41 bis R43 und Kondensatoren C41 bis C43 zwischen den Transistoren Q11 und Q12 angeordnet. Fig. 9B zeigt den Kreis 16 für das VHF-Tiefband. Die Transistoren Q31 und Q32 entsprechen den Transistoren Q23 bzw. Q25 gemäß Fig. 3. Der Kreis 17 ist für das VHF-Hochband vorgesehen. Die Transistoren Q41 und Q43 entsprechen dabei den Transistoren Q23 bzw. Q25 gemäß Fig. 3. Der Kreis 18 ist für das UHF-Band vorgesehen, wobei die Transistoren Q51 und Q52 den Transistoren Q23 bzw. Q25 gemäß Fig. 3 entsprechen. Der Kollektor jedes Transistors Q31, Q41 und Q51 ist mit einem der Verbindungspunkte a bis e gemäß Fig. 9A verbunden. Die Kollektorspannung des Transistors Q22 wird über Widerstände R44, R47 und R50 an die Transistoren Q31, Q41 bzw. Q51 angelegt.

Die vorstehend beschriebene Ausführungsform kann eine verbesserte AFA-Regelcharakteristik für jedes Fernsehband gewährleisten, die derjenigen bei der Spannungsüberlagerungsschaltung nach Fig. 3, bei welcher der Vorspannungsstrom des Kollektors des Transistors Q23 beim jedesmaligen Wählen des Fernsehbands umgeschaltet wird, überlegen ist.

Claims (12)

1. Spannungsüberlagerungsschaltung zum Zuspeisen eines Abstimmsignals mit einer einer automatischen Feinabstimm- (AFA-)Spannung überlagerten Kanalwählspannung zu einer Abstimmspannungsklemme (T) eines elektronischen Tuners (11), umfassend eine Kanalwählspannung- Erzeugungseinheit zum Erzeugen einer Kanalwählspannung auf der Grundlage eines ihr aufgeprägten Kanalwähl- Impulssignals (vgl. 12) und eine Spannungsüberlagerungseinrichtung zum Überlagern einer AFA-Spannung zu der erzeugten Kanalwählspannung und zur Lieferung der überlagerten Spannung als Abstimmspannung, wobei die Kanalwählspannung-Erzeugungseinheit aufweist:
einen ersten Transistor (Q11) mit einer Umschaltfunktion zum Invertieren des Kanalwähl-Impulssignals, wobei die Basis des ersten Transistors (Q11) mit dem Kanalwähl-Impulssignal gespeist wird, sein Kollektor über einen Lastwiderstand (R11) mit einer Spannungsquelle (+B) verbunden ist und sein Emitter an einen Bezugspotentialpunkt angeschlossen ist, und wobei die Kanalwähl-Impulssignale der betreffenden Kanäle unterschiedliche Tastverhältnisse aufweisen und damit die Verhältnisse der Durchschalt- und Sperrperioden des ersten Transistors (Q11) für die jeweiligen Kanäle verschieden sind, und
ein Filter zum Glätten eines Impulssignals am Kollektor des ersten Transistors (Q11) und zum Zuspeisen des geglätteten Impulssignals zur Abstimmungsklemme (T) des elektronischen Tuners (11), wobei das Filter mit der Spannungsquelle (+B) gleichspannungsmäßig gekoppelte kapazitive Mittel (C11; C41, C42, C43) zum Laden und Entladen unter der Steuerung der Schaltoperation des ersten Transistors (Q11) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß
die Spannungsüberlagerungseinrichtung eine Transistoreinheit (Q23; Q31, Q41, Q51) aufweist, deren Basis mit einer der AFA-Spannung proportionalen Gleichspannung gespeist wird und deren Kollektor- Emitter-Hauptstromstrecke zwischen eine Lade/Entladestrecke der kapazitiven Mittel (C11; C41, C42, C43) und den Bezugspotentialpunkt geschaltet ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die kapazitiven Mittel (C11; C41, C42, C43) einen ersten Kondensator (C11) umfassen und
das Filter aufweist:
einen zweiten Transistor (Q12), dessen Kollektor mit der Spannungsquelle (+B) verbunden und dessen Emitter über einen zweiten Widerstand (R13) an den Bezugspotentialpunkt angeschlossen ist,
eine Gleichrichtereinheit zum Gleichrichten des Impulssignals am Kollektor des ersten Transistors (Q11), umfassend eine Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator (C11) und einem dritten Widerstand (R12), die zwischen den Kollektor des ersten Transistors (Q11) und den Bezugspotentialpunkt geschaltet ist, sowie
eine Glättungseinheit zum Glätten des gleichgerichteten Impulssignals von der Gleichrichtereinheit, umfassend eine Reihenschaltung aus einem zweiten Kondensator (C12) und einem vierten Widerstand (R14), die zwischen den Emitter des zweiten Transistors (Q12) und den Bezugspotentialpunkt geschaltet ist, wobei ein Knotenpunkt zwischen dem vierten Widerstand (R14) und dem zweiten Kondensator (C12) an die Abstimmspannungsklemme (T) des elektronischen Tuners (11) angeschlossen ist.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß
die Transistoreinheit (Q23; Q31, Q41, Q51) einen dritten Transistor (Q23) umfaßt und
der Kollektor des dritten Transistors (Q23) mit einem Knotenpunkt zwischen dem Kollektor des ersten Transistors (Q11) und dem dritten Widerstand (R12) verbunden ist und der Emitter des dritten Transistors (Q23) über fünfte und sechste Widerstände (R28, R29) an den Bezugspotentialpunkt angeschlossen ist.

4. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß
die Transistoreinheit (Q23; Q31, Q41, Q51) einen dritten Transistor (Q23) umfassen und
der Kollektor des dritten Transistors (Q23) mit einem Knotenpunkt zwischen dem vierten Widerstand (R14) und dem zweiten Kondensator (C12) verbunden ist und der Emitter des dritten Transistors (Q23) über fünfte und sechste Widerstände (R28, R29) an den Bezugspotentialpunkt angeschlossen ist.

5. Schaltung nach Anspruch 3 oder 4, gekennzeichnet durch eine Schalteinheit zum Schalten eines über eine Hauptstromstrecke des dritten Transistors (Q23) fließenden Strom nach Maßgabe eines gewählten Frequenzbands.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinheit eine Kurzschließeinheit zum Kurzschließen des sechsten Widerstands (R29), wenn ein spezifisches Frequenzband gewählt ist, aufweist.

7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Kurzschließeinheit umfaßt:
eine Klemme (14) zum Empfangen eines Spannungssignals entsprechend einem gewählten Frequenzband,
eine zwischen die Klemme (14) und den Bezugspotentialpunkt geschaltete Reihenschaltung aus siebten und achten Widerständen (R30, R31) sowie
einen vierten Transistor (Q25), dessen Basis mit einem Knotenpunkt zwischen siebtem und achtem Widerstand (R30, R31), dessen Kollektor mit einem Knotenpunkt zwischen fünftem und sechstem Widerstand (R28, R29) und dessen Emitter mit dem Bezugspotentialpunkt verbunden sind.

8. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die kapazitiven Mittel (C11; C41, C42, C43) eine Anzahl von ersten Kondensatoren (C41, C42, C43) aufweisen und
das Filter aufweist:
einen zweiten Transistor (Q12), dessen Kollektor mit der Spannungsquelle (+B) und dessen Emitter über einen zweiten Widerstand (R13) mit dem Bezugspotentialpunkt verbunden sind,
eine zum Gleichrichten des Impulssignals am Kollektor des ersten Transistors (Q11) dienende Gleichrichtereinheit aus einer ersten Reihenschaltung und der Anzahl ersten Kondensatoren (C41, C42, C43), wobei die erste Reihenschaltung aus einer Anzahl von dritten Widerständen (R41, R42, R43) besteht, die zwischen den Kollektor des ersten Transistors (Q11) und die Basis des zweiten Transistors (Q12) geschaltet sind, und die mehreren ersten Kondensatoren (C41, C42, C43) jeweils zwischen die dritten Widerstände und den Bezugspotentialpunkt sowie zwischen die Basis des zweiten Transistors (Q12) und den Bezugspotentialpunkt geschaltet sind, sowie
eine zum Glätten des gleichgerichteten Impulssignals von der Gleichrichtereinheit dienende Glättungseinheit mit einer aus einem vierten Widerstand (R14) und einem zweiten Kondensator (C12) bestehenden zweiten Reihenschaltung, die zwischen den Emitter des zweiten Transistors (Q12) und den Bezugspotentialpunkt geschaltet ist, wobei ein Knotenpunkt zwischen dem vierten Widerstand (R14) und dem zweiten Kondensator (C12) an die Abstimmspannungsklemme (T) des elektronischen Tuners (11) angeschlossen ist.

9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß
die Transistoreinheit (Q23; Q31, Q41, Q51) eine Anzahl dritter Transistoren (Q31, Q41, Q51) umfaßt und
der Kollektor jedes dritten Transistors entweder mit dem Kollektor (a) des ersten Transistors (Q11), Knotenpunkten (b, c) zwischen den dritten Widerständen und den ersten Kondensatoren, der Basis (d) des zweiten Transistors (Q12) oder dem Knotenpunkt (e) zwischen dem vierten Widerstand (R14) und dem zweiten Kondensator (C12) verbunden ist.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die dritten Transistoren (Q31, Q41, Q51) jeweils entsprechend betreffenden Empfangsfrequenzbändern vorgesehen sind.

11. Schaltung nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch jeweils den dritten Transistoren entsprechend vorgesehene Vorspanneinheiten zur Lieferung von jeweils für die Empfangsfrequenzbänder angemessenen Vorspannungen zum Emitter des dritten Transistors.

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß jede Vorspanneinheit aufweist:
Klemmen bzw. Anschlüsse zum jeweiligen Abnehmen von den Empfangsfrequenzbändern entsprechenden Spannungen (VL, VH, VU) und
vierte Transistoren (Q32, Q42, Q52), bei denen jeweils die Basiselektroden über fünfte Widerstände (R46, R49, R52) mit den Klemmen oder Anschlüssen, die Kollektoren jeweils über sechste Widerstände (R45, R48, R51) mit den dritten Transistoren Q31, Q41, Q51) und die Emitter mit dem Bezugspotentialpunkt verbunden sind.