DE4220228A1 - Schaltungsanordnung zur Unterdrückung schmalbandiger Störsignale - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung nach der Gattung des Hauptanspruchs, wie sie durch DE 38 40 999 A1 bekanntgeworden ist.

Da das bei der bekannten Schaltungsanordnung verwendete Kerbfilter einen möglichst schmalen Durchlaßbereich haben soll, um die empfangenen Nutzsignale nicht merkbar zu stören, ist eine genaue Erfassung der Frequenz des Nutzsignals besonders wichtig. Bei einer bevorzugten Anwendung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in einem Autoradio wird das Störsignal durch ein anderes elektronisches Gerät im Auto erzeugt. Der Pegel des Störsignals bleibt daher im wesentlichen konstant, während der Pegel des Nutzsignals starken Schwankungen unterworfen ist.

Bei günstigen Empfangsverhältnissen liegt der Pegel des Nutzsignals wesentlich über dem des Störsignals, so daß das Störsignal den Rundfunkempfang nicht beeinflußt. Infolge von Abschattungen oder Mehrwegeempfang kann es jedoch zu Pegeleinbrüchen kommen, bei denen der Pegel des Nutzsignals sogar kleiner als der Pegel des Störsignals ist. Diese Pegeleinbrüche können bei einem mit 100 km/h fahrenden Fahrzeug beispielsweise mit einer Frequenz von etwa 10 Hz erfolgen.

Solange der Nutzsignalpegel größer als der Störpegel ist, ist das Störsignal akustisch nicht oder kaum wahrzunehmen. Außerdem kann während dieser Zeit die Störfrequenz nicht bzw. nur schwer ermittelt werden.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, bei einer Schaltungsanordnung zur Unterdrückung schmalbandiger Störsignale die Ermittlung der Frequenz des Störsignals auch dann zu ermöglichen, wenn das Nutzsignal nur vorübergehend einen niedrigeren Pegel als das Störsignal aufweist.

Die Schaltungsanordnungen mit den kennzeichnenden Merkmalen der Ansprüche 1 und 3 haben den Vorteil, daß die Frequenz des Störsignals trotz der obengenannten erschwerenden Bedingungen genau ermittelt werden kann, und ermöglichen, einen Oszillator auf die Frequenz des Störsignals oder eine dazu in einem vorgegebenen Abstand liegende Frequenz zu regeln. Außerdem erfolgt bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung die Ermittlung der Frequenz des Störsignals, ohne daß das Autoradio den normalen Empfangsbetrieb unterbricht, eine Störung durch einen Suchvorgang also nicht auftritt.

Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im Hauptanspruch angegebenen Erfindung möglich.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung anhand mehrerer Figuren dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zur Störunterdrückung mit einem Kerbfilter im ZF-Signalweg,

Fig. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel zur Regelung eines Oszillators,

Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel zur Regelung eines Oszillators,

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel einer intelligenten Störfrequenzregelung,

Fig. 5 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer intelligenten Störfrequenzregelung,

Fig. 6 Zeitdiagramme zur Erläuterung des Verhaltens der intelligenten Störfrequenzregelung nach den Fig. 4 und 5,

Fig. 7 ein Zustandsdiagramm zur Erläuterung der intelligenten Störfrequenzregelung,

Fig. 8 eine Schaltungsanordnung zur Frequenzumsetzung des ZF-Signals mit Hilfe einer zuvor ermittelten Störsignalfrequenz und

Fig. 9 den Frequenzgang eines geeigneten Kerbfilters.

Gleiche Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen.

Der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 wird bei 1 das Zwischenfrequenzsignal u_ZF zugeführt, das aus einem Nutzsignal u_N und einem Störsignal u_S besteht. Mit Hilfe eines Kerbfilters 2 soll das Störsignal u_S möglichst stark unterdrückt werden, so daß das ZF-Signal am Ausgang aus dem möglichst unveränderten Nutzsignal u_N und einem Rest-Störsignal u_S′ besteht. Um das Nutzsignal möglichst wenig zu beeinträchtigen, ist eine geringe Bandbreite des Kerbfilters erforderlich von beispielsweise 50 Hz. Dieses ist als Quarzfilter mit einer festen Mittenfrequenz zwar relativ leicht zu realisieren, nicht jedoch in einer über den gesamten ZF-Bereich durchstimmbaren Form. Deshalb wird das ZF-Signal um eine mit der Frequenz des Störsignals veränderbare Frequenz derart verschoben, daß das Störsignal genau auf der Mittenfrequenz f₀ liegt. Dazu wird einem Multiplizierer 4 eine Frequenz f_LO = f₀+f_S (Umsetzfrequenz) zugeführt, wobei f_S die Frequenz des Störers ist. Zwischen den Multiplizierer 4 und das Kerbfilter 2 ist ein Tiefpaßfilter 5 zur Unterdrückung der bei der Multiplikation entstehenden Spiegelfrequenzen vorgesehen. Ein zweiter Multiplizierer 6 dient dazu, das Ausgangssignal des Kerbfilters wieder in den ursprünglichen ZF-Frequenzbereich zu verschieben. Auf den zweiten Multiplizierer folgt ein Bandpaßfilter 7, um unerwünschte Frequenzen zu unterdrücken.

Die Frequenz f_LO wird mit Hilfe eines weiteren Multiplizierers 8 und eines Bandpaßfilters 9 aus einem Signal mit der Frequenz f₀, welches in einem Oszillator 10 erzeugt wird, und einem Signal mit der Störfrequenz f_S abgeleitet, das mit Hilfe einer PLL-Schaltung 11 erzeugt wird. Der mit Hilfe des Multiplizierers 8 und des Oszillators 10 erzeugte Frequenzversatz um f₀ kann grundsätzlich auch innerhalb der PLL-Schaltung 11 erfolgen, was den Vorteil hat, daß das relativ aufwendige Bandpaßfilter 9 entfallen kann. Hiervon wird bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 Gebrauch gemacht, bei welchem ein steuerbarer Oszillator 12 bereits auf der Umsetzfrequenz f_LO = f_S+f₀ schwingt.

Dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 wird bei 13 das ZF-Signal u_N+u_S zugeführt und mit dem Ausgangssignal des steuerbaren Oszillators 12 bei 14 gemischt. An den Ausgang des Multiplizierers 14 ist ein Tiefpaßfilter 15 zur Unterdrückung von Spiegelfrequenzen angeschlossen. Zum Suchen der Frequenz des Störsignals befindet sich ein Umschalter 16 in der unteren Stellung, so daß der steuerbare Oszillator mit Hilfe einer Schwellwertschaltung 17 und eines Integrators 18 den gesamten Frequenzbereich durchläuft. Sobald am Ausgang des Multiplizierers 14 die Mittenfrequenz f₀ des Kerbfilters anliegt, schwingt ein Bandpaßfilter 19 ein, so daß an seinem Ausgang ein Signal der Frequenz f₀ entsteht.

Das Bandpaßfilter 19 schwingt nicht ein, wenn der frequenzmodulierte Träger, also das Nutzsignal, am Ausgang des Multiplizierers 14 eine Frequenz f₀ zur Folge hat, da die Frequenzänderungen, die durch die Modulation des Nutzträgers hervorgerufen sind, zu schnell sind. Die in der Betriebsart "Suchen" erfolgte Frequenzänderung des Oszillators 12 ist jedoch langsam genug, um ein Einschwingen des Bandpaßfilters 19 zu ermöglichen.

Sowohl das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 19 als auch dessen Eingangssignal werden bei 20, 21 amplitudendemoduliert und logarithmiert, so daß durch Subtrahierer 22, 23 das Verhältnis der Amplituden des gefilterten und ungefilterten Signals gebildet wird. Der Amplitudenfrequenzgang dieses Signals ist in Fig. 2a dargestellt und hat entsprechend der Mittenfrequenz f₀ des Bandpaßfilters ein Maximum bei f₀. Dieses Signal wird über eine Schwellwertschaltung 24 geleitet, deren Ausgangssignal den Umschalter 16 steuert.

Sobald das Signal û_B eine vorgegebene Schwelle überschreitet, wird der Suchlauf angehalten und durch Betätigen des Umschalters 16 eine Feinregelung des Oszillators 12 aktiviert. Dazu wird das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 15 zunächst bei 25 in der Amplitude begrenzt und zwei Bandpaßfiltern 26, 27 zugeführt, deren Mittenfrequenzen um jeweils B/2 in Richtung auf höhere bzw. auf tiefere Frequenzen gegenüber der Mittenfrequenz f₀ des Bandpaßfilters 19 versetzt sind. Die Ausgangsspannungen dieser Filter werden bei 28, 29 ebenfalls amplitudendemoduliert und einem Subtrahierer 30 zugeführt. Die sich ergebende Differenzspannung u_Sub ist in Fig. 2a dargestellt. Je nachdem, ob das Störsignal sich unter- oder oberhalb der Mittenfrequenz f₀ befindet, ist das Ausgangssignal u_Sub des Subtrahierers 30 positiv oder negativ und kann somit zu einer Feinregelung des Oszillators 12 benutzt werden. Das Ausgangssignal des Oszillators 12 mit der Frequenz f_LO kann über einen Ausgang 31 abgenommen und den Multiplizierern 4, 6 der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 zugeführt werden.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 wird ein steuerbarer Oszillator 33 auf die Frequenz f_S des Störsignals mit Hilfe einer PLL-Schaltung geregelt. Dazu wird das ZF-Signal u_N+u_S über einen Eingang 34 und einen Begrenzer 35 einem Multiplizierer 36 zugeführt, mit dem das begrenzte ZF-Signal mit dem Ausgangssignal des Oszillators 33 multipliziert wird. Aus dem Produkt werden zunächst mit Hilfe eines Tiefpaßfilters, das gleichzeitig als Schleifenfilter dient, die unerwünschten Spiegelfrequenzen entfernt, so daß lediglich die Differenzfrequenzen verbleiben. Die Regelschleife wird durch einen Integrator 38 mit einem Proportionalanteil geschlossen.

Da das Störsignal irgendwo innerhalb des ZF-Bandes liegen kann und die PLL-Schaltung als solche aufgrund ihrer kleinen Bandbreite nicht in der Lage ist, auf die Frequenz des Störsignals einzurasten, ist auch hier ein Suchlauf erforderlich.

Im Suchlauf ist der Schalter 39 geschlossen, so daß die Regelschleife zwar geschlossen ist, der Oszillator 33 aber durch ein dem Regelsignal überlagertes Dreiecksignal über das gesamte ZF-Band geführt wird. Das Dreiecksignal entsteht durch das Zusammenwirken einer Schwellwertschaltung 40 mit dem Integrator 38 und einem Addierer 41.

Es findet also eine Überlagerung aus der Regelung der PLL-Schaltung durch den Phasendiskriminator und aus einer Führung der PLL-Schaltung über die Rückkopplung des Schleifenfilters 38 statt. Durch die Verwendung eines Filters, dessen Übertragungsfunktion eine Polstelle bei f = 0 besitzt, stellt sich bei eingerasteter PLL-Schaltung und ohne Berücksichtigung des ebenfalls am Eingang der PLL-Schaltung anliegenden Nutzsignals immer eine Phasenverschiebung von π/2 zwischen dem Störsignal und dem Ausgangssignal des Oszillators ein.

Während des Suchlaufs überwacht eine Schaltung zur Einrasterkennung, ob der Oszillator 33 sich in der Nähe des potentiellen Störsignals befindet. Dazu wird das begrenzte ZF-Signal mit dem um π/2 phasenverschobenen Ausgangssignal bei 42 multipliziert und bei 43 tiefpaßgefiltert. Mit Hilfe einer Schwellwertschaltung wird aus dem Ausgangssignal des Tiefpaßfilters ein Steuersignal für den Schalter 39 abgeleitet. Bei Überschreiten eines Schwellwertes wird der Schalter 39 geöffnet, so daß nur noch der Phasendiskriminator 36 die PLL-Schaltung auf das Störsignal regelt. Fällt das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 43 wieder unter den Schwellwert, wird das Ausgangssignal der Schwellwertschaltung 40 wieder hinzugefügt und der Suchvorgang erneut eingeleitet.

Im Phasenregelkreis (PLL) wird ein PI-Regler benutzt, denn nur ein derartiger Regler ist in der Lage, bei fehlendem Regelsignal die Frequenz des Oszillators 33 für kurze Zeit zu speichern. Ferner bewirkt dieser Regler eine von der Frequenz des Störsignals unabhängige konstante Phasenverschiebung um π/2 zwischen dem Störsignal und dem Ausgangssignal des Oszillators 33. Diese konstante Phasenverschiebung ist Voraussetzung für eine einwandfreie Funktion der Einrasterkennung mit Hilfe der Baugruppen 42 bis 44. Das Ausgangssignal des Oszillators 43 kann an einem Ausgang 46 entnommen werden und beispielsweise dem Multiplizierer 8 (Fig. 1) zugeführt werden.

Bei den in den Fig. 2 und 3 dargestellten Ausführungsbeispielen ist bei einer Neuabstimmung des Radiolokaloszillators ein erneuter Suchvorgang nach der Frequenz des Störers erforderlich. Bei stark schwankenden Pegeln des Nutzsignals kann die Regelung der Störfrequenz ausrasten, so daß ebenfalls der aufwendige Suchvorgang erneut gestartet wird. Bei den im folgenden im Zusammenhang mit den Fig. 4 und 5 beschriebenen Ausführungsbeispielen wird die Tatsache ausgenutzt, daß die Störfrequenzen eines Kraftfahrzeugs sich im wesentlichen über die Zeit nicht ändern, abgesehen von dem gelegentlichen Ein- bzw. Ausschalten einzelner Aggregate. Dadurch ist es möglich, die Frequenzen sicher erkannter Störsignale in einer Störfrequenztabelle zum späteren Gebrauch abzulegen. Nach einer Neuabstimmung des Radios kann aufgrund der Kenntnis von in der Vergangenheit bereits sicher erkannten Störsignalen und deren absoluter Lage im UKW-Frequenzband die Frequenzregelung sofort auf ein potentielles Störsignal eingestellt werden.

Ferner kann bei stark bzw. schnell schwankenden Nutzsignalpegeln während derjenigen Zeiten, in der ein Halten der Störfrequenz aufgrund des im Vergleich zum Störsignal zu hohen Nutzsignalpegels nicht mehr möglich ist, die Frequenzregelung so nahe an der Störfrequenz gehalten werden, daß ein sofortiges Einrasten der Regelung bei wieder fallenden Nutzsignalpegeln möglich ist. Außerdem kann die Schaltung zur Störsignalunterdrückung aus dem ZF-Signalweg herausgenommen werden, wenn kein Störsignal empfangen wird. Dieses wird im folgenden "intelligente Störfrequenzregelung" genannt.

Bei den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 4 und 5 wird von der Regelung mit einer PLL-Schaltung nach Fig. 3 ausgegangen, die um ein Schaltwerk ergänzt ist. Kern des Schaltwerks ist ein Mikroprozessor 51, der über einen I²L-Busanschluß 52 den Zustand des Autoradios auswerten kann - das heißt, unter anderem AM- oder FM-Betrieb sowie die eingestellte Lokaloszillatorfrequenz. Das ZF-Signal wird über einen Eingang 53 zugeführt. Ein Amplitudendemodulator 54 und eine Schwellwertschaltung 55 dienen dazu, dem Mikroprozessor 51 Informationen über den Pegel des ZF-Signals zuzuführen. Derartige Informationen stehen an einem separaten Ausgang bei gebräuchlichen integrierten FM-Demodulatoren auch bereits zur Verfügung.

Mit der ZF-Pegelinformation ist es möglich, den notwendigen Arbeitsbereich der gesamten Schaltung einzuschränken, denn anhand von einmal gemessenen maximalen Störpegeln kann ein Nutzsignalpegel festgelegt werden, ab dem eine Störunterdrückung mit hoher Wahrscheinlichkeit nicht mehr nötig bzw. sogar unsinnig ist, da sie eventuell zu falschen Ergebnissen und damit zu zusätzlichen Störungen führt.

Den Zustand der Störfrequenzregelung kann das Schaltwerk über eine Einrasterkennungsschaltung abfragen, welche aus dem Phasendrehglied 56 einem Multiplizierer 57, einem Tiefpaßfilter 58 und einer Schwellwertschaltung 59 besteht. Wie bei den zuvor erläuterten Schaltungen wird das ZF-Signal über einen Frequenzer 60 geleitet. Die PLL-Schaltung besteht aus einem steuerbaren Oszillator 61, einem Multiplizierer 62, zwei Schleifenfiltern 63, 64, von denen mit Hilfe eines Umschalters 65 eines wahlweise in den Regelkreis eingeschaltet werden kann, und einem Integrator 66. Der Umschalter 65 wird vom Mikroprozessor 51 gesteuert, so daß zwei Regelkreisbandbreiten eingeschaltet werden können. Zum Einschwingen wird sinnvollerweise eine große Regelkreisbandbreite gewählt, anschließend kann auf eine kleinere Bandbreite umgeschaltet werden, um den Kreis unempfindlicher gegenüber Nutzsignaleinflüssen zu machen. Am Ausgang 67 des steuerbaren Oszillators 61 ist ein Signal mit der Störfrequenz f_S abnehmbar.

Bei beiden Ausführungsbeispielen besteht die Möglichkeit, den Oszillator 61 durch den Mikroprozessor 51 auf eine bestimmte Frequenz zu setzen. Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 erfolgt dieses mit Hilfe eines Digital/Analog-Wandlers 68, dem vom Mikroprozessor die Frequenz festlegende digitale Signale zugeführt werden. Die Regelschleife wird dadurch unterbrochen, daß der Umschalter 65 in die untere Stellung gebracht wird. Unmittelbar nach dem Anlegen des entsprechenden Datenwortes an den Digital/Analog-Wandler stellt sich die gewünschte Frequenz des Oszillators 60 ein. Im Suchlauf werden die Datenwörter laufend inkrementiert.

Ist eine Störung erkannt, wird der Integrator freigegeben und übernimmt die Feinregelung, während der Digital/Analog-Wandler seinen Ausgangswert beibehält. Rastet die Regelschleife aus, so ist lediglich der Eingang des PI-Reglers 66 wieder auf 0 zurückzusetzen und der Oszillator 61 schwingt nach einer kurzen Zeit auf der durch den Digital/Analog-Wandler 68 vorgegebenen Frequenz. Dadurch bleibt die Frequenz in unmittelbarer Nähe der Störfrequenz. Hierbei handelt es sich jedoch um eine Steuerung, so daß auftretende Frequenzdriften des Oszillators 61 in Abhängigkeit von Zeit und Temperatur nicht bzw. nur mit großem Aufwand ausgeglichen werden können.

Diese Nachteile werden bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 dadurch vermieden, daß anstelle eines Digital/Analog-Wandlers ein Synthesizer verwendet wird, der mit einem stabilen Referenzoszillator 70 aufgebaut ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel steigen jedoch mit größerer Frequenzauflösung die Einschwingzeiten relativ stark an. Der Synthesizer besteht aus einem ersten Frequenzteiler 69, dessen Teilerverhältnis in vom Mikroprozessor steuerbar ist. Die Frequenz des Referenzoszillators 70 wird mit Hilfe eines weiteren Frequenzteilers 71 durch n geteilt. Die Ausgangssignale beider Frequenzteiler 69, 71 werden einem Multiplizierer 72 zugeführt, dessen Ausgang über ein Tiefpaßfilter 73 mit dem unteren Eingang des Umschalters 65 verbunden ist.

Im Suchlauf sind der Oszillator 61 und das Tiefpaßfilter 73 in den Synthesizer eingebunden, so daß durch Variieren des Teilerverhältnisses in die Frequenz des Oszillators 61 laufend geändert bzw. voreingestellt wird. Bei erkanntem Störsignal erhält der PI-Regler 66 das Regelsignal nicht mehr aus der Synthesizerschleife, sondern von dem als Phasendiskriminator wirkenden Multiplizierer 62. Die eingestellte Frequenzinformation wird beim Umschalten voll übernommen, da der PI-Regler 66 in diesem Fall als Frequenzspeicher wirkt. Rastet die Regelschleife aus, wird der Eingang des PI-Reglers wieder über den Umschalter 65 mit der Synthesizerschleife verbunden, um den Oszillator 61 wieder auf die vorgegebene Frequenz zu steuern.

Die jeweils vorhandene Frequenz des Oszillators 61 kann über einen digitalen Frequenzmesser 74, der den jeweiligen Wert der Frequenz in ein digitales Signal umwandelt, dem Mikroprozessor 51 zugeführt werden. In dem Mikroprozessor 51 ist eine Frequenztabelle 75 abgelegt, die zuvor ermittelte Störfrequenzen in Abhängigkeit von der jeweiligen Empfangsfrequenz enthält. Über den Busanschluß 52 erhält der Mikroprozessor 51 Informationen über die jeweils eingestellte Empfangsfrequenz bzw. die Frequenz des Lokaloszillators, worauf der Mikroprozessor 51 aus der Frequenztabelle 75 die dort zu erwartende Frequenz des Störsignals ausliest und diese über den Digital/Analog-Wandler 68 (Fig. 4) bzw. über den steuerbaren Frequenzteiler 69 zum Setzen des Oszillators 61 ausgibt.

Fig. 6 stellt zweit Zeitdiagramme dar, wobei das Diagramin a einen angenommenen Verlauf des Nutzsignals _N(t) gegenüber dem zeitkonstanten Störsignal _S(t) darstellt. Das Diagramm b zeigt den zeitlichen Verlauf der Frequenz f_VCO des Oszillators 61. Zwischen dem Zeitpunkt t₀ und t₁ befindet sich die Regelung im Suchlauf. Bei der Frequenz f_VCO,dig erkennt die Einrasterkennung das Störsignal mit der Frequenz f_S und schaltet in die analoge Frequenzregelung mit großer Regelbandbreite um.

Nach Ablauf einer Zeit t_u ist die Regelung weitgehend eingeschwungen und es wird die Regelkreisbandbreite über den Schalter 65 auf einen kleineren Wert umgeschaltet. Zum Zeitpunkt t₂ ist der Nutzsignalpegel so groß geworden, daß die Einrasterkennung das Störsignal nicht mehr erkennen kann und der Mikroprozessor die Regelung in einen Zustand "digitales Halten" umschaltet. Die Frequenz des Oszillators 61 wird auf den gespeicherten Wert f_VCO,dig gezogen. Zum Zeitpunkt t₃ kann die Einrasterkennung das Störsignal wieder innerhalb des Nutzsignalspektrums erkennen, so daß das Schaltwerk wieder in den Zustand der analogen Frequenzregelung übergeht.

Die jeweils vorhandene Frequenz f_S des Störsignals ist bei beiden Ausführungsbeispielen (Fig. 4 und 5) entweder aus dem Datenwort des Digital/Analog-Wandlers, dem Teilerwert des Synthesizers oder aus dem Ausgangswert der Frequenzmeßeinrichtung 74 abzulesen. Um dafür zu sorgen, daß sich die Oszillatorfrequenz während des Empfangs eines hohen Nutzsignalspegels nicht weiter als der Fangbereich von der Frequenz des Störsignals entfernt, genügt an sich eine niedrige Auflösung bei der Messung der Frequenz des Störsignals. Da jedoch auch der Einschwingvorgang der Regelung bei bereits im Signalweg liegender Störunterdrückung störend ist, ist es vorteilhaft, dabei eine möglichst feine Frequenzauflösung vorzusehen.

Für beide Ausführungsbeispiele der intelligenten Störfrequenzregelung gilt das in Fig. 7 dargestellte vereinfachte Zustandsdiagramm. Wird das Radio auf einen neuen UKW-Sender abgestimmt (Sendersuchlauf 81), so wird bei 82 zunächst geprüft, ob innerhalb der ZF-Bandbreite um den neu abgestimmten Sender herum bereits früher Störsignale erkannt wurden und in die Tabelle eingetragen sind. Ist dieses nicht der Fall, wird bei 83 ein Suchlauf der PLL-Schaltung gestartet.

Befinden sich jedoch ein oder mehrere entsprechende Störsignale in der Tabelle, ist anhand der eingestellten Lokaloszillatorfrequenz des Radios und der gespeicherten Frequenz des Störsignals deren vermutliche Lage im ZF-Spektrum zu berechnen, worauf der Oszillator 61 bei 84 nacheinander auf die berechneten Frequenzen abgestimmt wird. Daraufhin wird bei 85 geprüft, ob der ZF-Pegel zu groß ist. Falls dieses der Fall ist, beharrt das Schaltwerk in dem Zustand 85, bis der ZF-Pegel kleiner geworden ist. Danach wird bei 86 gefragt, ob die Regelschleife eingerastet bzw. ein Störsignal innerhalb der festgelegten Zeit gefunden worden ist. Ist dieses nicht der Fall, wird bei 87 gefragt, ob weitere Tabelleneinträge existieren. Ist dieses der Fall, werden die Schritte 84, 85 und 86 wiederholt.

Existieren keine weiteren Tabelleneinträge, wird bei 83 ein analoger PLL-Suchlauf gestartet, bei dem laufend gefragt wird (88), ob ein Störsignal gefunden wurde. Erst wenn dieses der Fall ist, wird die Frequenz des Störsignals bei 89 in die Tabelle eingetragen.

Sowohl nach dem Schritt 89 als auch nach dem Schritt 86 beginnt ein analoges Halten der Oszillatorfrequenz des Störsignals bei 90, worauf bei 91 geprüft wird, ob der ZF-Pegel nicht zu groß ist. Solange dieses zutrifft, wird das Halten der Frequenz fortgesetzt. Trifft dieses jedoch nicht mehr zu, wird bei 92 die Frequenz digital gehalten (t₂ bis t₃ in Fig. 6b). Bei 93 wird geprüft, ob das digitale Halten bereits länger als eine vorgegebene Zeit T_max dauert und der ZF-Pegel im zulässigen Bereich ist. Ist diese Bedingung nicht erfüllt, wird bei 91 nochmals gefragt, ob der ZF-Pegel nicht zu groß ist und ob der Regelkreis eingerastet ist. Ist jedoch die Bedingung erfüllt, wird bei 83 ein neuer analoger Suchlauf gestartet.

Mit der intelligenten Störfrequenzregelung kann auch verhindert werden, daß die Regelung fälschlicherweise beispielsweise auf einen momentan unmodulierten Träger oder dessen Stereohilfsträger einrastet. Da beim Suchlauf die aktuelle Frequenz des Oszillators der intelligenten Störfrequenzregelung immer bekannt ist, kann diese beispielsweise bestimmte Frequenzbereiche dadurch ausblenden, daß der Suchlauf der Störfrequenzregelung bei bestimmten Frequenzen nicht angehalten wird oder diese Bereiche übersprungen werden.

Wie bereits erwähnt, muß für eine maximale Dämpfung des Störsignals der Frequenzversatz des ZF-Signals vor dem Kerbfilter f₀+f_S betragen. Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 wird diese Frequenz direkt erzeugt, während das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 lediglich die Frequenz f_S des Störers liefert. Die Frequenzumsetzung nach f₀+f_S kann, wie in Fig. 1 dargestellt (Funktionsgruppen 8 bis 10), erfolgen. Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 8 wird im Gegensatz dazu eine wesentlich aufwendigere Lösung zur Frequenzumsetzung verwendet. Die Frequenzumsetzung des ZF-Signals, die Filterung und die rückläufige Frequenzumsetzung des ZF-Signals erfolgen wie bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1. Die Gewinnung der Frequenz f_S des Störsignals erfolgt nach einer Amplitudenbegrenzung bei 35 mit Hilfe einer PLL-Schaltung 100, wofür ein Ausführungsbeispiel in Fig. 3 angegeben ist.

Ein Frequenzzähler 101 mißt nach Freigabe durch die Störfrequenzregelung die Frequenz des Störsignals mit einer Genauigkeit, die mindestens gleich der Kerbfilterbandbreite ist. Anschließend wird mit dieser Frequenz ein Synthesizer über Teilerfaktoren j, m und n derart programmiert, daß dessen Ausgangsfrequenz genau f_S+f₀ beträgt. Der Synthesizer wird von einem Referenzoszillator 102 gebildet, der mit zwei PLL-Schaltungen, bestehend jeweils aus einem steuerbaren Oszillator 103, 104, je einem Schleifenfilter 105, 106, je einem Multiplizierer 107, 108 und je einem programmierbaren Frequenzteiler 109, 110, verbunden ist. Die Frequenz des steuerbaren Oszillators 103 wird in einem weiteren steuerbaren Frequenzteiler 111 geteilt. Zur Zusammenfassung beider Frequenzen dienen weitere Multiplizierer 112, 115, die innerhalb einer weiteren PLL-Schaltung liegen, die im übrigen aus einem weiteren steuerbaren Oszillator 113 und einem weiteren Schleifenfilter 114 besteht. Der Oszillator 113 wird durch den Synthesizer 102 bis 112 sowie durch die weitere PLL-Schaltung auf die Frequenz f_LO = (j+n/m)f_ref geregelt.

Der wesentliche Vorteil des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 8 liegt darin, daß nach erfolgreicher Programmierung des Synthesizers die Störunterdrückung vollkommem unabhängig vom Zustand der Störfrequenzregelung arbeitet. Selbst bei starkem Fading des Nutzsignals bleibt das Kerbfilter immer genau auf der über der Zeitkonstantenfrequenz des Störsignals positioniert.

Das Kerbfilter selbst ist vorzugsweise ein Quarzfilter, dessen Amplituden- und Phasengang in Fig. 9 dargestellt ist. f₀ wurde dabei mit 1 MHz gewählt. Ferner zeigt Fig. 9 ein Ersatzbild des Quarzfilters mit folgenden Größen R_i = R_a = 32 kΩ, C₀ = 5 pF, R = 400 Ω, C = 10 fF und L = 2,533 H.

Claims (11)

1. Schaltungsanordnung zur Unterdrückung schmalbandiger Störsignale beim Empfang von frequenzmodulierten Signalen, insbesondere in einem Autoradio, wobei Zwischenfrequenzsignale um eine von der Frequenz des jeweiligen Störsignals abhängige Umsetzfrequenz umgesetzt und über ein Kerbfilter geleitet werden, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der Umsetzfrequenz ein steuerbarer Oszillator (12) vorgesehen ist, der in einem Suchlauf den gesamten für die Umsetzfrequenz erforderlichen Frequenzbereich durchläuft und in einem Regelbetrieb auf die Umsetzfrequenz geregelt wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Steuerung einer Umschaltung zwischen dem Suchlauf und dem Regelbetrieb ein auf die Mittenfrequenz des Kerbfilters abgestimmtes Bandpaßfilter (19), ein Amplitudendemodulator (20) und eine Schwellwertschaltung (24) vorgesehen sind, daß zur Regelung der Frequenz des Oszillators (12) zwei Bandpaßfilter (26, 27) vorgesehen sind, denen über eine Schwellwertschaltung (25) die Differenz zwischen der Umsetzfrequenz und der Frequenz des Störsignals zuführbar ist, daß die Bandpaßfilter (26, 27) um jeweils die halbe Bandbreite des Kerbfilters (2) in Richtung auf höhere bzw. niedrigere Frequenzen gegenüber dem Kerbfilter (2) verstimmt sind und daß die Ausgänge der Bandpaßfilter (26, 27) zwischen je einem Amplitudendemodulator (28, 29) mit je einem Eingang eines Subtrahierers (30) verbunden sind.

3. Schaltungsanordnung zur Unterdrückung schmalbandiger Störsignale beim Empfang von frequenzmodulierten Signalen, insbesondere in einem Autoradio, wobei Zwischenfrequenzsignale um eine von der Frequenz des jeweiligen Störsignals abhängige Umsetzfrequenz umgesetzt und über ein Kerbfilter geleitet werden, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der Umsetzfrequenz ein steuerbarer Oszillator (33) vorgesehen ist, der Teil einer Frequenz und Phasenregelschleife (36, 37, 38) ist, welcher ein begrenztes Zwischenfrequenzsignal zuführbar ist und welche den steuerbaren Oszillator (33) auf die Frequenz f_S des Störsignals regelt, und daß der Frequenz des steuerbaren Oszillators (33) die Mittenfrequenz f₀ des Kerbfilters (2) hinzuaddiert wird.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzregelschleife einen Regler (8) mit mindestens einem Integralanteil enthält und daß eine schaltbare Gegenkopplung über eine Schwellwertschaltung (40) vorgesehen ist, die in Abhängigkeit vom Ausgangssignal einer Einrasterkennungsschaltung (42 bis 45) wirksam oder unwirksam ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrasterkennungsschaltung einen Multiplizierer (42) enthält, welcher einerseits das begrenzte Zwischenfrequenzsignal und andererseits das um eine viertel Periode gedrehte Ausgangssignal des steuerbaren Oszillators (33) zuführbar ist, und daß das Ausgangssignal des Multiplizierers (42) über ein Tiefpaßfilter (43) und eine Schwellwertschaltung (44) der Frequenzregelschleife zuführbar ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der Umsetzfrequenz aus der Frequenz des steuerbaren Oszillators (33) ein Synthesizer (102 bis 115) vorgesehen ist, der aus einer quarzstabilen Referenzfrequenz durch in Abhängigkeit von der Frequenz des Oszillators (33) steuerbare Frequenzteilung die Umsetzfrequenz (f_S+f₀) erzeugt.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Oszillator (61) von einem Mikroprozessor (51) auf jeweils eine von mehreren in einer Frequenztabelle (75) abgelegte Frequenzen setzbar ist, daß der Mikroprozessor (51) eine Umschaltung zwischen Suchlauf und Regelbetrieb vornimmt und daß dem Mikroprozessor (51) das Ausgangssignal einer Einrasterkennung (56 bis 59) zuführbar ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß in der Frequenztabelle (75) die zuvor ermittelten Frequenzen von Störsignalen abgelegt sind und daß in Abhängigkeit von der Abstimmung des Radios jeweils eine oder mehrere in den jeweiligen Empfangsbereich fallende Frequenzen von Störsignalen aus der Tabelle (75) auslesbar sind.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Oszillator (61) vom Mikroprozessor (51) mittels eines Digital/Analog-Wandlers (68) auf die jeweilige Frequenz setzbar ist, wobei der Ausgang des Digital/Analog-Wandlers (68) mit einer Regelschleife (62 bis 66) des steuerbaren Oszillators (61) verbunden ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Oszillator (61) vom Mikroprozessor (51) mittels eines Synthesizers (69 bis 73) auf die jeweilige Frequenz setzbar ist, wobei der Ausgang des Synthesizers anstelle eines Schleifenfilters (63, 64) mit dem Eingang des Reglers (66) verbindbar ist.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Pegel des Zwischenfrequenzsignals dem Mikroprozessor (51) zuführbar ist.