JPH0618290B2 - マイクロ波発振器 - Google Patents

マイクロ波発振器

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JPH0618290B2
JPH0618290B2 JP62241274A JP24127487A JPH0618290B2 JP H0618290 B2 JPH0618290 B2 JP H0618290B2 JP 62241274 A JP62241274 A JP 62241274A JP 24127487 A JP24127487 A JP 24127487A JP H0618290 B2 JPH0618290 B2 JP H0618290B2
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博 阪
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Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、３端子の発振用能動素子を使用したマイクロ
波発振器に関するものである。
従来の技術 従来のマイクロ波発振器としては、特公昭６０−４７７
６４号公報に記載されているように直列帰還型発振回路
及び並列帰還型発振回路の２種類がある。
第１４図はこの従来のドレイン接地での直列帰還型発振
回路の等価回路を示すものである。１は電界効果トラン
ジスタ（以下ＦＥＴと称す）、２はゲート端子、３はド
レイン端子、４はソース端子である。５は容量性又は誘
導性素子６，７から構成された直列帰還回路で、素子
６，７は一方が誘導性であるとき他方は容量性であるよ
うに選ばれている。また、ソース端子４は負荷インピー
ダンス素子８に接続され、素子６，７，８の他端は共通
に接続されている。
第１５図はこの従来のマイクロ波発振器の具体例を示す
ものであり、第１４図と同一物については同一符号を付
して説明する。１はＦＥＴであり、２はゲート端子、３
はドレイン端子、４はソース端子である。９はストリッ
プ線路でゲート端子２に一端を、他端を終端抵抗１０で
終端されている。１１は誘電体共振器でストリップ線路
９に結合するように配置されている。１２は電源供給端
子、１３は発振周波数でのおおよそ1/4波長の長さをも
つ終端開放1/4波長線路である。１４はセルフバイアス
抵抗、１５は低域通過フィルタである。１６は出力端子
である。
以上のように構成された従来のマイクロ波発振器におい
て、1/4波長線路１３の線路長が正確な1/4波長よりずら
してあるために生ずるリアクタンスが第１４図の素子６
に相当し、誘電体共振器１１とストリップ線路９から成
る共振回路が第１４図の素子７に相当し、第１５図の回
路は直列帰還型発振回路となる。第１５図において、電
源供給端子１２より直流電源を供給すると、セルフバイ
アス抵抗１４を流れる電流による電圧降下でゲート端子
２の電位がソース端子４の電位より低くなる。このと
き、ドレイン端子３に終端開放1/4波長線路１３を接続
するとゲート端子２に負性抵抗が発生し、ゲート端子２
よりＦＥＴ１側を見たときの反射率をΥＧとすると|ΥG
|＞１となる。ゲート端子２よりストリップ線路９側を
見たときの誘電体共振器１１の共振周波数近傍での反射
率をΥＲとすると、 |ΥR|・|ΥG| −(1) の場合にはゲート端子２とストリップ線路９との間に、
くり返し反射が生じ発振を開始する。その出力をソース
端子より得ていた。
第１６図は従来のソース接地並列帰還型発振回路の等価
回路を示すものである。第１４図，第15図と同一物につ
いては同一番号を付して説明する。１はＦＥＴ、２はゲ
ート端子、３はドレイン端子、４はソース端子である。
１７は容量性又は誘導性素子１８，１９より構成された
並列帰還回路である。素子１８および１９は一方が誘導
性であるとき他方は容量性であるように選定されてい
る。素子１８はＦＥＴ１のゲート端子２とソース端子４
との間に接続され、素子１９はＦＥＴ１のゲート端子２
とドレイン端子３との間に、負荷アドミッタンス素子２
０はＦＥＴ１のドレイン端子３の間に接続されている。
第１７図は並列帰還型発振器の具体的な構成の等価回路
を示す。１はＦＥＴであり、２はゲート端子、３はドレ
イン端子、４はソース端子である。２１，２２は終端開
放ストリップ線路で誘電体共振器２３と電磁的に結合し
ている。２４はドレイン端子に接続された出力端子であ
る。第１７図の回路において、誘電体共振器２３の共振
周波数近傍では、ドレイン端子３からストリップ線路２
１，２２と誘電体共振器２３を介してゲート端子２へ正
帰還がかかる。この帰還路の利得をＧＲ(|GR|＜１）と
し、ＦＥＴ１のゲート端子２とソース端子３間の利得を
ＧＦとすると、 |GR|・|GF| ｜ (2) の場合に第１７図の回路は誘電体共振器２３の共振周波
数近傍で発振を開始し、その出力を出力端子２４より取
り出していた。
発明が解決しようとする問題点 しかしながら第１５図の構成では、ＦＥＴ１の利得が低
い場合や、ＦＥＴ１内部のゲート・ソース間容量が大き
い場合に、ゲート端子２よりFET１側を見た反射率の絶
対値|ΥG|が低くなり発振開始が確実でなくなるという
問題点を有していた。
また、第１７図の構成ではＦＥＴ１の利得の絶対値|GF|
が低い場合や、ドレイン端子３からストリップ線路２
１，２２と誘電体共振器２３を介してゲート端子２に帰
還する帰還路の利得の絶対値|GR|が低い場合には発振を
開始しなかったり、出力が低下するという問題点を有し
ていた。
本発明はかかる点に鑑み、発振用能動素子の利得がある
程度低い場合でも、またその内部容量が大きい場合でも
安定に発振するマイクロ波発振路を提供することを目的
とする。
問題点を解決するための手段 上記目的を達成するために本発明のマイクロ波発振器
は、電界効果トランジスタと、一端が高周波的に接地さ
れ他端が前記電界効果トランジスタのドレイン端子に接
続された第１の誘導性素子と、前記電界効果トランジス
タのゲート端子に接続された共振回路と、一端が前記ド
レイン端子に他端が前記電界効果トランジスタのソース
端子に接続された第１の容量性素子を備えたことを特徴
とするものである。
作用 上記構成により、直列帰還回路を電界効果トランジスタ
のドレイン端子に接続された誘導性の素子と前記電界効
果トランジスタのゲートの端子に接続された共振回路で
構成し、並列帰還回路を前記ドレイン端子と前記電界効
果トランジスタのソース端子に両端を接続された容量性
の素子で構成し、発振用能動素子の前記ゲート端子に生
ずる負性抵抗を従来のマイクロ波発振器より高めること
により確実に発振を開始するマイクロ波発振器を得るこ
とができる。
実施例 以下、図面に基づき本発明の実施例について詳しく説明
する。
第１図に本発明の一実施例のマイクロ波発振器の高周波
等価回路を示す。なお第１４，１５，１６，１７図と同
一物には同一符号を付してその詳細な説明は省略する。
第１図において、１は発振用能動素子であるＦＥＴ、２
はゲート端子、３はドレイン端子、４はソース端子であ
る。２５は直列帰還回路であり、誘導性の素子２６，容
量性の素子２７から構成されている。また、２８は容量
性の素子であり、素子２８の一端はソース端子４に、他
端はドレイン端子３に接続され、並列帰還回路２９を構
成している。また、ソース端子４は負荷インピーダンス
素子３０に接続され、素子２６，２７，３０の他端は共
通に接続される。第１図の第１４図，第１６図と比較す
れば明らかなように、従来の直列帰還型発振回路でもな
く、並列帰還型発振回路でもない。直列・並列両帰還併
用型発振回路である。
第２図に第１の実施例のマイクロ波発振器の具体的構成
例を示す。３１はチップＦＥＴである。３２はゲート端
子、３３はドレイン端子、３４はソース端子である。３
５はインダクタであり第１図の素子２６に相当し、一端
をバイパスコンデンサ３６を介し高周波的に接地され、
他端をドレイン端子３３に接続されている。３７はコン
デンサであり、一端をソース端子３４に、他端をドレイ
ン端子３３に接続されている。コンデンサ３７は第１図
において素子２８に相当する。３８はストリップ線路で
あり、一端を終端抵抗３９で終端され、他端はゲート端
子３２に接続されている。４０は、ストリップ線路３８
に電磁的に結合するように配置された誘電体共振器であ
る。ストリップ線路３８，終端抵抗３９，誘電体共振器
４０により共振回路４１が構成され、この共振回路の共
振周波数近傍でのインピーダンスが第１図の素子２７の
インピーダンスに相当する。４２はセルフバイアス抵
抗、４３は発振周波数での波長の1/4の長さをもつ1/4波
長線路である。４４はバイアス端子、４５は出力端子で
ある。
以上のように構成された第２図の実施例のマイクロ波発
振器について以下その動作を説明する。
1/4波長線路４３は、一端が接地されるため他端は発振
周波数で開放となり、直流バイアス電流のみを通し、出
力信号がセルフバイアス抵抗４２で消費されるのを防
ぐ。インダクタ３５及びコンデンサ３７は、それぞれの
インダクタンス，キャパシタンスを適切に設定すること
により、ＦＥＴ３１のゲート端子３２からＦＥＴ３１側
を見た反射率の絶対値|ΥＧ|を増大させる作用を有す
る。共振回路４１の誘電体共振器４０の共振周波数近傍
での反射率の絶対値を｜ΥＲ｜とすると、 |ΥR|・|ΥG|１ −(3) で、ゲート端子３２と共振回路４１の間で誘電体共振器
４０の共振周波数近傍の信号のみがくり返し反射をし、
発振を開始する。
第３図は、ゲート端子３２からＦＥＴ３１側を見た発振
周波数１０．７５GHzでの反射率|ΥG|とインダクタ３５
のインダクタンスＬの関係を、コンデンサ３７のキャパ
シタンスＣ１をパラメータとして、あるチップＦＥＴに
ついて計算したものである。第３図の場合、ドレイン端
子３３を直接高周波的に接地する（Ｌ＝Ｏに相当）より
も、１．１ｎＨのインダクタ２を介して接地し、コンデ
ンサ３７のキャパシタンスＣ１を０．２PFにした場合
（この時、 の関係が成立している。）の方が、ゲート端子３２より
ＦＥＴ側を見た反射率の絶対値|ΥG|を高くすることが
でき、共振回路の反射率|ΥR|が低くても発振条件であ
る(3)式を満たすことが可能となる。よって|ΥR|が低く
ても確実に発振を開始するマイクロ波発振器を得ること
ができる。そして、コンデンサ３７の素子値を適当にと
れば低い値のインダクタ３５でも高いゲート端子３２で
の反射率|ΥG|を得る。
以上のようにこの実施例によれば、マイクロ波発振器に
おいて、ＦＥＴ３１のドレイン端子３３を適当な値のイ
ンダクタ３５を介して接地し、ＦＥＴ３１のドレイン端
子３３とソース端子３４を適当な値のコンデンサ３７で
接続することにより、確実に発振を開始するマイクロ波
発振器を得ることができる。しかも、コンデンサ３７を
ソース端子３４とドレイン端子３３間に挿入すること
で、低いインダクタンス値のインダクタ３５でも高いゲ
ート端子３２での反射率|ΥG|を得られるため回路の小
型化・ＩＣ化に適する。
第４図は本発明の第２の実施例のマイクロ波発振器を示
すものである。第２図と同一物には同一符号を付して説
明する。ソース端子３４と出力端子４５の間にコンデン
サ４６が直列に挿入されている以外は第２図の同様な構
成である。
前記のように構成された第４図の実施例のマイクロ波発
振器について、以下その動作を説明する。
第４図においてコンデンサ４６以外の動作は第２図と全
く同一である。コンデンサ４６は発振周波数においてＦ
ＥＴ３１のゲート端子３２からＦＥＴ３１側を見た反射
率の絶対値|ΥG|を第２図のマイクロ波発振器の場合よ
りさらに増大させる働きをもつ。
第５図は、あるチップＦＥＴについて、インダクタ３５
のインダクタンスＬを１．１ｎＨ，キャパシタ３７のキ
ャパシタンスＣ１を０．２ＰＦとしたときのコンデンサ
４６のキャパシタンスＣ２と発振周波数１０．７５ＧＨ
ｚでのゲート端子３２からＦＥＴ３１側を見た反射率の
絶対値|ΥG|との関係を示したものであり、この場合コ
ンデンサ４６のキャパシタンスＣ２が０．４５ＰＦの場
合がゲート端子３２からＦＥＴ３１側を見た反射率の絶
対値|ΥG|が最大となり、コンデンサ４６のない第２図
の場合に比べ一層確実に発振を開始するマイクロ波発振
器を構成できる。しかも、コンデンサ４６により出力端
子４５とソース端子３４とが直流的に遮断されるため、
あらためて直流遮断用のコンデンサを出力に挿入する必
要がない。
以上のように、第４図の実施例によれば、第２図のマイ
クロ波発振器にチップＦＥＴ３１の近傍で、かつ、ソー
ス端子３４と出力端子４５との間にコンデンサ４６を挿
入することにより、さらに確実に発振を開始するマイク
ロ波発振器を構成できる。
第６図は本発明の第３の実施例のマイクロ波発振器を示
すものである。第２，４図と同一物は同一符号を付して
説明する。第６図において、出力端子４５と接地間にコ
ンデンサ４７を挿入した以外は第４図と同様な構成であ
る。
前記のように構成された第６図の実施例のマイクロ波発
振器について、以下その動作を説明する。第７図は、第
６図の実施例についてソース端子３４より負荷側を見た
インピーダンスをスミス図表上に示したもので、ソース
端子４３よりコンデンサ４６，４７および端子４５に接
続される負荷側（コンデンサ３７は除く）を見たインピ
ーダンスは、コンデンサ４６，コンデンサ４７のキャパ
シタンスを変化させることにより第７図において斜線で
示された範囲４８のあらゆる点を実現できる。このた
め、ＦＥＴ３１の負荷インピーダンスを発振時の大信号
動作に最適な負荷インピーダンスに容易に合わせること
が可能となる。負荷インピーダンスを最適化することに
より、出力電力の大きなマイクロ波発振器や負荷インピ
ーダンスが大きく変動しても発振を停止しない高安定な
マイクロ波発振器を得ることができる。
以上のように、第６図の実施例において、インダクタ３
５，コンデンサ３７，コンデンサ４６，コンデンサ４７
のそれぞれのインダクタンス及びキャパシタンスを適切
に設定することにより、確実に発振を開始しかつ出力電
力が大きいマイクロ波発振器や、負荷のインピーダンス
が大きく変動しても発振を停止しない高安定なマイクロ
波発振器を得ることができる。
第８図は、本発明の第４の実施例のマイクロ波発振器を
示すものである。第２図，第４図，第６図と同一物につ
いては同一符号を付して説明する。３１はチップＦＥ
Ｔ、３２はゲート端子、３３はドレイン端子、３４はソ
ース端子である。３７は一端をドレイン端子３３に、他
端をソース端子３４に接続されたコンデンサである。３
８は一端をゲート端子３２に接続され、他端を終端抵抗
３９で終端されたストリップ線路である。４０はストリ
ップ線路３８に電磁的に結合するように配置した誘電体
共振器である。４１はストリップ線路３８，終端抵抗３
９，誘電体共振器４０からなる共振回路である。３６は
バイパスコンデンサ、４２はセルフバイアス抵抗、４３
は一端を接地した発振周波数での波長の1/4の長さをも
つ1/4波長線路であり、４４は電源供給端子である。４
５は出力端子、４６はコンデンサ、４９は特性インピー
ダンスZ01，長さｌ１の容量性終端開放ストリップ線路
であり、５０は特性インピーダンスZ02，長さｌ２のス
トリップ線路、５１は特性インピーダンスZ03，長さｌ
３のストリップ線路である。
以上のように構成された第８図の実施例のマイクロ波発
振器について以下その動作を説明する。
1/4波長線路４３は、一端が接地されているため他端は
発振周波数で開放となり、直流バイアス電流のみを通
し、出力信号がセルフバイアス抵抗４２で消費されるの
を防止する。一端をドレイン端子３３に接続され他端を
バイパスコンデンサ３６によって高周波的に接地された
ストリップ線路５１はその特性インピーダンスZ03およ
び長さｌ３を適切に設定することによりゲート端子３２
よりＦＥＴ３１側を見た反射率の絶対値|ΥG|を増大さ
せる作用を有する。また、コンデンサ３７，コンデンサ
４６はゲート端子３２よりＦＥＴ３１側を見た反射率の
絶対値をさらに増大させる作用を有する。また、容量性
終端開放ストリップ線路４９はその長さを発振周波数で
の波長の1/4より短かくすることにより等価的にキャパ
シタとして作用する。ストリップ線路４９および５０の
それぞれの特性インピーダンスZ01，Z02と長さｌ１，ｌ
２を適切に設定することによりＦＥＴ１のソース端子３
４から負荷側を見たインピーダンスを第６図の実施例よ
りも広い範囲に設定できる。
第９図は、第８図のマイクロ波発振器についてＦＥＴ３
１のソース端子３４から負荷側（コンデンサ３７は除
く）を見たインピーダンスをスミス図表上に示したもの
である。
ソース端子３４より負荷側を見たインピーダンスはコン
デンサ４６のキャパシタンス，ストリップ線路４９の特
性インピーダンスZ01，長さｌ１，および、ストリップ
線路５０の特性インピーダンスZ02，長さｌ２を変化さ
せることにより、第９９で斜線で示された範囲５２のあ
らゆる点を実現できる。この範囲５２は第７図の範囲４
８よりも明らかに広い。よって第８図の実施例において
は、第６図の実施例よりも負荷インピーダンスの設定範
囲が広いため、第６図の実施例よりも容易に、より高性
能な出力電力が大きい又は負荷インピーダンス変動に強
いマイクロ波発振器を得ることができる。
以上のように、第８図の実施例において、コンデンサ３
７，４６の素子値とストリップ線路４９，５０，５１の
寸法を適切に設定することで第２図，第４図，第６図の
実施例より高性能なマイクロ波発振器を容易に得ること
ができる。
第１０図は本発明によるマイクロ波発振器の第５の実施
例を示すものであり、第２図，第４図，第６図，第８図
と同一物については同一符号を付して説明する。ソース
端子３４と接地間にコンデンサ５３が挿入されている以
外は第２図と同様な構成である。
前記のように構成された第１０図の実施例のマイクロ波
発振器について以下その動作を説明する。第１０図にお
いてコンデンサ５３以外の動作は第２図と全く同一であ
る。コンデンサ５３は発振周波数においてＦＥＴ３１の
ゲート端子３２からＦＥＴ３１側を見た反射率の絶対値
|ΥG|を第２図の場合より増大させる働きをもつ。
第１１図は、あるチップＦＥＴについてインダクタ３５
のインダクタンスを１．１ｎＨ，キャパシタ３７のキャ
パシタンスＣ１を０．２ＰＦとした場合について、コン
デンサ５３のキャパシタンスＣ2と発振周波数１０．７
５ＧＨｚでのゲート端子３２からＦＥＴ３１側を見た反
射率との関係を示したものである。第１１図よりコンデ
ンサ５３のキャパシタンスＣ２が０．１３ＰＦの場合が
ゲート端子３２からＦＥＴ３１側を見た反射率の絶対値
|ΥG|が最大となる。よって第１１図の実施例ではコン
デンサ５３のない第２図の場合に比べ一層確実に発振を
開始するマイクロ波発振器を構成できる。
以上のように、第１０図の実施例によれば、第２図のマ
イクロ波発振器にチップＦＥＴ３１の近傍でかつソース
端子３４に終端を接地した適当なキャパシタンスのコン
デンサ５３を接続することにより、一層確実に発振を開
始するマイクロ波発振器を得る。
第１２図は、本発明の第６の実施例で、マイクロ波発振
器の回路構成図である。第２図，第４図，第６図，第８
図，第１０図と同一物については同一符号を付して説明
する。第１０図のコンデンサ５３の接地されていない端
子にコンデンサ５４の一端を接続し他端より出力をとり
出す以外は第１０図と同様な構成である。
以上のように構成された第１２図の実施例のマイクロ波
発振器について以下その動作を説明する。第１２図の実
施例では、コンデンサ５３，５４によりマイクロ波発振
器の負荷インピーダンスを広い範囲にわたり設定するこ
とができる。第１３図は、第１２図の実施例についてソ
ース端子３４より負荷側（コンデンサ３７は除く）を見
たインピーダンスをスミス図表上に示したものである。
ソース端子３４より負荷側を見たインピーダンスは、コ
ンデンサ５３，５４の値をそれぞれ変化させることによ
り第１３図の斜線で示された範囲５５のあらゆる点を実
現できる。このため、FET３１の負荷インピーダンスを
発振時の大信号動作に最適な負荷インピーダンスを容易
に合わせることが可能となる。負荷インピーダンスを最
適化することにより、出力電力の大きなマイクロ波発振
器や、負荷インピーダンスが大きく変動しても発振を停
止しない高安定なマイクロ波発振器を得ることができ
る。しかも、コンデンサ５４により出力端子４５とソー
ス端子３４を直流的に斜断できるためあらためて直流遮
断回路を必要としない。
以上のように、第１２図の実施例において、インダクタ
３５，コンデンタ３７，５３，５４のそれぞれの素子値
を適切に設定することにより高安定なマイクロ波発振器
を得る。
なお、第２図，第４図，第６図，第８図，第１０図，第
１２図の実施例ではチップＦＥＴを用いたが、パッケー
ジＦＥＴ，バイポーラトランジスタ又は他の３端子を有
する発振用能動素子でもよい。また、回路全体または一
部分をＭＭＩＣ化してもよい。第２図，第４図，第６
図，第８図，第１０図，第１２図において誘電体共振器
４０を利用した共振回路４１を用いたがそれ以外の共振
器または共振回路を用いてもよい。第２図，第４図，第
６図，第１０図，第１２図で集中定数で表現してあるイ
ンダクタ，コンデンサについては等価なスタブ線路等の
分布定数回路で実現してもよい。第８図において、スト
リップ線路５０，５１のどちらか一方もしくは両方とも
集中定数素子のインダクタで実現してもよい。同じく第
８図において、ストリップ線路４９のかわりに容量性の
終端短絡線路やＭＩＭ（金属−絶縁体−金属）キャパシ
タ等の集中定数素子のキャパシタを用いてもよい。ま
た、第１図から第１２図までの図で実施例の説明に用い
たインダクタ３５，コンデンサ３７，４６，４７，５
３，５４のそれぞれのインダクタンスやキャパシタンス
の最適値がＦＥＴ３１の特性や発振周波数により異なっ
た値となることはいうまでもない。
発明の効果 以上説明したように、本発明によれば次の効果がある。
(1) 反射率を高めて発振を安定に開始させることができ
る。
(2) 接地間のインダクタを小さくできるため回路を小型
化できる。特にＭＭＩＣ化時の実用的価値は大きい。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明のマイクロ波発振器の高周波等価回路、
第２図は本発明の第１の実施例におけるマイクロ波発振
器の回路図、第３図は同実施例の回路特性図、第４図は
本発明の第２の実施例におけるマイクロ波発振器の回路
図、第５図は同実施例の回路特性図、第６図は本発明の
第３の実施例におけるマイクロ波発振器の回路図、第７
図は同実施例の回路特性を示す図、第８図は本発明の第
４の実施例におけるマイクロ波発振器の回路図、第９図
は同実施例の特性図、第１０図は本発明の第５の実施例
におけるマイクロ波発振器の回路図、第１１図は同実施
例の特性図、第１２図は本発明の第６の実施例における
マイクロ波発振器の回路図、第１３図は同実施例の特性
図、第１４図，第１５図，第１６図，第１７図はそれぞ
れ従来のマイクロ波発振器の回路図である。 ３１……ＦＥＴ、３２……ゲート端子、３３……ドレイ
ン端子、３４……ソース端子、３５……インダクタ、３
７，４６，４７，５３，５４……コンデンサ、４１……
共振回路、４４……バイアス端子、４５……出力端子、
４９……容量性終端開放ストリップ線路、５０，５１…
…ストリップ線路。

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】電界効果トランジスタと、一端が高周波的
    に接地され他端が前記電界効果トランジスタのドレイン
    端子に接続された第１の誘導性素子と、前記電界効果ト
    ランジスタのゲート端子に接続された共振回路と、一端
    が前記ドレイン端子に他端が前記電界効果トランジスタ
    のソース端子に接続された第１の容量性素子を備えたこ
    とを特徴とするマイクロ波発振器。
  2. 【請求項２】第１の誘導性素子のインダクタンスをＬ、
    第１の容量性素子のキャパシタンスをＣ、発振周波数を
    ｆとしたときに、 の関係が成立するように第１の誘導性素子および第１の
    容量性素子のインピーダンスを選んだことを特徴とする
    特許請求の範囲第１項記載のマイクロ波発振器。
  3. 【請求項３】ソース端子に第２の容量性素子の一端を接
    続し、第２の容量性素子の他端より出力を取り出すよう
    にしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のマ
    イクロ波発振器。
  4. 【請求項４】出力端子に終端を高周波的に接地した第３
    の容量性素子を接続したことを特徴とする特許請求の範
    囲第３項記載のマイクロ波発振器。
  5. 【請求項５】ソース端子に第２の容量性素子と第２の誘
    導性素子を直列に接続した回路の一端を接続し、前記回
    路の他端に出力端子を設け、前記出力端子に終端を接地
    した第３の容量性素子を接続したことを特徴とする特許
    請求の範囲第１項記載のマイクロ波発振器。
  6. 【請求項６】電界効果トランジスタのソース端子に終端
    を接地した第２を容量性素子を接続し、前記電界効果ト
    ランジスタのソース端子より出力を取り出すことを特徴
    とする特許請求の範囲第１項記載のマイクロ波発振器。
  7. 【請求項７】出力端子に第３の容量性素子の一端を接続
    し、この第３の容量性素子の他端より出力を取り出すこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第６項記載のマイクロ波
    発振器。
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