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Mikrowellenoszillator mit einem dielek-
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trischen Resonator Die Erfindung betrifft einen breitbandig abstimmbaren,
nahezu konstant frequenzstabilen Mikrowellenoszillator mit einem dielektrischen
Resonator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
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In den letzten Jahren sind eine Reihe von Mikrowellenoszillatoren
veröffentlicht worden, die einen GaAs-Feldeffekttransistor (GaAs-FET) als verstärkendes
und einen dielektrischen Resonator, im folgenden zur Vereinfachung stets "DR" genannt,
als frequenzstabilisierendes Element enthalten. Die bekanntgewordenen Schaltungen
lassen sich nach zwei Kriterien klassifizieren: 1. Aufbau des Verstärkerelements:
Prinzipiell lassen sich Vierpole wie Feldeffekttransistoren oder bipolare Transistoren
als Source (Emitter)-, Gate (Basis)- oder Drain (Kollektor)-Schaltung aufbauen.
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Alle drei Schaltungstypen werden in Oszillatoren verwendet. Im allgemeinen
erweist es sich als günstig, externe Beschaltungen vorzusehen, die den Transistor
positiv rückkoppeln und die Schwingneigung erhöhen.
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2. Aufbau der frequenzstabilisierenden Schaltung: Die frequenzstabilisierende
Schaltung muß ein Bauteil hoher Güte enthalten. In der herkömmlichen Technik wurden
weitgehend Hohlraumresonatoren verwendet, die im X-Band
unbelastete
GUten bis etwa 20000 erreichen. Wesentlich kompakter lassen sich Oszillatoren aufbauen,
wenn dielektrische Resonatoren, im folgenden DR genannt, verwendet werden. Sie bestehen
aus keramischem Material mit Dielektrizitätakonstanten um 40. Die Materialverluste
sind so gering, daß unbelastete GUten bis 7000 bei 10 GHz gemessen werden.
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In stabilisierten Oszillatoren werden DR als Resonatoren vom Transmissions-,
Reflexions- oder Reaktionstyp eingesetzt. Für einen größeren mechanischen Abstimmbereich
hat es sich als günstig erwiesen, einen DR in das Rückkopplungsnetzwerk einzubauen.
Innerhalb des Rückkopplungsnetzwerkes arbeitet der DR dann als Transmissionsresonator
(DE-OS 30 07 580 und 30 07 581).
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Der Literatur lassen sich zwei wesentlicheiEntwicklungsrichtungen
entnehmen. Zum einen wurden Festfrequenzoszillatoren aufgebaut, die sich durch Frequenzstabilitäten
(in Abhängigkeit von der Oszillatortemperatur) bis hinab zu + 0.1 ppm/K auszeichnen
(C. Taironis, P. Lesarte: Temperature Stabilization of GaAs FET Oscillators Using
Dielectric Resonators", Proc. 12th European Microware Conference, Helsinki, 1982,
pp. 181-186). Zum anderen zeigen Versuche mit mechanisch abstimmbaren Oszillatoren
Durchstimmbereiche bis zu knapp 15 % (0. Ishihara, T. Mori, H. Sawano, M. Nakatani:
"A Highly Stabilized GaAs FET Oscillator Using a Dielectric Resonator Feedbacke
Circuit in 9-14 GHz", IEEE Trans., vol. MTT-28, no. 8, pp.
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817-824 7 und S. Shinozaki, T. Hayasaka, K. Sakamoto: t'6-12 GHz Transmission
Type Dielectric Resonator Transistor Oscillators", Proc. IEEE MTT-S, Ottawa 1978,
pp. 294-296).
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Einige dem Stand der Technik entsprechende Beispiele aus der Vielzahl
von Varianten, die an DR-stabilisierten
Transistoroszillatoren aufgebaut
wurden, sind in Bild 1 schematisch dargestellt. Es handelt sich durchweg um Oszillatoren,
die in Mikrostriptechnik aufgebaut sind.
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Allen Beispielen gemeinsam ist ein Verstärkervierpol 1; hier als Feldeffekttransistor
mit den Elektroden D (Drain), S (Source) und G (Gate) dargestellt. Es kann ebenso
ein bipolarer Transistor verwendet werden. Darin sind die Elektrode D durch K (Kollektor),
S durch E (Emitter) und G durch B (Basis) zu ersetzen.
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Die Bilder 1a und ib zeigen Oszillatoren, in denen ein Netzwerk 2
sowohl die positive Rückkopplung des Verstärkervierpols 1 als auch die Frequenzstabilisierung
übernimmt. Zum Zwecke der Stabilisierung ist in das Netzwerk 2 ein Bauelement hoher
Güte, in diesen Fall der dielektrische Resonator DR, eingebaut. Die Netzwerke unterscheidet
im Prinzip nur, daß einmal die Drainelektrode (Bild 1a), einmal die Sourceelektrode
(Bild Ib) als Ausgang verwendet wird. In beiden Fällen, wie auch bei den Schaltungen
in den Bildern 1c, 1d und 1e ist ein Anpassungsnetzwerk 3 vorgesehen, das die Oszillatorschaltung
an den Lastwiderstand z (4) anpaßt. In der Praxis kann man auf das Anpassungsnetzwerk
3 oft verzichten.
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Die Gateleitungen sind sowohl in Bild 1a als auch in Bild 1b mit ihrem
Wellenwiderstand RG (5) abgeschlossen. Entsprechendes gilt für die Drainleitung
und ihren Wellenwiderstand RD (6) in Bild 1b. Gate- und Drainleitung können auch
als leerlaufende Stichleitungen ausgeführt sein. Dadurch vermindert sich die Dämpfung
in den Rückkopplungsschleifen. Bei manchen Transistortypen ist es günstig, zur Erhöhung
der Schwingneigung auch die Sourceelektrode in Bild 1a reaktiv zu belasten.
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Da das Netzwerk 2 die Aufgabe hat, einen Teil der Ausgangsleistung
des Verstärkervierpols 1 phasenrichtig auf dessen
Eingang zurückzukoppeln,
setzt man den DR in Schaltungen wie in Bild 1a und Ib als Transmissionsresonator
ein. Das ist in den Schaltungen der Bilder 1c und 1e anders. Hier schwingt die Verstärkerschaltung
durch interne Rückkopplung. Dazu werden Reaktanzen 7 bzw. 8 an der Drainelektrode
(Bild 1c) oder der Gateelektrode (Bild 1d) angeschlossen. Die Frequenzstabilrsierung
übernimmt in beiden Fällen eine Stabilisierungssc}ialtung 9. Diese enthält den DR,
der dann als Reaktions- oder Reflexionaresonator geschaltet ist. Ein weiteres Beispiel
zeigt Bild le. In diesem Fall befindet sich die Stabilisierungsschaltung 10 in der
Ausgangsleitung des Oszillators. Der DR arbeitet dann als Transmissions- oder Reaktionsresonator.
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Prinzipiell lassen sich die Schwingfrequenzen aller beschriebenen
Oszillatortypen mechanisch verstimmen, indem man die Resonanzfrequenz des DR selbst
verstimmt. In der Praxis geschieht das dadurch, daß man eine metallisch leitende
Fläche, eine Schraube oder den gesamten Deckel eines Hohlraumresonators, in ciem
sich der DR befindet, in die Nähe des DR bringt. Neben diesem gewollten muß man
aber auch den unvermeidlichen Effekt berücksichtigen, daß die Rückseitenmetallisierung
einer Mikrostripachaltung ebenfalls eine leitende Platte darstellt, welche die Resonanzfrequenz
eines DR erhöht. Ein DR hat in einer Nikrostripachaltung folglich immer eine höhere
Resonanzfrequenz als im freien Raum mit sehr weit entfernten leitenden Flächen.
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Bild 2 zeigt schematisch einen Aufbau zur Messung der Resonanzfrequenz
fRes eines DR in einer Mikrostripschaltung in Abhängigkeit vom Luftspalt a zwischen
dem DR 11 und einer Abstimmschraube 12. Der DR arbeitet in diesem Fall als Transmissionsresonator.
Ein Wobbeloszillator 13 speist eine 5OJL-Nikrostrip 14, die mit ihrem Wellen-
widerstand
Z abgeschlossen ist. Nur in der Nähe der Resonanzfrequenz fRes wird Leistung auf
eine zweite Mikrostrip 15 übertragen. Diese Leistung wird mit einer Diode 16 detektiert
und auf einem Sichtgerät 17 angezeigt. Mit dem Frequenzmesser 18 läßt sich ich fRes
genau messen.
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Typische Meßergebnisse fir DR mit Resonanzfrequenzen im X-Band (Höhen/Durchmessenverhältnis
H/D = 2mm/5mm) sind in Bild 3 dargestellt. Fild 3a zeigt die relative Frequenzänderung
t fRes in Xbhängigkeit vom Luftspalt a bezogen auf den Wert für a e oo. Mit sinkendem
a steigt die Resonanzfrequenz an. Dabei haben Abstände von a> H noch keinen wesentlichen
Effekt. Erst für a< H/2 nimmt die Kurve einen steilen Verlauf. Das zeigt sich
noch deutlicher am Differenzquotienten a fRes/Aa, der in der Dimension Iw,Hz/pm
in Bild 3b aufgetragen ist. Für a> Hliegt er noch unter 100 kHz/um, steigt aber
für af H/2 stark an und erreicht für a = 500 µm schon etwa 1,5 MHz/pm. Praktisch
die gleichen ErgebJlisse werden gemessen, wenn der DR zwischen zwei rechtwilklig
verlaufende Leitungen ebenfalls als Transmissionsresonator oder als Reaktionsresonator
an eine durchgehende Leitung gekoppelt wird. Wenn der Durchmesser der Abstimmschraube
größer als D ist, findet man auch von diesem Parameter keine wesentliche Abhängigkeit.
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Die Kurven in Bild 3a und 3b zeigen, daß die Resonanzfrequenz insbesondere
bei starker Verstimmung sehr empfindlich gegen Abstandsäiiderungen A a reagiert.
Das gilt dann natürlich auch für Dickenänderungen des Mikrostripsubstrats 19. Nach
dem S;and der Technik wurden Kompensatiorsmaßnahmen, die da, gesamte System Mikrostripsubstrat-Dielektrischer
Resonator-Abstimmschraube-Oszillatorgeläuse berücksichtigen, bisher nicht ergriffen.
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Ein weiterer wichtiger (esichtspunkt beim Bau von weit abstimmbaren,
dennoch gegenüber Temperaturänderungen gleichmäßig konstant frequenzstabilen DR-
stabilisierten
Oszillatoren ist die Güte des DR im System Mikrostripschaltung-Abstimmschraube.
Bild 4 (Kurve a) zeigt, wie stark in einer Anordnung wie in Bild 2 die belastete
Güte QL abnimmt, wenn sich der Luftspalt a verkleinert. Ähnliche Werte gelten, wenn
der DR als Reaktionsresonator an eine geradlinig durchlaufende Nikrostrip angekoppelt
wird. Mit wachsender Verstimmung sinkt QL um etwa eine Größenanordnung. Das hat
zur Folge, daß auch die Oszillatorstabilität in etwa dem gleichen Maße zurückgeht.
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Eine dem Stand der Technik entsprechende Maßnahme sowohl zur Minderung
der Empfindlichkeit der DR-Resonanzfrequenz gegenüber Dickenänderungen des Substrats
19 als auch zur Erhöhung der Güte des frequenzbestimmenden Teils der Oszillatorschaltung
ist es, eine dielektrische Abstandscheibe zwischen Substrat 19 und DR 12 zu legen.
Tatsächlich erhöht sich dann QL insgesamt (Kurve b), nimmt aber ebenso wie bei direkt
aufliegendem DR mit sinkendem Luftspalt a drastisch ab.
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Aufgabe der Erfindung ist es, diese Nachteile der durch dielektrische
Resonatoren stabilisierten Mikrowellenostillatoren nach dem Stand der Technik zu
beseitigen und Oszillatoren zu schaffen, die einerseits mechanisch weit durchstimmbar
sind und andererseits im gesamten Durchstimmbereich eine hohe und nahezu konstante
Frequenzstabilität gegenüber Temperaturänderungen haben.
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Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe vor allem durch die im Kennzeichen
des Anspruchs 1 beschriebenen Maßnahmen gelöst.
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Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind insbesondere im Unteranspruch
2 sowie ferner in den Unteransprüchen 3 bis 12 beschrieben.
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Merkmale, Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus
den Ansprüchen und aus der Beschreibung anhand der Zeichnung und werden an Ausführungsbeispielen
näher erläutert.
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Es zeigen Bild 1: Beispiele von Prinzipschaltbildern von DR-stabilisierten
FET-Oszillatoren nach dem Stand der Technik a) DR in der Rückkopplungsschleife,
Drainelektrode als Ausgang, b) wie a), aber Sourceelektrode als Ausgang c) DR in
einem Stabilisierungsnetzwerk an der Gateelektrode, d) DR in einem Stabilisierungsnetzwerk
an der Sourceelektrode, e) DR in einem Stabilisierungsnetzwerk an der Sourceelektrode,
die gleichzeitig den Ausgang bildet; Bild 2: schematisch eine Anordnung für die
Messung der Resonanzfrequenz fRes eines dielektrischen Resonators in einer Mikrostripschaltung;
Bild 3: Diagramme zur Abstimmung eines dielektrischen Resonators mit einer Schraube,
nämlich a) FrequenzänderungtfRes über dem Luftspalt a und b) Differenzquotient a
fRes/z a; Bild 4: ein Diagramm der belasteten Güte QL eines wie in Bild 2 als Transmissionsresonator
geschalteten dielektrischen Resonators, nämlich Kurve: a) Resonator liegt auf dem
Mikrostripsubstrat, b) Dielektrische Abstandsscheibe zwischen Substrat und DR; Bild
5: ein Prinzipbild des frequenzbestimmenden Teils eines DR-stabilisierten Oszillators;
Bild
6: ein Diagramm der maximalen Frequenzdrift über der Abstimmfrequenz fT. Durchgezogene
Kurve: keramikgefülltes Teflon, Fr = 10.5, h = 635um; gestrichelte Kurve: glasfaserverstärktes
Teflon,# = 2,3, h = 790ym; Bild 7: zwei schematische Darstellungen der Ankopplung
eines dielektrische Resonators (DR) über sogenannte Hakenantennen, also als sogenannte
Mikrostrip-Hakenkopplung, jeweils in Seiten- und in Draufsicht, nämlich a) DR vom
Reflexionstyp, b) DR vom Transmissionstyp; Bild 8: ein Diagramm der belasteten Güte
0L eines wie in Bild 7b) als Transmissionsresonator geschalteten dielektrischen
Resonators; Bild 9: eine im wesentlichen schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels
eines Oszillators mit einem dielektrischem Resonator in der Rückkopplungsschleife
in der Draufsicht ohne Gehäusedeckel; Bild 10: das Ausführungsbeispiel nach Bild
9 im schematischen Längsschnitt.
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Bei der Beschreibung des Standes der Technik wurde deutlich, daß zwei
Maßnahmen ergriffen werden müssen, um breitbandig durchstimmbare, gleichzeitig gegenüber
Temperaturänderungen nahezu konstant frequenzstabile DR-stabilisierte Oszillatoren
aufzubauen. Zum einen muß dafür gesorgt werden, daß sich die Güte der Stabilisierungaschaltung
während der Abstimmung nicht wesentlich verändert, zum anderen muß das gesamte System
Oszillator-Oszillatorgehäuse entsprechend richtig ausgelegt sein.
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Es wird zunächst die zweite Maßnahme betrachtet.
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Bild 5 zeigt den prinzipiellen Aufbau des frequenzbestimmenden und
-stabilisierenden Teil eines DR-stabilisierten Oszillators. Die eigentliche Mikrostrip-Oszillatorschaltung
befindet sich auf einem Substrat 19 und ist der Einfachheit halber nicht eingezeichnet,
für die zunächst folgenden Uberlegungen aber auch nicht wesentlich.
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Das Substrat 19 habe die Dicke h. Zwischen Substrat 19 und DR 11 befindet
sich eine dielektrische Abstandsscheibe 20 der Dicke s. Sie kann anders als in Bild
5 auch als Rohr ausgebildet sein, ihre Form muß nicht notwendigerweise zylindrisch
sein. Der DR 11 habe die Höhe H, auch er kann die Form eines Rohres haben. Substrat
19, Abstandsscheibe 20 und DR 11 befinden sich in einem Gehäuse mit einem hier topfförmigen
Gehäusekörper 21, einem Gehäusedeckel 22 und der vom Gehäusedeckel aus verstellbaren
Abstimmschraube 12. Der Gehäusekörper 21 habe die innere Höhe g, die Abstimmschraube
1? die Eintauchtiefe 1. Die tatsächlich verwendete Form des Gehäusekörpers 21 ist
von untergeordnetem Interesse, insbesondere kann die Abstimmschraube 12 auch einen
so großen Durchmesser haben,
daß sie den Querschnitt des Gehäusekörpers
21 praktisch vollständig ausfüllt. Die gesamte Anordnung hätte dann die Form eines
zylindrischen Hohlraumresonators. Der DR 11 befindet sich im Abstand h + 5 von der
Nikrostrip-Rückseitenmetallisierung 23. Der Luftspalt a berechnet sich zu a =- g
- 1 - H - s - h. Bei starker Verstimmung kann man mit auch + s rechnen, so daß dann
der Luftspalt a und seine Änderung im wesentlichen die Frequenzstabili tät des Oszillators
bestimmt. Mit steigender Temperatur dehnen sich Substrat 19, DR 11, Abstandsscheibe
20 und Abstimmschraube 12 aus und verkleinern den Luftspalt a.
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Dementgegen arbeitet die Ausdehnung des Gehäusekörpers 21, die mit
der Größe g auch den Luftspalt a vergrößert.
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Die Parameter, die die Änderung des Luftspaltes a und den Abstand
h + s des DR 11 von der Mikrostrip-Rückseitenmetallisierung in Abhängigkeit von
der Temperatur bestimmen, sind - Die Dicke h und der Ausdehnungskoeffizient αM
des Nikrostripsubstrats 19, - die Dicke s und der Ausdehnungskoeffizientoc, der
Abstandsscheibe 20, - die Höhe H und der AusdehnungskoeffizientocDR des DR 11, -
die Eintauchtiefe 1 und der Ausdehnungskoeffizient der des der Abstimmschraube 12
und - die Höhe g und der Ausdehnungskoeffizient## des Gehäusekörpers 21.
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Die Änderung von a und h + s mit der Temperatur bestimmt gemäß Bild
3a den Temperaturgang der Resonanzfrequenz fRes des DR 11. Dem ist dann noch der
Frequenzgang des
DR 11 selbst aufgrund seines Temperaturkoeffizienten
linear überlagert. Der Temperaturkoeffizientß DR DRkann bei kommerziell erhältlichen
DR zwischen etwa -4ppm/K und +13ppm/K gewählt werden. Insgesamt ist dann die Resonanzfrequenz
fRes des DR 11 und damit im wesentlichen auch die Schwingfrequenz f eines Oszillators
eine Funktion f = F ( h« M s M AcH iDR l,##, PDR )* Sie ist, da die Kurven in Bild
3 nicht in geschlossener mathematischer Form vorliegen, nicht ohne weiteres analytisch
lösbar. Eine numerische Lösung ist aber nicht schwierig, auch dann nicht, wenn eine
Minimierung der Frequenzänderungen A f als Funktion der Temperatur für alle Längen
l, nach g - h - s - H > l ># 0 durchgeführt wird. Eine numerische Minimierung
= F (1) ist Grundlage für die Dimensionierung des später beschriebenen Ausführungsbeispiels.
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Berechnungsbeispiele für die maximale Frequenzdrift A fmax eines Oszillators
aufgrund der Änderungen der Resonanzfrequenz AfRes des DR 11 in einer Anordnung
wie in Bild 5 sind in Bild 6 dargestellt. Die vorgegebene Variable ist die Abstimmfrequenz
fT = F (1), um die der DR 11 gegenüber dem Zustand bei sehr weit entfernter Abstimmschraube
12 bestimmt ist. Bei den Rechnungen wurde die zunächst vereinfachenden Annahme gemacht,
daß die Güte des Stabilisierungskreises für alle #T so hoch ist, daß der Stabilisierungskreis
allein die Oszillatorfrequenz bestimmt.
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Um die Möglichkeiten der hier dargestellten Uberlegungen besonders
deutlich zu demonstrieren, wurden für die Be-
rechnungen der Kurven
in Bild 6 Materialien gewählt, die einerseits kostengünstig sind, andererseits aber
hohe Material-Ausdehnungskoeffizienten haben, die den Bau von frequenzstabilen Oszillatoren
erschweren.
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Die durchgezogene Kurve wurde mit folgenden Parametern berechnet:
Substrat: keramikgefülltes Teflon, F r = lot5, h = 635 Fm Abstandsscheibe: Plexiglas,
s = o,6mm DR: H/D = 2mm / 5mm, Temperaturkoeffizient +2y5ppm/K Gehäuse: Messing,
g = 9mm Abstimmschraube: Messing Die maximale Frequenzdrift variiert über einen
Abstimmbereich von 1400 MHz um etwa 800 kHz.
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Eine Kompensation der Frequenzdrift ist auch dann möglich, wenn ein
Substrat mit einem noch höheren Ausdehnungskoeffizienten gewählt wird. Mit den Parametern:
Substrat: glasfaserverstärktes Teflon, # r = 2,3, h = 79ohm Abstandsscheibe: Plexiglas,
s = O,6mm DR: H/D = 2mm / 5mm, Temperaturkoeffizient +7,5ppm/K Gehäuse: Aluminium,
g = 8mm Abstimmschraube: Messing ergibt sich die gestrichelte Kurve in Bild 6.
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Kontrollmessungen an Oszillatoren mit Materialparametern wie im ersten
Fall zeigten allerdings zunächst daß die hier dargestellten Überlegungen nur bis
zu fT von etwa 500 MHz realisiert werden könnten. Dabei wurde ein Rückkopplungs-
und Stabilisierungsnetzwerk in einer Form ähnlich der in Bild 2, d.h. mit parallelgeführten
Mikrostreifenleitungen gewählt. Bild 4 erklärt den Sachverhalt:
Mit
wachsender Verstimmung sinkt die Güte des Stabilisierungsnetzwerkes so stark, daß
die Drift der Oszillatorfrequenz aufgrund der Änderungen des Verstärkungselementes
mit der Temperatur immer stärker ins Gewicht fällt.
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Geringere Frequenzdrifte sind mit Materialien, die niedrigere Ausdehnungskoeffizienten
haben, ohne weiteres möglich.
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Dabei ist an Keramiksubstrate, z.B. Al203, oder Quarzsubstrate, an
Abstandsscheiben aus Quarzglas oder keramischem Material und an diverse Invar-Legierungen
für den Gehäusekörper und -deckel sowie die Abstimmschraube zu denken. Wie schon.
vorher erwähnt, ist für konstante Frequenzstabilität gegenüber Temperaturänderungen
im gesamten Abstimmbereich auch noch die Bedingung zu erfüllen, daß die Güte der
Stabilisierungsschaltung über der Abstimmung bei Temperaturänderungen wenigstens
näherungsweise konstant bleibt. Erfindungsgemäß wird dieses Problem dadurch gelöst,
daß die Verkopplung der Mikrostripschaltung mit dem DR 11 für den Fall, daß der
DR 11 als Reaktions- oder Reflexionsresonator arbeitet, über eine als Mikrostrip
ausgeführte Hakenantenne 24 bewerkstelligt wird (Bild 7a), was als Mikrostrip-Hakenkopplung
bezeichnet werden könnte, bei der also der sich unterhalb des DR erstreckende Mikrostripendteil
hakenförmig, z.B. der Kontur des DR folgend, ausgebildet ist. Ist der DR 11 als
Transmissionsresonator geschaltet, wird er wie in Bild 7b über zwei Hakenantennen
25,26 der beschriebenen Art angekoppelt. Schaltungen dieser Art wurden bereits untersucht
(R. Bonetti, A. Atia: flcoupling of Cylindrical Dielectric Resonators to Microstrip
Liner, Proc. IEEE MTT-S, Washington 1981, pp. 167-169). Rechnungen und Messungen
zeigen daß die Güte einer Anordnung wie in Bild 7b stark vom Hakenradius RH und
-winkel# f abhängt.
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Da in einer
Oszillatorschaltung prinzipiell hohe
GUten gewünscht werden, sind kleine Winkel # und Radien RH nahe am Durchmesser des
DR 11, RDR, günstig. Andererseits darf RH nicht zu groß gewählt werden, um ein zu
starkes Absinken der Resonatorgüte mit der Abstimmung zu vermeiden. Als guter Kompromiß
hat sich ein Winkel P von etwa 450 und ein RH / RDR von etwa 0,8 herausgest#llt.
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Meßergebnisse für = 450 RM / %R = 0.8 und eine Abstandsscheibe aus
Plexiglas mit s = 0,6mm sind in Bild 8 dargestellt. Sie wurden in einer Meßvorrichtung
ähnlich wie in Bild 2 mit der Anordnung von Bild 7b aufgenommen. Als Substratmaterial
wurde keramikgefülltes Teflon, h = 635um, Er = 10,5 verwendet. Die Güten erreichen
zwar nicht den Maximalwert wie bei durchgehenden Mikrostreifenleitungen (Bild 2),
fallen aber über der Abstimmung bei weitem nicht so stark ab.
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Die Erfindung soll an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert werden.
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Es betrifft einen Mikrowellenoszillator mit einem FET 1 und einem
DR 11 in einer Rückkopplungs- und Stabilisierungsschleife 2 nach der Prinzipschaltung
in Bild la ohne Widerstand RG 5. Die Schaltung und der prinzipielle Aufbau sind
in Bild 9 und 10 dargestellt. Sie enthält die gleichen Materialien und Abmessungen,
wie sie zur Berechnung der durchgezogenen Kurve in Bild 6 herangezogen wurden, und
arbeitet im X-Band um 11GHz.
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Der FET 1 liegt mit seiner Sourceelektrode S auf Masse, die Drainelektrode
D dient als Ausgang, der FET wird zwischen Drain- und Gateelektrode über die Mikrostreifenleitungen
27 und 28, deren Hakenantennen 25,26, den DR 11 und die Abstimmschraube 12 zurückgekoppelt
und stabilisiert. Die Gleichspannungsversorgungen für Drain- und
Gateelektrode,
VDS und VGS, sind nur prinzipiell eingezeichnet. Die Länge der Nikrostreifenleitungen
27 und 28 zwischen dem FET 1 und den Hakenantennen 25 und 26 ist so kurz wie möglich
(unnötige Vielfache von A /2 der i Wellenlange X auf den Mikrostreifenleitungen
werden vermieden) und so gewählt, daß die Phase der von der Drainelektrode zur Gateelektrode
übergekoppelten Welle für eine positive Rückkopplung sorgt. Wegen der elektrischen
Kürze des Rückkopplungswegs liegt der Durchstimmbereich des Oszillators bei etwa
2000 MHz. Bis zu einem fT von etwa 1500 MHz folgt der Oszillator befriedigend genau
der in Bild 6 gezeigten Kurve. Für größere fT sinkt die Frequenzstabilität dann
stark ab, da für diese Werte dann doch die Güte des Stabilisierungskreises zu sehr
abnimmt.
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Bis zu fT von 1500 MHz ist auch keine wesentliche Änderung des Amplituden-
und Frequenzrauschens festzustellen.
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Da sehr kostengünstige Materialien verwendet werden und der Oszillator
äußerst kompakt und mechanisch einfach aufgebaut ist, bietet er sich zur Anwendung
in Systemen an, bei denen der Kostenfaktor einen entscheidenden Punkt darstellt.
Das gilt insbesondere für Empfangsanlagen für zukünftige direktsendende Rundfunksatelliten.
Wegen seines großen Durchstimmbereiches und seiner dennoch über weite Frequenzbereiche
nahezu gleichbleibenden Frequenzstabilität gegenüber Temperaturänderungen kann er
ohne Schar tungsänderungen in Empfangs anlagen für verschiedenste Satelliten eingesetzt
werden.
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