DE19903006C2 - Resonatorschaltung und Oszillator mit Resonatorschaltung - Google Patents

Resonatorschaltung und Oszillator mit Resonatorschaltung

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Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Resonator­ schaltung und auf einen Oszillator mit einer solchen Resona­ torschaltung, die für eine Mikrowellenband- oder Millimeter­ wellenband-Kommunikation verwendet wird.
Mit dem in jüngerer Zeit zunehmenden Bedarf nach mobilen Kommunikationssystemen wurde das Millimeterwellenband ver­ breitet verwendet, um die Kapazität zum Übertragen von In­ formationen in einem System zu erhöhen. Ein dielektrisches Hochfrequenzfilter oder ein spannungsgesteuerten Hochfre­ quenzoszillator (VCO; VCO = voltage-controlled oscillator) umfaßt beispielsweise einen dielektrischen TE01δ-Mode-Reso­ nator in einer zylindrischen Form.
Allgemein ist die Resonanzfrequenz des Resonators durch sei­ ne Form bestimmt, während die Stärke der elektromagnetischen Kopplung zwischen dem Resonator und einem Mikrostreifen oder dergleichen durch den Abstand zwischen denselben bestimmt ist. Um folglich ein Filter oder einen Resonator herzustel­ len, der eine gewünschte Spezifikation erfüllt, erfordern die Erzeugung der Form des Resonators und die Positionierung desselben eine große Genauigkeit.
In der offengelegten Japanischen Patentanmeldung Nr. 8- 265015 der Anmelderin dieser Anmeldung ist eine Resonator­ schaltung offenbart, bei der leitfähige Schichten auf beiden Hauptoberflächen einer dielektrischen Platte angeordnet sind, um einen dielektrischen Resonator auf einem Teil der Platte zu bilden. Die leitfähigen Schichten, die auf der dielektrischen Platte angeordnet sind, dienen als Massepo­ tentiale; während ein Mikrostreifen, der auf einer weiteren dielektrischen Platte angeordnet ist, auf die dielektrische Platte gestapelt ist. Diese Anordnung liefert z. B. einen VCO.
Ein ähnlicher Typ einer Resonatorschaltung wurde in der Ja­ panischen Patentanmeldung Nr. 8-294087 und in dem US-Patent 6,016,090 vorgeschlagen. Die Fig. 5 bis 8 zeigen die Struk­ tur der Resonatorschaltung. Es sei bemerkt, daß die Resona­ torschaltung zum Zeitpunkt des Einreichens der Japanischen Anmeldung Nr. 10-17006, deren Priorität für die vorliegende Anmeldung in Anspruch genommen wurde, nicht offengelegt war. Folglich ist die Resonatorschaltung nicht als Stand der Technik für die vorliegende Erfindung zu betrachten.
Fig. 5 zeigt eine perspektivische Ansicht der Resonator­ schaltung. Hier sind leitfähige Schichten 2 und 3 auf beiden Hauptoberflächen einer dielektrischen Platte 1 gebildet, mit Ausnahme eines Teils jeder Hauptoberfläche der Platte, der eine Öffnung 4 ist. Dies ermöglicht, daß ein dielektrischer TE010-Mode-Resonator gebildet wird. Zwei Leitungen 11 und 12, die auf einem dielektrischen oder isolierenden Substrat 6 gebildet sind, sind mit dem dielektrischen Resonator magnetisch gekoppelt.
Da, wie in Fig. 6 gezeigt ist, das elektromagnetische Feld zwischen den Öffnungen 4 und 5 eingefangen ist, kann eine Kopplung der elektronischen Komponenten mit Ausnahme der Leitungen 11 und 12 und des Resonators reduziert sein. Über­ dies ermöglicht die Konzentration der elektromagnetischen Feldenergie an der Öffnung eine starke Kopplung zwischen dem Resonator und den Koppelleitungen, was eine Zunahme der Fre­ quenzmodulationsbreite, wenn der Resonator als ein Oszilla­ tor verwendet wird, zur Folge hat.
Jedoch ist die Impedanz der Leitungen 11 und 12 an der Öff­ nung etwas höher als die der Leitungen in den anderen Berei­ chen, da keine Masseelektrode im oberen und unteren Bereich der Öffnung vorliegt. Folglich tritt aufgrund der Impedanz­ fehlanpassung eine Reflexion eines übertragenen Signals auf, was zu der Erzeugung einer Resonanz aufgrund der elektri­ schen Länge zwischen dem Teil, das die Reflexion bewirkt, und einer Schaltung negativen Widerstands führt. Dies ist ein Problem, das für einen dielektrischen TE010-Mode-Resona­ tor einzigartig ist, nicht jedoch für einen dielektrischen TE01δ-Mode-Resonator.
In Fig. 5 besitzen die Leitungen 11 und 12, die über die Öffnung verlaufen, keinen gekrümmten Bereich. In diesem Fall ist die Impedanz der Leitungen umso höher, je näher man der inneren Seite der Öffnung kommt, wie in Fig. 7 gezeigt ist. Das heißt, daß eine Impedanzfehlanpassung auftritt. Folglich wird eine Resonanz bei einer Frequenz erzeugt, die sich von einer Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators unter­ scheidet.
Fig. 8 zeigt ein Smith-Diagramm, in dem die Richtung r den Betrag der Reflexion, die durch eine Resonanz erzeugt wird, anzeigt, während die Richtung A eine Reflexionsphase be­ zeichnet. In dem Modul, das in Fig. 5 gezeigt ist, tritt ei­ ne Resonanz aufgrund einer Impedanzfehlaassung der Koppelppe­ leitungen im Einklang mit einer Resonanz, die durch den di­ elektrischen Resonator erzeugt wird, auf. Wenn ein solcher Resonator für einen spannungsgesteuerten Oszillator verwen­ det wird, ermöglicht folglich die Positionierungabhängigkeit der charakteristischen Impedanz einer Nebenleitung, daß sich die charakteristische Impedanz der Nebenleitung ändert, was einer Änderung des Oszillationsfrequenz entspricht. Folglich muß ein Problem einer Linearität der Frequenzmodulation des VCO berücksichtigt werden.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Resonatorschaltung zu schaffen, bei der eine parasitäre Os­ zillation aufgrund einer Impedanzfehlanpassung reduziert ist.
Diese Aufgabe wird durch eine Resonatorschaltung nach An­ spruch 1 gelöst.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird ein Oszillator ge­ schaffen, der die Resonatorschaltung umfaßt.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß dieselbe eine Resonatorschaltung mit einer erhöhten Lineari­ tät einer Frequenzmodulation liefert.
Ein Symbol 20 bezeichnet die charakteristische Impedanz des Bereichs, in dem sich die Masseelektrode und die Leitung ge­ genüberliegen, während ein Symbol 21 die charakteristische Impedanz des Bereichs bezeichnet, in dem sich dieselben nicht gegenüberliegen, nämlich des Bereichs über der Öff­ nung. Wenn ein Ende der Leitung resistiv abgeschlossen ist, ist der Betrag eines Reflexionskoeffizienten an dem Punkt, an dem die Leitung mit einem dielektrischen Resonator elek­ tromagnetisch gekoppelt ist (der hierin nachfolgend als ein Resonanzpunkt bezeichnet wird) durch die Formel (Z12 - Z02) /(Z12 + Z02) gegeben. Je größer das Verhältnis von Z1/Z0 ist, desto größer ist die Reflexion.
Andererseits liegt eine Kapazitätskomponente der Leitung hauptsächlich an einem Teil vor, an dem der Rand der Öffnung der Leitung gegenüberliegt. Folglich kann durch das Verkür­ zen des Abstands zwischen dem Rand der Öffnung und der Lei­ tung die Kapazität der Leitung erhöht werden, wobei die cha­ rakteristische Impedanz der Leitung unterdrückt werden kann. Zusätzlich ermöglicht die Reduzierung der Positionierungsab­ hängigkeit der charakteristischen Impedanz der Nebenleitung, daß die Linearität der Frequenzmodulation verbessert wird.
Die Resonatorschaltung ermöglicht, daß die Impedanz der Lei­ tung über der Öffnung nicht erhöht ist, was zu einer Redu­ zierung der Reflexion führt. Die Leitungen umfassen ferner eine weitere Leitung, wobei ein Ende derselben resistiv ab­ geschlossen sein kann und das andere Ende derselben mit einer Schaltung mit negativer Resistenz verbunden sein kann, um einen Oszillator zu bilden. Folglich kann eine parasitäre Oszillation gesteuert werden.
Überdies kann ein Ende der zuerst beschriebenen der Leitungen, die mit dem dielektrischen Resonator gekoppelt ist, mit einem Element variabler Reaktanz verbunden sein, während ein Ende der als zweites beschriebenen Leitung resistiv abge­ schlossen sein kann, während das andere Ende der gleichen Leitung mit einer Schaltung mit negativer Reaktanz verbunden sein kann, um einen Oszillator zu bilden. Diese Anordnung ermöglicht, daß die Linearität einer Frequenzmodulation ver­ bessert ist, da die Positionierungsabhängigkeit der charak­ teristischen Impedanz der Nebenleitung, die mit dem Element variabler Reaktanz verbunden ist, klein ist.
Außerdem können beide Leitungen in einem Bereich, der mit der inneren Seite der Öffnung zusammenfällt, im wesentlichen entlang des Rands der Öffnung angeordnet sein. Dies ermög­ licht, daß eine parasitäre Oszillation unterdrückt wird, so daß ein Oszillator mit einer hohen Frequenzmodulationslinea­ rität erhalten werden kann.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeich­ nungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine teilweise aufgeschnittene perspektivische An­ sicht, die eine Struktur des Hauptteils eines span­ nungsgesteuerten Oszillators (VCO) gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 2 eine Draufsicht des VCO;
Fig. 3 ein äquivalentes Schaltungsdiagramm des VCO;
Fig. 4 eine Draufsicht, die eine Struktur eines Oszilla­ tors gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 5 eine teilweise aufgeschnittene perspektivische An­ sicht, die eine Struktur eines anderen VCO-Typen zeigt;
Fig. 6 eine Ansicht eines Beispiels einer elektromagneti­ schen Feldverteilung eines dielektrischen TE010-Mo­ de-Resonators, der auf einer dielektrischen Platte angeordnet ist;
Fig. 7 eine Ansicht eines Beispiels einer charakteristi­ schen Impedanz einer Leitung, die mit einem dielek­ trischen Resonator gekoppelt ist; und
Fig. 8 eine Ansicht eines Beispiels einer parasitären Os­ zillation, die durch die Koppelleitung erzeugt wird.
Die Fig. 1 bis 3 zeigen die Struktur eines VCO (spannungs­ gesteuerten Oszillators), der bei einem ersten Ausführungs­ beispiel der vorliegenden Erfindung verwendet ist.
Fig. 1 ist eine teilweise aufgeschnittene perspektivische Ansicht, die eine Struktur des Hauptteils des VCO zeigt. Hier sind leitfähige Schichten jeweils auf beiden Hauptober­ flächen einer dielektrischen Platte 1 gebildet, mit Ausnahme eines bestimmten Teils der Platte, um einen dielektrischen TE010-Mode-Resonator zu erzeugen. Die Leitungen 11 und 12 sind auf einer Oberfläche eines Substrats 6 gebildet, das die Form einer dielektrischen oder einer isolierenden Platte aufweist. Das Substrat 6 ist auf die dielektrische Platte 1 gestapelt, wobei die Leitungen 11 und 12 mit dem dielektri­ schen Resonator magnetisch gekoppelt sind.
Zur Vereinfachung der Darstellung zeigt Fig. 1 lediglich ei­ nen Teil eines leitfähigen Gehäuses 7, das die Schichtstruk­ tur umgibt. Vorzugsweise besitzt das leitfähige Gehäuse 7 zumindest zwei leitfähige Oberflächen, die zumindest einer oberen und einer unteren Hauptoberfläche der Schichtstruktur gegenüberliegen. Vorzugsweise ist der Raum zwischen der leitfähigen oberen und unteren Oberfläche des Gehäuses und den Hauptoberflächen der Schichtstruktur auf eine solche Art und Weise eingestellt, daß ein Signal mit einer Frequenz, die gleich der Resonanzfrequenz des dielektrischen Resona­ tors ist, in dem Bereich mit Ausnahme der Öffnung gedämpft wird.
Fig. 3 ist ein äquivalentes Schaltungsdiagramm des oben be­ schriebenen VCO. Ein Symbol R bezeichnet einen dielektri­ schen Resonator. Bei dieser Figur ist ein Ende der Hauptlei­ tung 11 resistiv abgeschlossen, während das andere Ende der Leitung mit einer Schaltung mit negativem Widerstand, die einen FET 15 verwendet, verbunden ist, um einen Oszillator zu bilden. Eine Reaktanz aus einer Varaktordiode 16, die mit der Nebenleitung 12, die mit dem dielektrischen Resonator R gekoppelt ist, verbunden ist, wird durch eine Vorspannungs­ spannung geändert, so daß die Oszillatorfrequenz gesteuert werden kann.
Fig. 2 ist eine Draufsicht des VCO. In dieser Figur bezeich­ net das Bezugszeichen 11 eine Hauptleitung während das Be­ zugszeichen 12 eine Nebenleitung bezeichnet. Zwischen ein Ende der Hauptleitung 11 und eine Masseelektrode 14 ist ein Abschlußwiderstand 13 geschaltet, während das andere Ende der Leitung 11 mit dem FET 15 verbunden ist, der auf einer Serienrückkopplungsleitung 18 angebracht ist. Das Bezugszeichen 21 bezeichnet einen Chipwiderstand, die Bezugszeichen 20 und 22 bezeichnen Vorspannungsschaltungen für den FET 15 und das Bezugszeichen 19 ist eine Ausgangsschaltung. Ein En­ de der Nebenleitung 12 ist über ein Element mit variabler Reaktanz geerdet, wie z. B. die Varaktordiode 16. Das Bezugs­ zeichen 23 bezeichnet eine Vorspannungsschaltung für die Va­ raktordiode 16.
Bei diesem Ausführungsbeispiel beträgt die Oszillationsfre­ quenz des dielektrischen Resonators 30 GHz, die relative Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Platte beträgt 24, und die relative Dielektrizitätskonstante des Substrats 6 beträgt 3,4. Ein Teil der Nebenleitung ist kreisförmig ausgebildet, auf eine solche Art und Weise, daß die Neben­ leitung 12 an einer Position entlang der inneren Seite der Öffnung verläuft, die um 0,4 mm von dem Rand der Öffnung entfernt ist. Die Nebenleitung 12 besitzt einen weiteren Teil, der sich von der Varaktordiode 16 gerade zu dem di­ elektrischen Resonator erstreckt. Die Länge des geraden Teils der Nebenleitung 12 ist im wesentlichen gleich einem Viertel der Wellenlänge einer elektromagnetischen Welle, die die Resonanzfrequenz aufweist. Die Länge des geraden Teils der Nebenleitung 12 bedeutet der Abstand zwischen der Varak­ tordiode 16 und einer Ecke 121 der Nebenleitung, ausgehend von der die Krümmung beginnt.
Wie hier gezeigt ist, ist der Abstand zwischen der Neben­ leitung 12 und einer Elektrode 2 über dem dielektrischen Resonator im wesentlichen fest, so daß die charakteristische Impedanz der Nebenleitung 12 an jeder Position über den Re­ sonator im wesentlichen gleich ist. Folglich kann eine zu­ friedenstellende Linearität der Frequenzmodulation des VCO erhalten werden.
Ferner können die Hauptleitung 11 und die Nebenleitung 12 auf eine solche Art und Weise angeordnet sein, daß sich bei­ de entlang des Rands der Öffnung innerhalb der inneren Seite derselben erstrecken. Dies ermöglicht, daß die Linearität der Frequenzmodulation weiter verbessert wird, wobei eine parasitäre Oszillation unterdrückt werden kann.
Fig. 4 ist eine Draufsicht eines Oszillators gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der hier gezeigte Oszillator besitzt weder eine Nebenleitung noch eine Varak­ tordiode, da derselbe ein Oszillator mit einer festen Oszil­ lationsfrequenz ist. Bei dieser Figur erstreckt sich eine Leitung 11 gerade von einem Abschlußwiderstand 13 zu einem dielektrischen Resonator 4, verläuft etwas in den Resonator, nämlich etwa 0,4 mm, und erstreckt sich dann entlang des Um­ fangs des Resonators. Nachdem dieselbe entlang des Umfangs des Resonators verlaufen ist, erstreckt sich die Leitung 11 ab einem geeigneten Punkt gerade zu einem FET 15.
Ähnlich zu dem ersten Ausführungsbeispiel beträgt die Reso­ nanzfrequenz bei dem zweiten Ausführungsbeispiel 30 GHz, die relative Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Platte beträgt 24, und die relative Dielektrizitätskonstante des Substrats 6 beträgt 3,4. Obwohl bei dem zweiten Ausführungs­ beispiel die Hauptleitung 11 außerhalb des Resonators eine gerade Form aufweist, kann die Form der Leitungsführung aus ökonomischen Betrachtungen nach Bedarf modifiziert sein.
Diese Anordnung ermöglicht eine Kapazitätszunahme der Haupt­ leitung 11 sowie eine Steuerung der Zunahme der charakteri­ stischen Impedanz der Hauptleitung 11 in dem Bereich der Elektrodenöffnung 4. Folglich kann die Impedanzfehlanpassung der Leitung 11 unterdrückt werden, um eine unnötige Resonanz aufgrund einer Reflexion zu steuern.

Claims (7)

1. Resonatorschaltung, mit folgenden Merkmalen:
einer dielektrischen Platte (1);
einem Paar von leitfähigen Schichten (2, 3), die auf beiden Hauptoberflächen der dielektrischen Platte (1) angeordnet sind, wobei eine erste Öffnung (4) in der ersten leitfähigen Schicht (2) gebildet ist, und wobei eine zweite Öffnung (5) in der zweiten leitfähigen Schicht (3) gebildet ist, wobei die erste Öffnung (4) und die zweite Öffnung (5) zueinander ausgerichtet sind, um einen dielektrischen Resonator zu bilden;
einer Leitung (11) die mit dem dielektrischen Resonator magnetisch gekoppelt ist;
einem Substrat (6), auf dem die Leitung (11) gebildet ist, und das auf der dielektrischen Platte (1) angeord­ net ist; und
einem leitfähigen Gehäuse (7), in dem das Substrat (6) und die dielektrische Platte (1) angeordnet sind,
wobei die Leitung (11), die mit dem dielektrischen Re­ sonator gekoppelt ist, auf dem Substrat (6) auf eine solche Art und Weise angeordnet ist, daß ein Teil der Leitung über die Öffnungen (4, 5) verläuft, wobei sich dieselbe über die Öffnungen (4, 5) erstreckt, während sie einen im wesentlichen festen Abstand von dem Rand der Öffnung (4) beibehält.
2. Resonatorschaltung nach Anspruch 1, mit einer weiteren Leitung (12), die mit dem dielektrischen Resonator magnetisch gekoppelt ist.
3. Resonatorschaltung nach Anspruch 2, bei der die Leitung (11) und die weitere Leitung (12) Streifenleitungen sind, und das Substrat (6) ein dielektrisches Substrat ist.
4. Oszillator mit einer Resonatorschaltung nach Anspruch 2 oder 3, bei dem die weitere Leitung (12) ein Ende auf­ weist, das resistiv abgeschlossen ist, während das an­ dere Ende mit einer Schaltung mit negativem Widerstand verbunden ist.
5. Oszillator mit einer Resonatorschaltung nach Anspruch 2 oder 3, bei dem die Leitung (11) ein Ende aufweist, das mit einem Element (16) mit variabler Reaktanz verbunden ist, und bei dem die weitere Leitung (12) ein Ende, das resistiv abgeschlossen ist, und ein anderes Ende, das mit einer Schaltung mit negativem Widerstand verbunden ist, aufweist.
6. Oszillator nach Anspruch 5, bei dem die weitere Leitung (12) in einem Bereich, der über die Öffnung (4) ver­ läuft, im wesentlichen entlang eines Abschnitts des Rands der Öffnung angeordnet ist.
7. Oszillator nach einem der Ansprüche 4 bis 6, bei dem ein Ende der Leitung (11) durch einen Widerstand (13) geerdet ist, während das andere Ende der Leitung (11) mit einem Feldeffekttransistor (15) verbunden ist.
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