JPH08265015A - 誘電体共振器及び高周波帯域通過フィルタ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 ミリ波帯で使用でき、かつ温度の変化に対し
て共振周波数の変化が極めて小さくできる安価な誘電体
共振器と高周波帯域通過フィルタ装置を提供する。 【構成】 誘電体基板３と、誘電体基板３の第１の面に
形成され、かつ第１の開口部を有する第１の電極１と、
誘電体基板の第２の面に形成され、かつ第２の開口部を
有する第２の電極２と、誘電体基板３から所定の間隔だ
け隔てて設けられた第１の導体板２１１と、誘電体基板
３から所定の間隔だけ隔てて設けられた第２の導体板２
１２とを備え所定の共振周波数で共振する誘電体共振器
であって、第１の電極と第２の電極とによって挟設され
た誘電体基板と、第１の電極と第１の導体板の間の自由
空間と、第２の電極と第２の導体板の間の自由空間と
が、共振周波数と同じ周波数を有する高周波信号を減衰
させる遮断領域である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、マイクロ波、ミリ波帯
で使用される誘電体共振器及び高周波帯域通過フィルタ
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、９００ＭＨｚ帯および準マイクロ
波帯の移動体通信システムの需要は急速に増加してお
り、近い将来、使用周波数の不足が懸念されている。ま
た、マルチメディア化に対応するシステムとして、画像
や映像情報を送る通信システムが検討されているが、そ
のためには大容量で高速な通信方式の実現が要求されて
いる。そこで、ほとんど未使用の帯域であり、また広帯
域化、大容量、通信の高速化が容易なミリ波の周波数帯
域の利用が考えられている。

【０００３】また、ミリ波は大気等による吸収損失が大
きいという特徴をいかして、ピコセルと呼ばれる小さな
セル内での通信に用いることも考えられている。このミ
リ波帯ピコセル移動体通信は無線ゾーンが非常に小さい
ため、従来の準マイクロ波帯以下のシステムに比べ、基
地局の数は桁違いに多くなる。そのため基地局用フィル
タは従来のフィルタ以上に小型でかつ低コストであるこ
とが求められ、大量生産が可能な量産性が要求される。

【０００４】従来、マイクロ波やミリ波帯フィルタには
導波管フィルタが多く使用されていた。しかし最近で
は、マイクロ波帯において、高価な導波管フィルタに代
わって、ＴＥ_01δモード誘電体共振器を用いて構成され
たＴＥ_01δモード誘電体フィルタが広く用いられるよう
になってきている。このＴＥ_01δモード誘電体フィルタ
は、複数の円柱形状のＴＥ_01δモード誘電体共振器を、
当該誘電体共振器の共振周波数より高い遮断周波数を有
する方形導波管の中に所定の間隔で並置して構成され
る。このフィルタは１９６７年にＣｏｈｎにより報告さ
れたのが最初であり、その後、放送機器用として実用化
研究が進められ、１９７５年に、脇野らにより温度特性
が補償された誘電体を用いて、高い温度安定性を有する
ものが実用化された。一般的に誘電体共振器フィルタ
は、温度特性はほとんど共振器材料の温度特性によって
決まるため、キャビティにコバール、インバー等の高価
な金属を使用する必要がないという利点を持っている。

【０００５】ＴＥ_01δ誘電体共振器をミリ波帯で使用し
た例として、入出力を導波管としたものが報告されてい
る。また、より損失を小さくするために米山らが発明し
た非放射性誘電体線路（Nonradiative Dieiectric Wave
guide：以下、ＮＲＤガイドという。）を入出力にした
ものも報告されている。これらのフィルタはミリ波帯で
も低損失で良好な特性が得られている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、ＴＥ_01δ誘電
体共振器の共振周波数は、円柱形状の誘電体の寸法によ
って決定され、かつ６０ＧＨｚでは、円柱形状の寸法が
高さ０．３７ｍｍ，直径１．６ｍｍと非常に小さくなる
ために、現在量産が可能な加工精度でＴＥ_01δ誘電体共
振器を加工すると、共振周波数のバラツキが大きくなる
という問題点があった。

【０００７】また、ＴＥ_01δ誘電体共振器を用いてＴＥ
_01δモード誘電体フィルタを構成しようとすると、導波
管の中に、複数のＴＥ_01δ誘電体共振器を、高い精度で
所定の間隔に並べて設ける必要があり、実際にはそのよ
うな高い精度で製造することは困難であるという問題が
あった。このためミリ波帯において、所望のフィルタ特
性を有する誘電体フィルタを製造しようとすると、各Ｔ
Ｅ_01δ誘電体共振器毎に共振周波数を微調整する共振周
波数の調整手段を設けるとともに、各ＴＥ_01δ誘電体共
振器間毎に互いの結合量を微調整する結合調整手段を設
ける必要があり極めて高価になるという問題点があっ
た。

【０００８】本発明の第１の目的は、以上の問題点を解
決し、ミリ波帯で使用でき、かつ従来例のＴＥ_01δ誘電
体共振器に比較して温度の変化に対して共振周波数の変
化がさらに小さくでき、従来例のＴＥ_01δ誘電体共振器
に比較して安価な誘電体共振器を提供することにある。

【０００９】本発明の第２の目的は、以上の問題点を解
決して、ミリ波帯で使用でき、かつ従来例のＴＥ_01δモ
ード誘電体フィルタに比較して安価な高周波帯域通過フ
ィルタ装置を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載の誘電体共振器は、互いに対向する第１と第２の面を
有する誘電体基板と、上記誘電体基板の第１の面に形成
されかつ上記誘電体基板の第１の面の中央部に所定の形
状の第１の開口部を有する第１の電極と、上記誘電体基
板の第２の面に形成されかつ上記第１の開口部と対向す
る位置に第１の開口部と実質的に同一の形状の第２の開
口部を有する第２の電極と、上記誘電体基板の第１の面
から所定の間隔だけ隔てて上記第１の開口部が第１の導
体板の一部と対向するように設けられた第１の導体板
と、上記誘電体基板の第２の面から所定の間隔だけ隔て
て上記第２の開口部が第２の導体板の一部と対向するよ
うに設けられた第２の導体板とを備え、所定の共振周波
数で共振する誘電体共振器であって、上記第１の電極と
上記第２の電極とによって挟設された上記誘電体基板の
うちの上記第１の開口部と上記第２の開口部によって挟
まれた共振器形成領域を除いた部分が上記共振周波数と
同じ周波数を有する高周波信号を減衰させるように、上
記誘電体基板の厚さと誘電率を設定し、上記第１の電極
と上記第１の導体板の間で、上記共振周波数と同じ周波
数を有する高周波信号を減衰させるように、上記誘電体
基板の第１の面と第１の導体板との間隔を設定し、かつ
上記第２の電極と上記第２の導体板の間で、上記共振周
波数と同じ周波数を有する高周波信号を減衰させるよう
に、上記誘電体基板の第２の面と第２の導体板との間隔
を設定したことを特徴とする。

【００１１】請求項２記載の誘電体共振器は、請求項１
記載の誘電体共振器において、上記第１の電極と上記第
１の導体板の間と、上記第２の電極と上記第２の導体板
の間のうちの少なくとも一方に、誘電体を備えたことを
特徴とする。請求項３記載の誘電体共振器は、請求項１
又は２記載の誘電体共振器において、上記第１と第２の
開口部は、円形であることを特徴とする。

【００１２】請求項４記載の誘電体共振器は、請求項
１、２又は３記載の誘電体共振器においてさらに、上記
第１の導体板と第２の導体板とを含んで構成され、上記
誘電体共振器の電磁界をキャビティー内に閉じ込めるた
めのキャビティをさらに備えたことを特徴とする。

【００１３】本発明に係る請求項５記載の高周波帯域通
過フィルタ装置は、上記請求項１乃至４記載の誘電体共
振器と、上記誘電体共振器に高周波信号を入力する入力
手段と、上記誘電体共振器から出力される高周波信号を
出力する出力手段とを備えたことを特徴とする。

【００１４】請求項６記載の誘電体共振器は、請求項５
記載の高周波帯域通過フィルタ装置において、上記入力
手段と上記出力手段のうちの少なくとも一方は、非放射
性誘電体線路であることを特徴とする。

【００１５】請求項７記載の高周波帯域通過フィルタ装
置は、互いに所定の間隔を隔てて並置された複数の上記
請求項１乃至４記載の誘電体共振器と、上記誘電体共振
器に高周波信号を入力する入力手段と、上記誘電体共振
器から出力される高周波信号を出力する出力手段とを備
えたことを特徴とする。

【００１６】請求項８記載の高周波帯域通過フィルタ装
置は、請求項７記載の高周波帯域通過フィルタ装置にお
いて、上記入力手段と上記出力手段のうちの少なくとも
一方は、非放射性誘電体線路であることを特徴とする。

【００１７】

【作用】本発明に係る請求項１記載の誘電体共振器にお
いては、上記第１と第２の開口部の間に挟まれた誘電体
基板は、共振周波数と同じ周波数を有する高周波信号が
入力されたときに定在波を生じる共振器形成領域を形成
する。そして、上記第１の電極と上記第２の電極とによ
って挟設された、上記共振器形成領域以外の誘電体基板
によって上記共振周波数を有する高周波信号を減衰させ
る遮断領域を形成し、上記第１の電極と上記第１の導体
板との間と、上記第２の電極と上記第２の導体板との間
とがともに上記共振周波数を有する高周波信号を減衰さ
せる遮断領域を形成する。これによって、上記誘電体共
振器を共振周波数と同じ周波数を有する高周波信号で励
振すると、当該高周波信号の電磁界は、上記第１と第２
の開口部の間の共振器形成領域の内部と、上記第１の開
口部と上記第１の導体板の間の自由空間と、上記第２の
開口部と上記第２の導体板の間の自由空間の近傍に分布
して上記誘電体共振器は共振する。

【００１８】請求項２記載の誘電体共振器は、請求項１
記載の誘電体共振器において、上記第１の電極と上記第
１の導体板の間と、上記第２の電極と上記第２の導体板
の間のうちの少なくとも一方に、誘電体を備える。請求
項３記載の誘電体共振器は、請求項１又は２記載の誘電
体共振器において、上記第１と第２の開口部は、円形で
ある。

【００１９】請求項４記載の誘電体共振器は、請求項
１、２又は３記載の誘電体共振器においてさらに、上記
第１の導体板と第２の導体板とを含んで構成されるキャ
ビティを備える。

【００２０】本発明に係る請求項５記載の高周波帯域通
過フィルタ装置は、上記請求項１乃至４記載の誘電体共
振器と、上記入力手段と、上記出力手段とを備える。こ
れによって、上記入力手段から入力された所定の周波数
を有する高周波信号のみが、上記誘電体共振器を通過し
て上記出力手段から出力される。

【００２１】請求項６記載の誘電体共振器は、請求項５
記載の高周波帯域通過フィルタ装置において、上記入力
手段と上記出力手段のうちの少なくとも一方は、非放射
性誘電体線路である。

【００２２】請求項７記載の高周波帯域通過フィルタ装
置は、所定の間隔で並置された複数の上記請求項１乃至
４記載の誘電体共振器と、上記入力手段と、上記出力手
段とを備える。これによって、上記入力手段から入力さ
れた所定の周波数を有する高周波信号は、上記誘電体共
振器を通過して上記出力手段から出力される。

【００２３】請求項８記載の高周波帯域通過フィルタ装
置は、請求項７記載の高周波帯域通過フィルタ装置にお
いて、上記入力手段と上記出力手段のうちの少なくとも
一方は、非放射性誘電体線路である。

【００２４】

【実施例】

＜第１の実施例＞図１は、本発明に係る第１の実施例の
ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１の縦断面図であり、ま
た、図２は図１のＡ−Ａ’線についての横断面図であ
る。

【００２５】第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振
器８１は、中央部に共振器形成領域６０が形成された誘
電体基板３と、上導体板２１１と下導体板２１２とを備
えた導体ケース１１とによって構成され、以下の特徴を
有する。共振器形成領域６０は、誘電体基板３の上面に
形成された電極１の中央部に設けられた開口部４と、誘
電体基板３の下面に形成された電極２の中央部に設けら
れた開口部５とによって挟まれた誘電体基板３によって
構成される。

【００２６】以下、図面を参照して第１の実施例のＴＥ
₀₁₀モード誘電体共振器８１について詳細に説明する。

【００２７】図１に示すように、誘電体基板３の上面
に、誘電体基板３の上面の中央部に直径がｄの円形形状
の開口部４を有する電極１が形成される。また、誘電体
基板３の下面には、開口部４と同一形状の開口部５を有
する電極２が形成される。ここで、誘電体基板３は、所
定の比誘電率ε_rを有しかつ一辺の長さがＤの正方形の
形状を有する。また、開口部４，５の直径ｄは誘電体基
板３の一辺より小さく設定され、開口部４と開口部５
は、互いに同軸になるように設けられる。これによっ
て、誘電体基板３に円柱形状の共振器形成領域６０が形
成される。ここで、共振器形成領域６０は、誘電体基板
３の中央部であって、開口部４の上端面６１と、開口部
５の下端面６２を有する円柱形状の領域である。また、
共振器形成領域６０の円周面３６０は、誘電体基板３の
内部に仮想的に設けられる。また、誘電体基板３の比誘
電率ε_rと厚さｔ及び開口部４，５の直径ｄは、共振器
形成領域６０にＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１の共振
周波数と同じ周波数を有する高周波信号が入力されたと
きに定在波を生じるように設定される。

【００２８】また、電極１は、誘電体基板３の上面のう
ちの上端面６１を除く全面に形成され、電極２は、誘電
体基板３の下面のうちの下端面６２を除く全面に形成さ
れる。これによって、共振器形成領域６０を除く誘電体
基板３の環状部分は、電極１と電極２によって挟設され
て平行平板導波管を構成し、誘電体基板３の厚さｔと誘
電率ε_rは、当該平行平板導波管の基本伝搬モードであ
るＴＥ₀₁モードの遮断周波数が、ＴＥ₀₁₀モード誘電体
共振器８１の共振周波数より高くなるように設定され
る。すなわち、電極１と電極２によって挟設された、共
振器形成領域６０を除く誘電体基板３の環状部分は、共
振周波数と同じ周波数を有する高周波信号を減衰させる
減衰領域２０３を構成する。言い換えれば、当該減衰領
域２０３が共振周波数と同じ周波数を有する高周波信号
を減衰させるように、誘電体基板３の比誘電率ε_rと厚
さｔとを設定する。

【００２９】また、電極１と電極２とを備えた誘電体基
板３は、導体ケース１１の内部のキャビティ１０に以下
のように設けられる。ここで、導体ケース１１は、互い
に対向する正方形の上導体板２１１と下導体板２１２と
４つの側面導体とによって構成され、導体ケース１１の
内部には、一辺の長さがＤである正方形の横断面を有し
かつ高さがｈである正方柱状のキャビティ１０が形成さ
れる。そして、上記キャビティ１０の中に、誘電体基板
３は、誘電体基板３の各側面と導体ケース１１の各側面
導体が接するようにかつ誘電体基板３の上面と導体ケー
ス１１の上導体板２１１との距離ｈ１と、誘電体基板３
の下面と導体ケース１１の下導体板２１２との距離ｈ１
とが互いに等しくなるように設けられる。ここで、誘電
体基板３の上端面６１と対向する部分を除く上導体板２
１１と、電極１とによって挟まれた自由空間は平行平板
導波管を構成し、当該平行平板導波管の基本伝搬モード
であるＴＥ₀₁モードの遮断周波数が共振周波数より高く
なるように、距離ｈ１は設定される。すなわち、誘電体
基板３の上端面６１と対向する部分を除く上導体板２１
１と、電極１とによって挟まれた自由空間は、共振周波
数を有する高周波信号を減衰させる減衰領域２０１を構
成する。言い換えれば、減衰領域２０１が共振周波数と
同じ周波数を有する高周波信号を減衰させるように距離
ｈ１を設定する。

【００３０】また、同様に、誘電体基板３の下端面６２
と対向する部分を除く下導体板２１２と、電極２とによ
って挟まれた自由空間は平行平板導波管を構成し、当該
平行平板導波管の基本伝搬モードであるＴＥ₀₁モードの
遮断周波数が共振周波数より高くなるように、誘電体基
板３の下面と導体ケース１１の下導体板２１２との距離
ｈ１は設定される。すなわち、誘電体基板３の下端面６
２と対向する部分を除く下導体板２１２と、電極２とに
よって挟まれた自由空間は、共振周波数を有する高周波
信号を減衰させる減衰領域２０２を構成する。言い換え
れば、減衰領域２０２が共振周波数と同じ周波数を有す
る高周波信号を減衰させるように距離ｈ１を設定する。

【００３１】以上のようにして、第１の実施例のＴＥ
₀₁₀モード誘電体共振器８１は構成される。

【００３２】以上のように構成された第１の実施例のＴ
Ｅ₀₁₀モード誘電体共振器８１において、誘電体基板３
の中央部には、共振周波数と同じ周波数を有する高周波
信号が入力されたときに定在波を生じる共振器形成領域
６０が形成される一方、共振周波数と同じ周波数を有す
る高周波信号を減衰させる減衰領域２０１と減衰領域２
０２と減衰領域２０３が形成される。これによって、第
１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１を共振周
波数と同じ周波数を有する高周波信号で励振すると、第
１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１の電磁界
は、図３に示すように、共振器形成領域６０の内部と、
共振器形成領域６０の近傍の自由空間に閉じ込められて
共振する。

【００３３】次に第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体
共振器８１の動作原理を詳細に説明する。図４は、第１
の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１の動作の原
理を説明するための誘電体基板３の中央部における断面
図である。図４において、上端面６１と下端面６２は、
近似的に磁気壁と仮定して表している。このとき共振器
形成領域６０の内部には、共振器形成領域６０の軸に向
かう方向のみに伝搬ベクトルをもつ円筒波のＴＥ₀₀ ^-モ
ード、または共振器形成領域６０の軸から外周面３６０
に向かう方向のみに伝搬ベクトルをもつ円筒波のＴＥ₀₀
⁺モードが伝搬モードとして存在する。ここで、ＴＥの
文字の右上に付したプラス（＋）とマイナス（−）の符
号はそれぞれ、共振器形成領域６０の軸に向かう方向の
みに伝搬ベクトルをもつ円筒波と共振器形成領域６０の
軸から外周面３６０に向かう方向のみに伝搬ベクトルを
もつ円筒波を表示する。図４において、誘電体基板３の
上面と接する電極１の下面６と、誘電体基板３の下面と
接する電極２の上面７は電気壁である。ここで、円筒波
とは、ベッセル関数やハンケル関数などの円筒関数を用
いて表現することができる電磁波であって、以降の説明
においては共振器形成領域６０の軸方向をｚ軸とし、共
振器形成領域６０の軸から径方向の距離をｒ、共振器形
成領域６０の円周方向の角度をφとする円柱座標を用い
る。

【００３４】以上のような境界条件のもとでは、ＴＥ
_0m0モードの電磁界分布は、円柱座標系を用いて次の数
１と数２で表すことができる。ここで、Ｈ_zは、円柱形
状の共振器形成領域６０の軸方向、すなわちｚ方向の磁
界であり、Ｅ_φは、φ方向の電界を表わす。また、ｋ₀
は波長定数であり、ωは角周波数である。さらに、μは
誘電体基板３の透磁率である。

【００３５】

【数１】Ｈ_z＝ｋ₀ ²Ｕ

【数２】Ｅ_φ＝jωμ（∂Ｕ／∂r）

【００３６】ここで、Ｕは電磁界スカラーポテンシャル
であり、一般に共振器形成領域６０の軸に向かう方向に
のみに伝搬ベクトルをもつ円筒波と、共振器形成領域６
０の軸から外周面３６０に向かう方向にのみに伝搬ベク
トルをもつ円筒波との重ね合わせで表される。すなわち
定数ｃ₁，ｃ₂と、０次の第一種ハンケル関数であるＨ₀
⁽¹⁾(・)と、０次の第二種ハンケル関数であるＨ
₀ ⁽²⁾(・)を用いて次の数３のように表わすことができ
る。ここで、ｋ_rは、動径方向の境界条件から決まる固
有値である。

【００３７】

【数３】 Ｕ＝ｃ₁Ｈ₀ ⁽¹⁾(ｋ_rｒ)＋ｃ₂Ｈ₀ ⁽²⁾(ｋ_ｒｒ)

【００３８】ｒ＝０の共振器形成領域の軸上で磁界Ｈ_ｚ
と電界Ｅ_φがともに有限であるためにはｃ₁＝ｃ₂という
完全定在波条件を満足する必要があり、当該条件と次の
数４と数５の関係式を用いると、電磁界スカラーポテン
シャルＵは、０次の第一種ベッセル関数であるＪ
₀（・）を用いて次に示す数６で表わすことができる。

【００３９】

【数４】 Ｈ₀ ⁽¹⁾(ｋ_rｒ)＝Ｊ₀(ｋ_rｒ)＋ｊＹ₀(ｋ_rｒ)

【数５】 Ｈ₀ ⁽²⁾(ｋ_rｒ)＝Ｊ₀(ｋ_rｒ)−ｊＹ₀(ｋ_rｒ)

【数６】Ｕ＝ＡＪ₀(ｋ_rｒ) ここで、Ａ＝ｃ₁＋ｃ₂

【００４０】数１，数２，数６を用いると、磁界Ｈ_zと
電界Ｅ_φはそれぞれ、次の数７と数８で表わすことがで
きる。

【００４１】

【数７】Ｈ_z＝Ａｋ₀ ²Ｊ₀(ｋ_rｒ)

【数８】Ｅ_φ＝jωμｋ_rＡＪ₁(ｋ_rｒ)

【００４２】また、ｋ_rの値は、ｒ＝ｒ₀＝ｄ／２である
共振器形成領域６０の仮想的な外周面３６０で、電界Ｅ
_φがほぼゼロとなるためには次の数９を満足するように
設定する必要がある。

【００４３】

【数９】ｋ_rｒ₀＝３．８３２

【００４４】この数９を満足するｋ_rの値を数７と数８
に代入することにより、共振状態にあるＴＥ₀₁₀モード
の磁界Ｈ_zと電界Ｅ_φを求めることができる。

【００４５】以上のようにして求めた磁界Ｈ_zと電界Ｅ
_φは、ｒ＝ｒ₀においてＥ_φ＝０が成り立つという条件
のもと、すなわち共振器形成領域６０の仮想的な外周面
３６０で電界Ｅ_φが０になるという条件のもとで求めた
ものであるが、実際には、電極１と電極２の開口部４，
５の外周面の近傍で高次モードであるＴＥ_0n ^±モードが
発生し、磁界Ｈ_zと電界Ｅ_φは、高次モードであるＴＥ
_0n ^±モードの電磁界と結合するために、磁界Ｈ_zと電界
Ｅ_φとに歪みが生じる。ここで、ＴＥ_0n ^±モードにおけ
るｎは偶数である。このことを等価回路で表現すると図
５のように表わすことができる。図５において、伝送線
路ＬＮ１は、共振器形成領域６０の内部における共振器
形成領域６０の軸に向かう方向と、共振器形成領域６０
の軸から外周面３６０に向かう方向の伝搬モードである
ＴＥ₀₀ ^±モードとが伝搬する伝送線路を表示している。
もし、ｒ＝ｒ₀の外周面３６０で電界成分が存在しな
い。すなわち、Ａ点から右を見た回路が電気的に短絡さ
れていると考えられる場合には基本波であるＴＥ₀₁₀モ
ードのみで共振し、数９を満足することとなる。

【００４６】しかし、今回のモデルの場合、ｒ＝ｒ₀に
おいて境界条件が不連続となるために、円筒波は、共振
器形成領域６０の内部では、ｎ≧１のときのＴＥ₀,_2n ^-
モードのエバネセント波に結合し、また電気壁ではさま
れた減衰領域２０３ではｎ≧０のときのＴＥ₀,_2n+1 ⁺モ
ードのエバネセント波に結合する。したがって、図５の
等価回路において、インダクタＬ１は、ＴＥ₀,_2n ^-モー
ドのエバネセント波の有する磁気エネルギーを表し、イ
ンダクタＬ２はＴＥ₀,_2n+1 ⁺モードのエバネセント波の
有する磁気エネルギーを表している。また、インダクタ
Ｌ１１とインダクタＬ１２はそれぞれの領域におけるエ
バネセント波のもつ磁気エネルギーを表し、互いに誘導
結合している。

【００４７】この等価回路によりＡ点に接続されたイン
ダクタＬ１やインダクタＬ１２によるリアクタンスの大
きさによりＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１の共振周波
数は変化するが、ＴＥ₀₀ ^±モードの完全定在波条件は常
に満足することが理解できる。

【００４８】また、このモデルでは伝搬領域の上下面す
なわち共振器形成領域６０の上端面６１と下端面６２を
磁気壁と仮定したが、実際のモデルでは導体ケース１１
の上下導体板の磁界摂動の影響により、共振周波数が磁
界摂動の影響がない場合に比較して、数十パーセント高
くなる。

【００４９】次に第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体
共振器８１の電磁界解析を行った結果について説明す
る。一般的にＴＥモード誘電体共振器の電磁界解析方法
としては、変分法やモード整合法によるものが報告され
ている。しかし第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共
振器８１では、上述したように、開口部４，５を形成す
る電極１と電極２の内周面で高次モードのＴＥ_0nモード
（n：偶数）が発生するので、当該内周面の近傍におけ
る電磁界解析に変分法やモード整合法を用いることは困
難である。そこで、第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電
体共振器８１の電磁界解析には有限要素法を用いた。ま
た、有限要素法を用いて電磁界解析を行うにあたって
は、計算速度と計算精度を上げるために、回転対称の構
造を有するものの電磁界解析に適した二次元の有限要素
法を用いた。この方法は、円柱座標系で表した電界のｒ
方向の成分とｚ方向の成分の要素境界辺における接線方
向の成分の値及び電界のφ方向の成分の要素境界辺にお
ける値を未知のパラメータとする有限要素法であって、
この方法は、スプリアス解が計算されにくく、また中心
軸付近における電界の特異性による誤差も解消されると
いう利点を有する。

【００５０】図６（ａ）の縦断面図に示したＴＥ₀₁₀モ
ード誘電体共振器８１ａは、第１の実施例のＴＥ₀₁₀モ
ード誘電体共振器８１の電磁界の解析をするために用い
たモデルである。また、図６（ｂ）は、図６（ａ）のＢ
−Ｂ’線についての横断面図である。ＴＥ₀₁₀モード誘
電体共振器８１ａが第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電
体共振器８１と比べて異なる点は、第１の実施例の正方
形の誘電体基板３に代えて円形の誘電体基板３ａを用
い、横断面形状が正方形の導体ケース１１に代えて、横
断面形状が円形形状の導体ケース１１ａを用いて構成し
ている点である。そして、誘電体基板３ａの上面と下面
にはそれぞれ、第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共
振器８１と同様に、開口部４ａを備えた電極１ａと開口
部５ａを備えた電極２ａが形成されて、共振器形成領域
６３が形成される。また、誘電体基板３ａは、第１の実
施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１と同様に、導体
ケース１１ａに形成されたキャビティ１０ａの中に設け
られる。ここで、誘電体基板３ａと開口部４ａ，５ａ及
び円柱形状のキャビティ１０ａは、同軸になるように設
けられる。以上のように構成したＴＥ₀₁₀モード誘電体
共振器８１ａを用いることにより、上述した二次元の有
限要素法を用いることができる。また、キャビティ１０
ａの直径Ｄ１を共振器形成領域６３の直径ｄに比べて大
きい所定の値に設定することによって、ＴＥ₀₁₀モード
誘電体共振器８１の共振器形成領域６０とＴＥ₀₁₀モー
ド誘電体共振器８１ａの共振器形成領域６３の電磁界の
分布は等しくなる。従って、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振
器８１ａをＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１の電磁界の
解析のモデルとして用いることができる。

【００５１】図６（ａ）において、回転対称軸であるｚ
軸は、共振器形成領域６３の軸と一致するように設定
し、またｚ＝０の面は磁気壁を仮定した。ここで、共振
器形成領域６３の軸の中心点をｚ軸のｚ＝０とした。そ
して、各構造パラメータを以下のように設定して、ＴＥ
₀₁₀モード誘電体共振器８１ａの共振周波数と共振器形
成領域６３の上端面６４の直径ｄとの関係を、誘電体基
板３ａの厚さｔが０．２ｍｍ、０．３３ｍｍ、０．５ｍ
ｍのそれぞれの場合について計算して、図３１のグラフ
に示した。 （１）誘電体基板３ａの比誘電率ε_r＝９．３、 （２）キャビティ１０ａの高さｈ＝２．２５ｍｍ。

【００５２】図３１から明らかなように、各構造パラメ
ータを上述したように設定することにより、ＴＥ₀₁₀モ
ード誘電体共振器８１ａは、周波数が４０ＧＨｚから１
００ＧＨｚのミリ波帯で共振することがわかる。そし
て、共振器形成領域６３の上端面６４の直径ｄを同一の
直径に設定した場合には、誘電体基板３ａの厚さｔが厚
い程、共振周波数は低くなり、誘電体基板３ａの厚さｔ
を同一に設定した場合には、共振器形成領域６３の上端
面６４の直径ｄを大きくする程、共振周波数は低くなる
ことがわかる。

【００５３】また、各構造パラメータを上述のように設
定したときの電界Ｅ_φの強度分布を、等高線ＳＥを用い
て図７に示し、磁界Ｈｚの強度分布を等高線ＳＨを用い
て図８に示す。図７から明らかなように、電界はφ方向
にトーラス状に強度分布していることがわかる。図８か
ら明らかなように、磁界のz成分は共振器の中心部分が
最大となるように分布していることがわかる。これは従
来例のＴＥ_01δ誘電体共振器の電磁界分布にきわめて近
い分布をしていることを示している。しかし、共振器形
成領域６３の外側では従来例のＴＥ_01δ誘電体共振器に
比べてはるかに強い遮断領域になっているため、電気エ
ネルギーおよび磁気エネルギーは共振器形成領域６３の
内部により強く集中していることがわかる。このこと
は、回路素子間の相互作用が少なくでき、これによって
より集積度の高い回路構成が期待できる。

【００５４】次にＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１ａの
無負荷Ｑの解析結果について説明する。ＴＥ₀₁₀モード
誘電体共振器８１ａの無負荷Ｑを計算するためには、図
９に示す、電極１ａ，２ａ及び導体ケース１１ａの上導
体板、下導体板の各表面における導体損失による導体Ｑ
_cを正確に計算する必要がある。そこで、導体Ｑ_cをさら
に、導体Ｑ_c ^wall，導体Ｑ_c ^dia，導体Ｑ_c ^upp，導体Ｑ_c
^lowに分けて計算した。ここで、導体Ｑ_c ^wallは、導体ケ
ース１１ａの上導体板の下面１１１における導体損失に
よる導体Ｑであり、導体Ｑ_c ^diaは、開口部４ａを形成す
る電極１ａの内周側面１０２における導体損失による導
体Ｑである。また、導体Ｑ_c ^uppは、電極１ａの上面１０
１における導体損失による導体Ｑであり、導体Ｑ
_c ^lowは、電極１ａの下面６における導体損失による導体
Ｑである。

【００５５】導体Ｑ_cは一般的に次に示す数１０で与え
られる。以下、数１０に基づいて、導体Ｑ_c ^wall，導体
Ｑ_c ^dia，導体Ｑ_c ^upp，導体Ｑ_c ^lowを計算する。

【００５６】

【数１０】 Ｑ_c＝（ω∫_V│Ｈ│²dＶ）／（Ｒ_s∫_S│Ｈ│²ds）

【００５７】まず、導体Ｑ_c ^diaを計算する。電極１ａの
厚さは、サブミクロン程度に設定され、内周面１０２の
近傍では、磁界はきわめて大きな値を示す。そして、電
極端１１２ではさらに急激な変化を示す。このため磁界
を正確に計算することは非常に困難である。そこで、電
極１ａの厚みをゼロとする簡単な計算モデルを用いて電
磁界解析を行った。電極１ａの厚さをゼロとすることに
より構造パラメータを一つ少なくでき、有限要素法のメ
ッシュの形を正三角形に近づけることができるので計算
精度を向上できる。

【００５８】また、Kajfez摂動論によれば導体に垂直な
電界が存在しないＴＥモード共振器のＱ_cは次式で計算
することができる。数１１中のＤ_Aは、減衰パラメータ
であり、数１２で表される。また、ｄは、共振器形成領
域６３の直径である。また、Ｒ _sは、電極１ａの表面抵
抗である。

【００５９】

【数１１】Ｑ_c＝{(２πf₀μ₀)／Ｒ_s}・(1／Ｄ_A)

【数１２】Ｄ_A＝｛２（−∂f₀／∂ｄ)｝／f₀

【００６０】数１１と数１２に基づいて、構造パラメー
タを図３１の共振周波数の計算に用いた値と同一の値に
設定しかつ電極１ａに導電率σ＝３．７×１０⁷を有す
るアルミニウムを用いたと仮定したときの導体Ｑ_c ^diaを
計算すると、導体Ｑ_c ^diaは８７００であった。

【００６１】次に、以上のようにして計算した導体Ｑ_c
^diaの計算結果が、電極１ａの厚さにほとんど依存しな
いことを確認するために以下の検討を行った。図１０
に、以下の検討において、図６のＴＥ₀₁₀モード誘電体
共振器８１ａとの比較に用いた誘電体装荷型ＴＥ₀₁₁モ
ード共振器を示す。図１０（ａ）は、当該誘電体装荷型
ＴＥ₀₁₁モード共振器の縦断面図であり、図１０（ｂ）
は、図１０（ａ）のＣ−Ｃ’線についての横断面図であ
る。当該誘電体装荷型ＴＥ₀₁₁モード共振器は、図１０
（ａ），（ｂ）に示すように、直径ｄ３１の端面と厚さ
ｔ３１の軸方向の長さを有する円柱形状の誘電体３１
が、導体ケース２１によって形成される円柱形状のキャ
ビティ２０の中央部に設けられて構成される。

【００６２】そして、図６のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振
器８１ａの共振周波数と上記誘電体装荷型ＴＥ₀₁₁モー
ド共振器の共振周波数とがともに６３ＧＨｚになるよう
に、上記ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１ａの各構造パ
ラメータと、誘電体装荷型ＴＥ₀₁₁モード共振器の各構
造パラメータとをそれぞれ、以下に示すように設定し
た。

【００６３】１．上記ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１
ａの各構造パラメータの設定値。 （１）共振器形成領域６３の直径ｄ＝３．２６ｍｍ、 （２）キャビティ１０ａの高さｈ＝２．２５ｍｍ、 （３）誘電体基板３ａの比誘電率ε_r＝９．３、 （４）誘電体基板３ａの厚さｔ＝０．３３ｍｍ。

【００６４】２．誘電体装荷型ＴＥ₀₁₁モード共振器の
各構造パラメータの設定値。 （１）誘電体３１の直径ｄ３１＝３．４９ｍｍ、 （２）キャビティ２０の高さｈ３１＝２．２５ｍｍ、 （３）誘電体３１の比誘電率ε_r＝９．３、 （４）誘電体３１の厚さｔ３１＝０．３３ｍｍ。

【００６５】以上のように各構造パラメータを設定した
ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１ａと誘電体装荷型ＴＥ
₀₁₁モード共振器とにおいて、共振器形成領域６３の直
径ｄと誘電体３１の直径ｄ３１とをそれぞれ変化させ
て、その変化量Δｄ，Δｄ３１に対する共振周波数の変
化量を計算して図１１のグラフに示した。図１１に示す
ように、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１ａと誘電体装
荷型ＴＥ₀₁₁モード共振器の共振周波数は、ともに直径
ｄ，ｄ３１の変化量Δｄ，Δｄ３１に比例して変化し、
直径ｄ，ｄ３１が増加すると共振周波数は低くなる。ま
た、両者ともほぼ直線にのり、また傾きもほとんど等し
い。摂動論によればこの傾きそのものが導体Ｑ_cを与え
る。この傾きから導体Ｑ_cを求めたところ、ＴＥ₀₁₀モー
ド誘電体共振器８１ａの導体Ｑ_cが８８００であったの
に対し、誘電体装荷型ＴＥ₀₁₁モード共振器の導体Ｑ_cは
８７００であり、両者の導体Ｑ_cはほぼ一致することが
分かった。

【００６６】また、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１ａ
において、開口部４ａを形成する電極１ａの内周面１０
２の表面積は、誘電体装荷型ＴＥ₀₁₁モード共振器のキ
ャビティ２０の側面の表面積に比べる極めて小さいにも
かかわらず両者の導体Ｑ_cは、上述のようにほとんど同
程度の導体Ｑ_cを示す。このことから電極１ａの厚さｔ
をゼロにした計算モデルが極めて高い近似で有効である
ことが分かる。同時に導体Ｑ_c ^diaはＴＥ₀₁₀モードの基
本共振モードに対する本質的な導体Ｑを表していると推
定される。

【００６７】次に、導体Ｑ_c ^wallについても同様の摂動
法を用いて計算した。その結果、導体Ｑ_c ^wallは２５４
００となった。

【００６８】次に導体Ｑ_c ^uppと導体Ｑ_c ^lowを計算する。
これらの解析において、電極端１１２，１１３において
磁界がきわめて大きな値をとり、導体Ｑ_c ^diaの計算のと
きと同様に高精度な数値計算は困難である。また、上述
のように、導体Ｑ_c ^diaは基本共振モードであるＴＥ₀₁₀
モードに対する本質的な導体Ｑであったが、導体Ｑ_c ^upp
と導体Ｑ_c ^lowはＴＥ₀₁₀モードの共振電磁界に結合する
高次のＴＥ₀，_2n+1モードのエバネセント波の磁界が引
きおこす電流損失によるものであり、摂動法による計算
結果から導体Ｑ_c ^uppと導体Ｑ_c ^lowを正確に求める方法は
容易に見いだすことはできない。そこで、ＴＥ₀，_2n+1
モードのエバネセント波の磁界を用いて、以下のように
して、導体Ｑ_c ^upp，導体Ｑ_c ^lowを計算した。

【００６９】そこで、まず、磁界強度分布の解析の結果
が不自然でないかを確認した。図１２は、電極１ａの下
面６における電極端１１２の近傍の有限要素法により計
算された磁界強度を示すグラフであり、電極端１１２か
らの距離ｌの地点の磁界強度を示している。図１２から
明らかなように、ｌ＝０の電極端１１２において磁界強
度の発散がみられる。そこでさらに、電極端１１２の近
傍のうちで電極端１１２に極めて近い部分における磁界
分布を把握するために両対数で表示したグラフを図１３
に示す。電極端１１２からの距離が１μｍ以下では、有
限要素法では明らかに正確に計算できていないことが図
１３より読みとることができる。従って、この磁界強度
をそのまま使って導体Ｑ_cを計算することはできない。
そこで、距離ｌが１μｍから１０μｍの間の値の場合に
は、磁界強度が直線的に変化していることから１μｍ以
下の磁界強度についても同じ傾きで直線的に変化すると
いう仮定の基に１μｍ以下の磁界強度を補正して、ＴＥ
₀，_2n+1 ⁺モードのエバネセント波の磁界Ｈを近似的に次
の数１３で表した。そして、数１３を用いて導体Ｑ _cを
次の数１４で表した。ここで、数１３においてＫは定数
である。数１４における∫₀ ^10μm２πr[Ｋｌ^-α]²dｌの
積分は、ｌ＝０からｌ＝１０μｍの範囲で行う。

【００７０】

【数１３】Ｈ＝Ｋｌ^-α ここで、０≦ｌ≦１０μｍ

【数１４】 Ｑ_c ＝(ω∫_V│Ｈ│²dＶ)／(Ｒ_s∫_S │Ｈ│²ds) ＝(ω∫_V│Ｈ│²dＶ)／｛Ｒ_s∫₀ ^10μm２πr(Ｋｌ^-α)²dｌ｝

【００７１】図１２のグラフを用いて定数Ｋと定数αの
値を求めたところ、電極１ａの上面１０１において、定
数Ｋの値は１０^3.683であり、定数αの値は−０．４１
８０であった。また、電極１ａの下面６において、定数
Ｋの値は１０^3.518であり、定数αの値は−０．４６０
８であった。そこで定数Ｋと定数αの値を数１４に代入
して、導体Ｑ_c ^upp，導体Ｑ_c ^lowの値を求めたところ４７
００および５３００となった。以上の結果から、電極１
ａ，２ａ及び導体ケースの上導体板と下導体板の各表面
における導体損失を合わせた導体Ｑ_c ^totalは、アルミニ
ウムを用いて電極１ａを形成したと仮定すると、１８０
０となった。表１には以上の結果とあわせて、銀を用い
て電極１ａを形成した場合について計算した結果を示
す。

【００７２】

【表１】 導体Ｑ_cの計算結果（共振周波数を６３ＧＨｚに設定した場合） ─────────────────────────────────── 計算法 アルミ電極 銀電極 ─────────────────────────────────── Ｑ_c ^dia 摂動法 ８７００ １１２３０ ─────────────────────────────────── Ｑ_c ^wall 摂動法 ２５４００ ４５２２０ ─────────────────────────────────── Ｑ_c ^upp 積分法（電極端１１２補正） ４７００ ６０７０ ─────────────────────────────────── Ｑ_c ^low 積分法（電極端１１２補正） ５３００ ６８４０ ─────────────────────────────────── Ｑ_c ^total １８００ ２４００ ───────────────────────────────────

【００７３】本発明者は、実際に本発明に係る第１の実
施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１を製造して、そ
の共振周波数と無負荷Ｑを測定を行った。図１４は、Ｔ
Ｅ₀₁₀モード誘電体共振器８１の製造工程のフローチャ
ートである。誘電体基板３には単結晶サファイア基板を
使用した。ここで、単結晶サファイア基板は、上面と下
面がＣ面すなわちＣ軸に垂直な面になるように切断され
かつ厚さｔは０．３３ｍｍになるように形成されてい
る。また、単結晶サファイア基板のＣ軸に垂直な方向の
比誘電率ε_rは、９．３である。

【００７４】ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１の製造工
程では、図１４に示すように、ステップ１において、多
数の誘電体基板３からなる誘電体基板の両面を鏡面研磨
して、ステップ２において、誘電体基板の両面の全面に
アルミニウムを０．６μｍの厚さに蒸着する。そして、
ステップ３において、誘電体基板の両面にレジスト塗付
し、ステップ４において、塗布されたレジストを両面露
光器により露光する。次に、ステップ５において、各誘
電体基板３の共振器形成部６０の位置のレジストを除去
してレジストパターンを形成する。さらに、ステップ７
において、ドライエッチングの一手法である反応性イオ
ンエッチングを行って共振器形成部６０のアルミニウム
を除去する。そして、電極１，２の上のレジストを除去
した後、ステップ７において、誘電体基板を所定の位置
で切断して、それぞれ電極１，２が形成された誘電体基
板３を作成する。ここで、ステップ６において、反応性
イオンエッチングを用いているので、通常のウエットエ
ッチングを用いた場合に比較して、開口部４，５を形成
する電極１，２の内周面を誘電体基板３の表面に対して
ほぼ垂直に加工することができる。これによって、より
計算値に近い無負荷Ｑの測定値を得ることができる。こ
こで、製造したＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１の共振
器形成領域６０の上端面６１と下端面６２の直径ｄすな
わち開口部４，５の直径ｄは、３．２６ｍｍになるよう
に形成した。

【００７５】以上に述べた製造工程に従って製造したＴ
Ｅ₀₁₀モード誘電体共振器８１の共振周波数と無負荷Ｑ
を測定した。図１５に共振器測定治具の縦断面図を示
す。また、図１６に、図１５のＦ−Ｆ’線についての横
断面図を示す。当該共振器測定治具は、上導体板１２ａ
と下導体板１２ｂと側面導体１３ａ，１３ｂからなる方
形導波管からなる。そして、当該方形導波管の幅方向の
中央部に、方形柱状の２つの誘電体１４ａ，１４ｂが、
誘電体１４ａの一方の端面と誘電体１４ｂの一方の端面
とが所定の間隔を隔てて互いに対向するように設けられ
る。ここで、上記誘電体１４ａ，１４ｂはそれぞれ、上
面が上導体板１２ａの下面に接するようにかつ下面が下
導体板１２ｂの上面に接するように上記導波管１２の長
手方向に平行に設けられる。また、導体板１２ａと導体
板１２ｂの間隔は、２．２５ｍｍになるように設定し
た。これによって、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１に
高周波信号を入力するための入力ＮＲＤガイドＬＮ１０
ａとＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１から高周波信号を
出力するための出力ＮＲＤガイドＬＮ１０ｂを構成す
る。そして、図示はしていないが、測定器にはネットワ
ークアナライザＨＰ８５１０Ｃを使用し、入出力導波管
にはＷＲ−１５を使用し、さらに当該導波管のＴＥ₀₁モ
ードとＮＲＤガイドのＬＳＭモードとの間の変換には変
換ホーンを使用した。

【００７６】そして、共振器測定治具の入力ＮＲＤガイ
ドＬＮ１０ａと出力ＮＲＤガイドＬＮ１０ｂの間に、製
造した誘電体基板３が上導体板１２ａと下導体板１２ｂ
とに平行になるように、かつ上導体板１２ａと下導体板
１２ｂとから互いに等しい距離になるように設けられ
る。ここで、入力ＮＲＤガイドＬＮ１０ａの一方の端面
と出力ＮＲＤガイドＬＮ１０ｂの一方の端面の間隔は、
誘電体基板３の長手方向の２つの側面がそれぞれ、誘電
体１４ａの一方の端面と誘電体１４ｂの一方の端面に近
接するように設定される。これによって、共振器測定治
具の上記入力ＮＲＤガイドＬＮ１０ａと出力ＮＲＤガイ
ドＬＮ１０ｂの間に、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１
が構成される。

【００７７】以上のように構成することによって、入力
ＮＲＤガイドＬＮ１０ａはＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器
８１と誘導結合し、出力ＮＲＤガイドＬＮ１０ｂはＴＥ
₀₁₀モード誘電体共振器８１と誘導結合して、ＴＥ₀₁₀モ
ード誘電体共振器８１の共振周波数と無負荷Ｑを測定す
ることができる。図１５において、磁界Ｈ１は、ＴＥ
₀₁₀モード誘電体共振器８１の磁界であり、磁界Ｈ２
は、入力ＮＲＤガイドＬＮ１０ａと出力ＮＲＤガイドＬ
Ｎ１０ｂの磁界である。また、磁界Ｈ１２は、ＴＥ₀₁₀
モード誘電体共振器８１と入力ＮＲＤガイドＬＮ１０ａ
とが結合したときの磁界と、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振
器８１と出力ＮＲＤガイドＬＮ１０ｂとが結合したとき
の磁界である。

【００７８】この測定により得られた共振特性を図１７
に示す。図１７においては周波数に対する出力端伝送係
数Ｓ₂₁を用いて共振特性を示している。図１７に示した
共振特性によると共振周波数は、６３．１ＧＨｚであっ
た。これは、有限要素法の計算値６３．０ＧＨzにほぼ
一致している。また、無負荷Ｑは１６１０の実測値が得
られた。一方、サファイア基板の誘電体損失による誘電
体Ｑ_dを２００００と仮定すると無負荷Ｑの計算値は１
６６０となり実測値とよく一致する。また、上下及び左
右に関して対称構造をとることにより、高次モード共振
も抑圧されている。

【００７９】次に、本発明に係るＴＥ₀₁₀モード誘電体
共振器８１の共振周波数の温度特性について説明する。
上述したように、当該ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１
は、従来例のＴＥ_01δモード誘電体共振器と比較して共
振器形成領域６０内に多くの電磁界エネルギーが集中す
る。さらに、当該ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１の電
極１，２は、誘電体基板３の線膨張係数α_dと同じ値で
伸縮するために、共振器形成領域６０の直径ｄの温度変
化は誘電体基板３の線膨張係数に等しくなる。このこと
によりさらに良好な温度安定性が期待できる。

【００８０】まず、計算によりＴＥ₀₁₀モード誘電体共
振器８１の共振周波数の温度特性とＴＥ_01δモード誘電
体共振器の共振周波数の温度特性を比較する。図１８に
比較に用いたＴＥ_01δモード誘電体共振器を示す。図１
８（ａ）は、ＴＥ_01δモード誘電体共振器の横断面図で
あり、図１８（ｂ）は、図１８（ａ）のＧ−Ｇ’線につ
いての縦断面図である。図１８（ａ）と図１８（ｂ）に
示すように、ＴＥ_01δモード誘電体共振器は、上端面と
下端面を有する導体ケース４１に形成される円柱形状の
キャビティ４０の中央部に、円柱形状の誘電体５１が設
けられて構成される。ここで、誘電体５１は、直径ｄ５
１と軸方向の厚さｔ５１を有する。また、キャビティ４
０は、直径Ｄ４０と高さｈ４０を有する。

【００８１】以下の説明では、計算を簡単にするため
に、ＴＥ_01δモード誘電体共振器において、誘電体５１
の軸の中心とキャビティ４０の軸は、温度が変化しても
常に一致していると仮定する。この時のＴＥ₀₁₀モード
誘電体共振器８１の共振周波数の温度特性η_fと比較例
のＴＥ_01δモード誘電体共振器の共振周波数の温度特性
η_fはともに次の一般式である数１５で表される。ここ
で、温度特性η_fは、温度が１℃変化したときの共振周
波数の変化量を共振周波数で割った値で定義される。

【００８２】

【数１５】η_f＝−Ａ（η_ε／２）−Ｂα_d−Ｃα_m

【００８３】ここで、数１５において、η_εは、誘電体
基板３又は誘電体５１の誘電率の温度係数であり、α_d
は、誘電体基板３又は誘電体５１の線膨張係数である。
また、α_mは、導体ケース１１，４１に用いる導体の線
膨張係数であり、Ａは、共振器形成領域６０又は誘電体
５１内に蓄積される電気エネルギーの全蓄積エネルギー
に対する比である。さらに、Ｂ，Ｃはそれぞれ、共振周
波数の温度特性η_fに対する誘電体基板３又は誘電体５
１の線膨張係数の比例定数と、共振周波数の温度特性η
_fに対する導体ケース１１，４１にもちいる導体の線膨
張係数の比例定数である。そして、比例定数Ａ，Ｂ，Ｃ
は、有限要素法を用いて固有値計算を行うことにより求
めることができ、求めた結果を数１５に代入することに
より、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器の共振周波数の温度
特性η_f ^TE010と比較例のＴＥ_01δモード誘電体共振器の
共振周波数の温度特性η_f ^TE01δはそれぞれ、次の数１
６と数１７で表わすことができる。

【００８４】

【数１６】η_f ^TE010＝−０．８６９（η_ε／２）−０．
９１０α_d−０．０７３５α_m

【数１７】η_f ^TE01δ＝−０．７４７（η_ε／２）−
０．７８５α_d−０．２０９α_m

【００８５】数１６と数１７から明らかなように、ＴＥ
₀₁₀モード誘電体共振器８１の共振周波数の温度特性η_f
^TE010における比例定数Ｂ＝０．０７３５は、比較例の
ＴＥ_01δモード誘電体共振器の共振周波数の温度特性η
_f ^TE01δにおける比例定数Ｂ＝０．２０９に比較して極
めて小さい値になる。このことから、ＴＥ₀₁₀モード誘
電体共振器８１の共振周波数の温度特性η_f ^TE010は、比
較例のＴＥ_01δモード誘電体共振器の共振周波数の温度
特性η_f ^TE01δに比べて、導体ケース１１，４１にもち
いる導体の線膨張係数の影響をはるかに受けにくいこと
が分かる。

【００８６】今回製造したＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器
８１の場合、数１６を用いて計算すると、温度特性η_f
^TE010＝４９．８ｐｐｍ／℃となる。ここで、計算にお
いては、誘電体基板３の温度特性η_εと線膨張係数α_d
はそれぞれ、アルミナの特性と等しいη_ε＝１００ｐｐ
ｍ／℃，α_d＝５ｐｐｍ／℃に設定した。また、導体ケ
ース１１の線膨張係数は、硬質アルミニウムの特性と等
しいα_m＝２３ｐｐｍ／℃に設定した。

【００８７】次に、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１の
温度特性を測定した結果を説明する。図１９は温度を１
７℃，４４℃とした時の共振特性を出力端伝送係数Ｓ₂₁
を用いて示したグラフである。図１９のグラフから明ら
かなように、波形に変化は見られない。また、図２０は
共振周波数の温度依存性を示すグラフであり、横軸に温
度をとり縦軸に共振周波数をとって示している。図２０
のグラフから明らかなように、共振周波数は温度に対し
てリニアに変化し、この結果からη_f ^TE010＝４８．６ｐ
ｐｍ／℃が得られた。この値は上述した理論値のη_f
^TE010＝４９．８ｐｐｍ／℃とほぼ一致する。

【００８８】以上の第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電
体共振器８１は、導体ケース１１の共振周波数に対する
影響を小さくできるので、所定の値の温度特性を有する
誘電体材料を用いることにより、従来のＴＥ_01δ誘電体
共振器に比べて温度の変化に対する共振周波数の変動を
小さくすることができる。

【００８９】以上の第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電
体共振器８１は、開口部４，５をフォトリソグラフィー
技術を用いて高い精度で形成することができる。これに
よって、当該ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１の共振周
波数を高精度に設定することができる。

【００９０】以上の第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電
体共振器８１によれば、１枚の誘電体基板に多数の共振
器形成領域６０を形成した後に当該誘電体基板を切断す
ることにより、複数個の誘電体基板３を一度にまとめて
製造することができる。これによって、ＴＥ₀₁₀モード
誘電体共振器８１を安価に製造することができる。

【００９１】以上の第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電
体共振器８１によれば、共振器形成領域６０が誘電体基
板３に形成されているので、他の平面回路との結合が容
易にできる。

【００９２】＜第２の実施例＞図２１は、本発明に係る
第２の実施例の高周波帯域通過フィルタ装置の縦断面図
である。また、図２２は、図２１のＩ−Ｉ’線について
の横断面図である。当該高周波帯域通過フィルタ装置
は、誘電体基板３ｃを用いて構成された２つのＴＥ₀₁₀
モード誘電体共振器と、入力ＮＲＤガイドＬＮ２と、出
力ＮＲＤガイドＬＮ３とを備えて構成されたことを特徴
とする。

【００９３】以下、図面を参照して第２の実施例の高周
波帯域通過フィルタ装置について詳細に説明する。

【００９４】図２１及び図２２に示すように、誘電体基
板３ｃの上面に、互いに同一の直径を有する円形の２つ
の開口部４ｃと開口部４ｄを有する電極１ｃが形成され
る。また、誘電体基板３の下面には、開口部４ｃ，４ｄ
と同一の円形の開口部５ｃと開口部５ｄを有する電極２
ｃが形成される。ここで、誘電体基板３ｃは、所定の比
誘電率ε_rを有しかつ長方形の形状を有する。また、開
口部４ｃと開口部４ｄは、所定の間隔を隔てて誘電体基
板３ｃの上面の長手方向に並置されて形成され、開口部
４ｃと開口部５ｃは、互いに同軸になるように対向して
設けられ、開口部４ｄと開口部５ｄは、互いに同軸にな
るように対向して設けられる。これによって、誘電体基
板３ｃに、互いに同一形状を有する２つの円柱形状の共
振器形成領域６６と、共振器形成領域６９が誘電体基板
３ｃの長手方向に並置して形成される。ここで、共振器
形成領域６６は、誘電体基板３ｃの一部分であって、開
口部４ｃの上端面６７と、開口部５ｃの下端面６８とを
有する円柱形状の領域である。また、共振器形成領域６
９は、誘電体基板３ｃの一部分であって、開口部４ｄの
上端面７０と、開口部５ｄの下端面７１とを有する円柱
形状の領域である。ここで、共振器形成領域６６と共振
器形成領域６９の間隔は、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器
８２とＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８３とが誘導結合す
るように所定の間隔になるように形成される。また、電
極１ｃは、上端面６７と上端面７０とを除いた誘電体基
板３ｃの上面の全面に形成され、電極２ｃは、下端面６
８と下端面７１を除いた誘電体基板３ｃの下面の全面に
形成される。

【００９５】電極１ｃと電極２ｃとが形成された誘電体
基板３ｃは、方形導波管１５の中に設けられる。ここ
で、方形導波管１５は、上導体板１５０ａと下導体板１
５０ｂと側面導体からなり、所定の長さと所定の管内幅
と所定の管内高さを有する。そして、上導体板１５０ａ
の長手方向の中央部には、所定の長さと上導体板１５０
ａの下面から所定の深さを有する凹部１５１が、管内幅
と同じ幅で形成される。また、凹部１５１に対向して、
下導体板１５０ｂの上面に、凹部１５１の長さより短い
所定の長さと所定の高さを有する凸部１５２が、管内幅
と同じ幅で形成される。ここで、面１５５は方形導波管
１５の端面に平行な凸部１５２の一方の面であり、面１
５６は方形導波管１５の端面に平行な凸部１５２の他方
の面である。また、面１５７は方形導波管１５の端面に
平行な凹部１５１の一方の面であり、面１５８は方形導
波管１５の端面に平行な凹部１５１の他方の面である。
本実施例においては、凸部１５２の面１５５と凹部１５
１の面１５７との距離と、凸部１５２の面１５６と凹部
１５１の面１５８との距離は互いに等しい所定の値に設
定される。また、入力ＮＲＤガイドＬＮ２は、方形導波
管１５の長手方向の一方の端面側に設けられ、所定の長
さを有する方形柱形状の誘電体１４ｃが、上導体板１５
０ａと下導体板１５０ｂによって挟設されて構成され
る。ここで、誘電体１４ｃは方形導波管１５の幅方向の
中央部にかつ誘電体１４ｃの長手方向が方形導波管１５
の長手方向と平行になるように設けられる。また、誘電
体１４ｃは、誘電体１４ｃの一方の端面の一部が凸部１
５２の面１５５に接するよう設けられ、これによって、
誘電体１４ｃは、凹部１５１の面１５７から所定の長さ
だけ面１５８の方向に突出する。また、出力ＮＲＤガイ
ドＬＮ３は、方形導波管１５の長手方向の他方の端面側
に設けられ、所定の長さを有する方形柱形状の誘電体１
４ｄが、上導体板１５０ａと下導体板１５０ｂに挟設さ
れて構成される。ここで、誘電体１４ｄは方形導波管１
５の幅方向の中央部にかつ誘電体１４ｄの長手方向が方
形導波管１５の長手方向と平行になるように設けられ
る。また、誘電体１４ｄの一方の端面の一部が凸部１５
２の面１５６に接するよう設けられ、誘電体１４ｄは、
凹部１５１の面１５８から所定の長さだけ面１５７の方
向に突出する。

【００９６】そして、電極１ｃと電極２ｃが形成された
誘電体基板３ｃは、凹部１５１の面１５７から突出した
誘電体１４ｃの上面と、凹部１５１の面１５８から突出
した誘電体１４ｄの上面に載置されて設けられる。ここ
で、凹部１５１の深さと凸部１５２の高さは、電極１ｃ
の上面と凹部１５１の底面との距離ｈ２と、凸部１５２
の上面と電極２ｃの下面との距離ｈ２は互いに等しい所
定の値になるように設定される。これによって、方形導
波管１５の中央部に、互いに誘導結合する２つのＴＥ
₀₁₀モード誘電体共振器８２，８３が、方形導波管１５
の長手方向に並置されて構成される。

【００９７】また、誘電体基板３ｃは、誘電体１４ｃの
上面の一部分が共振器形成領域６６の下端面６８の一部
分と対向して接するように設けられ、ＴＥ₀₁₀モード誘
電体共振器８２の磁界と入力ＮＲＤガイドＬＮ２の基本
伝搬モードであるＬＳＭ₀₁モードの磁界とが誘導結合す
る。さらに、誘電体１４ｃの上面と接する電極２ｃに対
向する誘電体１４ｃの下面には凹部１７ａが設けられ、
その凹部１７ａの内部に突出するように結合調整ねじ１
６ａが設けられる。この結合調整ねじ１６ａの凹部１７
ａの内部への突出長が変化すると、ＴＥ₀₁₀モード誘電
体共振器８２と入力ＮＲＤガイドＬＮ２との誘導結合の
強さが変化するので、結合調整ねじ１６ａの凹部１７ａ
の内部への突出長を変えることによって、ＴＥ₀₁₀モー
ド誘電体共振器８３と入力ＮＲＤガイドＬＮ２との誘導
結合の強さを調節することができる。また、誘電体基板
３ｃは、誘電体１４ｄの上面の一部分が共振器形成領域
６９の下端面７１の一部分と対向して接するように設け
られ、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８３の磁界と出力Ｎ
ＲＤガイドＬＮ３の基本伝搬モードであるＬＳＭ₀₁モー
ドの磁界とが誘導結合する。さらに、誘電体１４ｄの上
面と接する電極２ｃに対向する誘電体１４ｄの下面には
凹部１７ｂが設けられ、その凹部１７ｂの内部に突出す
るように結合調整ねじ１６ｂが設けられる。この結合調
整ねじ１６ｂの凹部１７ｂの内部への突出長が変化する
と、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８３と出力ＮＲＤガイ
ドＬＮ３との誘導結合の強さが変化するので、結合調整
ねじ１６ｂの凹部１７ｂの内部への突出長を変えること
によって、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８３と出力ＮＲ
ＤガイドＬＮ３との誘導結合の強さを調節することがで
きる。以上のようにして第２の実施例の高周波帯域通過
フィルタ装置は構成される。

【００９８】次に、以上のように構成された第２の実施
例の高周波帯域通過フィルタ装置の等価回路について説
明する。図２３は、第２の実施例の高周波帯域通過フィ
ルタ装置の等価回路を示す回路図である。当該等価回路
において、入力ＮＲＤガイドＬＮ２は、入力ＮＲＤガイ
ドＬＮ２の端部の等価インダクタＬ２０を介して接地さ
れる。ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８２は、インダクタ
Ｌ２１とキャパシタＣ２と抵抗Ｒ２とインダクタＬ２２
とが直列に接続されて、インダクタＬ２１の一端とイン
ダクタＬ２２の一端が接地されて構成される。ここで、
等価インダクタＬ２０とインダクタＬ２１は誘導結合
し、これによって、入力ＮＲＤガイドＬＮ２とＴＥ₀₁₀
モード誘電体共振器８２は誘導結合する。また、ＴＥ
₀₁₀モード誘電体共振器８３は、インダクタＬ３１と抵
抗Ｒ３とキャパシタＣ３とインダクタＬ３２とが直列に
接続されて、インダクタＬ３１の一端とインダクタＬ３
２の一端とが接地されて構成される。ここで、インダク
タＬ２２とインダクタＬ３１とは誘導結合し、これによ
って、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８２とＴＥ₀₁₀モード
誘電体共振器８３とは誘導結合する。さらに、出力ＮＲ
ＤガイドＬＮ３は、出力ＮＲＤガイドＬＮ３の端部の等
価インダクタＬ３０を介して接地されて構成される。ま
た、インダクタＬ３２と等価インダクタＬ３０とは誘導
結合し、これによって、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８
３と出力ＮＲＤガイドＬＮ３とは誘導結合する。以上の
ようにして、第２の実施例の高周波帯域通過フィルタ装
置の等価回路は構成される。

【００９９】以上のように、第２の実施例の高周波帯域
フィルタ装置は、入力ＮＲＤガイドＬＮ２と出力ＮＲＤ
ガイドＬＮ３との間に、２つのＴＥ₀₁₀モード誘電体共
振器８２，８３が縦続接続されて構成される。外部回路
から入力ＮＲＤガイドＬＮ２に入力された高周波信号
は、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８２とＴＥ₀₁₀モード誘
電体共振器８３とを介して、出力ＮＲＤガイドＬＮ３か
ら外部回路へ出力される。ここで、ＴＥ₀₁₀モード誘電
体共振器８２の共振周波数とＴＥ₀₁₀モード誘電体共振
器８３の共振周波数は、一致するように又は僅かにずら
して設定されて、第２の実施例の高周波帯域フィルタ装
置は、所定の周波数を有する高周波信号を通過させる。

【０１００】次に、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８２と
ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８３との間の結合係数の解
析結果について説明する。ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器
８１の単体の電磁界解析には、二次元有限要素法を用い
ることができたが、結合係数解析の場合は三次元電磁界
計算が必要となり、現状では正確な解析は困難である。
従って、ここでは、近似的に二次元の導波路問題におき
かえて、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８２とＴＥ₀₁₀モー
ド誘電体共振器８３の間における結合の原理を定性的に
把握し、実際の結合係数は実験により求めることとし
た。

【０１０１】図２４は、解析に用いた二次元導波路モデ
ルの縦断面図である。図２４の二次元導波路モデルは、
第２の実施例の誘電体基板３ｃが導波管１８の中央部に
設けられて構成される。ここで、誘電体基板３ｃは、導
波管１８の高さ方向の中央部に、導波管の側面導体と誘
電体基板３ｃの側面が接するようかつ導波管１８の上下
導体板と誘電体基板３ｃとが互いに平行になるように設
けられる。図２４の縦断面すなわちｘｙ平面は電気壁を
構成し、当該導波路の進行方向はｘ方向とする。ここ
で、ｘ，ｙ，ｚ方向は、図面の右下に示したように定義
する。また、電界は、導波路の進行方向に対して垂直方
向のみ、すなわちｚ方向のみの成分を有し、ｘ，ｙ成分
は存在しないものとする。このとき、導波路の進行方向
の幅がほぼ半波長になる周波数でＴＥモードの共振が生
じる。ここで、導波路の進行方向の幅は、直径ｄ１と等
しい。また、この場合においても電極１ｃ，２ｃとによ
って挟設された誘電体基板３ｃのうちの共振器形成領域
６６，６９を除く部分は、遮断領域すなわち減衰領域で
ある。

【０１０２】以上のように構成された導波路の縦断面に
おける磁界分布を、ＴＥ₀₁₀モードにおける偶モードと
奇モードのそれぞれについて、図２５と図２６に示す。

【０１０３】また、偶モードの共振周波数と奇モードの
共振周波数をそれぞれ、f_even，f_{od d}とすると、結合係
数ｋは次の数１８で表わすことができる。

【０１０４】

【数１８】ｋ＝2（f_odd−f_even)／(f_odd＋f_even)

【０１０５】次に、図２４の２次元導波路モデルから導
いた数１８を用いて計算した値と実測値との比較を行
う。上導体板と下導体板との間隔ｈ１８を２．２５ｍｍ
に設定したの時の共振器形成領域６６，６９の間の間隔
ｓと結合係数ｋとの関係を図２７のグラフを示す。ここ
で、他の構造パラメータは次のように設定した。 （１）共振器形成領域６６，６９の直径ｄ１＝３．２６
ｍｍ、 （２）誘電体基板３ｃの比誘電率ε_r＝９．３、 （３）誘電体基板３ｃの厚さｔ＝０．３３。

【０１０６】図２７に示すように、実測値は計算値の約
１／４の値を示すが両者とも傾きはほぼ等しくなり、こ
のモデルが実際の結合状態の傾向を良く表していること
が分かる。さらに強い結合を得るためには上下導体板間
の距離を大きくし共振器間のカットオフ効果を小さくす
れば良い。図２８に上下導体板間の間隔ｈ１８と結合係
数ｋの関係を示す。図２８において、計算値は、共振器
間の間隔ｓがそれぞれ、ｓ＝０．１ｍｍ，ｓ＝０．２ｍ
ｍ，ｓ＝０．４ｍｍの場合について示し、実測値は、ｓ
＝０．２ｍｍ，ｓ＝０．４ｍｍの場合について示してい
る。図２８から明らかなように、上下導体板間の間隔ｈ
１８が大きくなるほど、結合係数も大きくなることがわ
かる。

【０１０７】次に、第２の実施例の高周波帯域通過フィ
ルタ装置を製造して評価した結果について説明する。ま
ず表２に製造した高周波帯域通過フィルタ装置の目標特
性を示す。この製造において比通過帯域幅は、約０．２
％と非常に狭帯域なものに設定した。

【０１０８】

【表２】 フィルタ装置の目標特性 ──────────────────────────── 中心周波数ｆ₀ ６１．０ＧＨｚ ──────────────────────────── 通過帯域幅ＢＷ １００ＭＨｚ ──────────────────────────── 挿入損失ＩＬ ３．０ｄＢ以下 ──────────────────────────── 反射損失ＲＬ １５ｄＢ以上 ──────────────────────────── 減衰量（ｆ₀±１ＧＨｚの周波数において） ３０ｄＢ以上 ────────────────────────────

【０１０９】表２の目標特性を満足するように設定した
フィルタ装置の各設計パラメータを表３に示す。また、
計算の結果からＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器の無負荷Ｑ
は１０００以上必要であることがわかった。ここで、共
振周波数ｆ₁，ｆ₂はそれぞれ、ＴＥ₀₁₀モード誘電体共
振器８２，８３の共振周波数であり、結合係数ｋ₁₂は、
ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８２，８３の間の結合係数
である。また、外部Ｑ_e1，Ｑ_e2はそれぞれ、ＮＲＤガイ
ドＬＮ２とＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８２の間の外部
Ｑと、ＮＲＤガイドＬＮ３とＴＥ₀₁₀モード誘電体共振
器８３の間の外部Ｑである。図２９に、表３のフィルタ
の設計パラメータに基づいてフィルタ特性をシミュレー
ションにより求めた結果を示す。図２９では、フィルタ
特性を周波数に対する出力端伝送係数Ｓ₂₁と入力端反射
係数Ｓ₁₁によって示している。

【０１１０】

【表３】 フィルタ装置の設計パラメータ ─────────────────────────────── 中心周波数 f₀ ６１．０ＧＨｚ ─────────────────────────────── 設計通過帯域幅 ２００ＭＨｚ ─────────────────────────────── 設計リップル ０．１ｄＢ（チェビシェフ型） ─────────────────────────────── 共振周波数 ｆ₁(＝ｆ₂) ６０．５ＧＨｚ ─────────────────────────────── 結合係数 ｋ₁₂ ０．４０％ ─────────────────────────────── 外部Ｑ Ｑ_e1(＝Ｑ_e2) ３０５ ───────────────────────────────

【０１１１】また、上述したＴＥ₀₁₀モード誘電体共振
器８２，８３および結合係数の解析結果と表３に示した
フィルタの設計パラメータに基づいて第２の実施例の高
周波帯域通過フィルタ装置の構造パラメータを求め、そ
の結果を表４に示す。

【０１１２】

【表４】 フィルタ装置の構造パラメータ ──────────────────────────── 共振器形成領域６６，６９の直径ｄ１ ３．２６（ｍｍ) ──────────────────────────── 共振器形成領域６６，６９間の間隔ｓ ０．４０（ｍｍ) ──────────────────────────── 上下導体板間の間隔ｈ１８ ３．２０（ｍｍ） ────────────────────────────

【０１１３】表４に示した構造パラメータに基づいて高
周波帯域通過フィルタ装置を製造して評価した結果につ
いて説明する。製造した高周波帯域通過フィルタ装置の
寸法は、１０×１１×３．２ｍｍであった。また、図３
０は、フィルタ特性の実測値を示したグラフである。図
３０には、周波数に対する出力端伝送係数Ｓ₂₁と入力端
反射係数Ｓ₁₁によってフィルタ特性を示している。出力
端伝送係数Ｓ₂₁で示される減衰曲線は、図２９に示した
値とよく一致している。挿入損失については計算値の
２．０ｄＢに対して測定値は２．４ｄＢであった。この
差の原因としては、入出力ＮＲＤガイドＬＮ２，ＬＮ３
とＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８２，８３との強い結合
によって生じるＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８２，８３
の周辺における局所的な電流の集中や共振電磁界の基本
共振モード以外のＴＥＭモードとの結合等によってＴＥ
₀₁₀モード誘電体共振器８２，８３の無負荷Ｑが劣化し
たためと考えられる。したがって、入出力ＮＲＤガイド
ＬＮ２，ＬＮ３のＬＳＭ₀₁モードとＴＥ₀₁₀モード誘電
体共振器８２，８３のＴＥ₀₁₀モードとの結合部に、電
磁界的に対称になる構造やモードサプレッサー等を採用
して無負荷Ｑの劣化を防ぐことによって、低損失なフィ
ルタを実現することができる。また広帯域でかつ３段以
上の多段フィルタを設計し、入出力ＮＲＤガイドＬＮ
２，ＬＮ３と誘導結合する両端のＴＥ₀₁₀モード誘電体
共振器を除くＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器を、無負荷Ｑ
の高い状態で使用することによって低損失化を図ること
ができる。

【０１１４】以上の第２の実施例の高周波帯域通過フィ
ルタ装置によれば、開口部４ｃ，４ｄ，５ｃ，５ｄをフ
ォトリソグラフィ技術を用いて、同一の誘電体基板３ｃ
に形成している。これによって、開口部４ｃ，４ｄ，５
ｃ，５ｄの直径を高い精度で設定できるので、ＴＥ₀₁₀
モード誘電体共振器８２，８３の共振周波数を高い精度
に設定することができる。また、開口部４ｃと開口部４
ｄの間隔ｓと、開口部５ｃと開口部５ｄの間隔ｓとを高
い精度で設定することができるので、２つのＴＥ₀₁₀モ
ード誘電体共振器８２，８３の間の結合係数を高い精度
に所望の値に設定することができる。従って、無調整化
が可能な高周波帯域通過フィルタ装置を提供することが
できる。

【０１１５】以上の第２の実施例の高周波帯域通過フィ
ルタ装置によれば、１枚の誘電体基板に多数の共振器形
成領域６６，６９を形成した後に当該誘電体基板を切断
することにより、複数個の誘電体基板３ｃを一度にまと
めて製造することができる。これによって、当該高周波
帯域通過フィルタ装置を安価に製造することができる。

【０１１６】以上の第２の実施例の高周波帯域通過フィ
ルタ装置は、共振器形成領域６６，６９が誘電体基板３
ｃに形成されているので、マイクロ波ＩＣ（ＭＩＣ）や
モノリシックマイクロ波ＩＣ（ＭＭＩＣ）等の他の平面
回路との結合が容易にできる。

【０１１７】＜変形例＞以上の第１と第２の実施例で
は、開口部４，４ｃ，４ｄ，５，５ｃ，５ｄは円形に形
成したが、本発明はこれに限らず、正方形又は多角形な
どの他の形状に形成してもよい。以上のように構成して
も第１と第２の実施例と同様な動作をし同様の効果を有
する。

【０１１８】以上の第１と第２の実施例では、導体ケー
ス１１又は方形導波管１５を用いて構成したが、本発明
はこれに限らず、上導体板と下導体板のみを用いて構成
してもよい。以上のように構成しても第１と第２の実施
例と同様な動作をし同様の効果を有する。

【０１１９】以上の第２の実施例の高周波帯域通過フィ
ルタ装置は、入力ＮＲＤガイドＬＮ２と出力ＮＲＤガイ
ドＬＮ３を用いて構成したが、本発明はこれに限らず、
マイクロストリップ線路、コプレーナ線路や導波管など
の他の伝送線路を用いて構成してもよい。以上のように
構成しても第１と第２の実施例と同様な動作をし同様の
効果を有する。

【０１２０】

【発明の効果】本発明に係る請求項１記載の誘電体共振
器は、対向する２つの面にそれぞれ互いに対向するよう
に上記第１の開口部を備えた第１の電極と、上記第２の
開口部を備えた第２の電極とが形成された上記誘電体基
板を備えて構成される。そして、上記第１と第２の開口
部は、フォトリソグラフィー技術を用いて高い寸法精度
で形成することができる。これによって、当該誘電体共
振器によれば、ミリ波帯で使用でき、かつ温度の変化に
対して共振周波数の変化が小さくでき、安価な誘電体共
振器を提供することができる。

【０１２１】請求項２記載の誘電体共振器は、請求項１
記載の誘電体共振器において、上記第１の電極と第１の
導体板の間と、上記第２の電極と第２の導体板の間のう
ちの少なくとも一方に、誘電体を備えている。これによ
って、上記誘電体を備えていない誘電体共振器に比較し
て薄くできる。

【０１２２】請求項３記載の誘電体共振器は、請求項１
又は２記載の誘電体共振器において、上記第１と第２の
開口部は円形である。これによって、他の形状を有する
開口部を形成する場合に比較して、第１と第２の開口部
の形成を容易にできる。

【０１２３】請求項４記載の誘電体共振器は、請求項
１、２又は３記載の誘電体共振器においてさらに、上記
第１の導体板と第２の導体板とを含んで構成されるキャ
ビティをさらに備えている。これによって、キャビティ
を備えない場合に比較して、無負荷Ｑを高くすることが
できるとともに、共振周波数の変動を少なくできる。

【０１２４】本発明に係る請求項５記載の高周波帯域通
過フィルタ装置は、上記請求項１乃至４記載の誘電体共
振器と、上記入力手段と、上記出力手段とを備えてい
る。これによって、ミリ波帯で使用でき、かつ安価な高
周波帯域通過フィルタ装置を提供することができる。

【０１２５】請求項６記載の高周波帯域通過フィルタ装
置は、請求項５記載の高周波帯域通過フィルタ装置にお
いて、上記入力手段と上記出力手段のうちの少なくとも
一方は、ＮＲＤガイドである。これによって、上記誘電
体共振器とＮＲＤガイドを用いた入力手段又は出力手段
とを容易に誘導結合させることができる。

【０１２６】請求項７記載の高周波帯域通過フィルタ装
置は、互いに所定の間隔を隔てて並置された複数の上記
請求項１乃至４記載の誘電体共振器を備えている。これ
によって、上記請求項１乃至４記載の誘電体共振器を１
つ備えた高周波帯域通過フィルタ装置に比較して、阻止
帯域における減衰量を大きくすることができる。

【０１２７】請求項８記載の高周波帯域通過フィルタ装
置は、請求項７記載の高周波帯域通過フィルタ装置にお
いて、上記入力手段と上記出力手段のうちの少なくとも
一方は、ＮＲＤガイドである。これによって、上記誘電
体共振器とＮＲＤガイドを用いた入力手段又は出力手段
とを容易に誘導結合させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器
８１の縦断面図である。

【図２】 図１のＡ−Ａ’線についての横断面図であ
る。

【図３】 図１の断面における磁界分布と電界分布を示
す縦断面図である。

【図４】 第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器
８１の共振の原理を説明するための誘電体基板３の縦断
面図である。

【図５】 第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器
８１の等価回路を示す回路図である。

【図６】 （ａ）は、第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘
電体共振器８１の動作を解析するために用いたモデルの
ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８１ａの縦断面図であり、
（ｂ）は、（ａ）のＢ−Ｂ’線についての横断面図であ
る。

【図７】 図６（ａ）の縦断面図における電界強度分布
を示す縦断面図である。

【図８】 図６（ａ）の縦断面図における磁界強度分布
を示す縦断面図である。

【図９】 図６（ａ）の一部を拡大して示す縦断面図で
ある。

【図１０】 （ａ）は、比較に用いた誘電体装荷型ＴＥ
₀₁₁モード共振器の縦断面図であり、（ｂ）は、（ａ）
のＣ−Ｃ’線についての横断面図である。

【図１１】 共振周波数の変化量と開口部４の直径ｄ及
び誘電体３１の直径ｄ３１の変化量△ｄ，△ｄ３１との
関係を示すグラフである。

【図１２】 電極端１１２からの距離ｌの位置における
磁界強度を示したグラフである。

【図１３】 図１２において距離ｌが小さいときの電極
端１１２からの距離ｌの位置における磁界強度を示した
グラフである。

【図１４】 第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振
器８１の概略の製造工程を示す工程図である。

【図１５】 第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振
器８１の測定に用いた共振器測定治具の縦断面図であ
る。

【図１６】 図１５のＦ−Ｆ’線についての横断面図で
ある。

【図１７】 共振周波数付近における第１の実施例のＴ
Ｅ₀₁₀モード誘電体共振器８１の出力端伝送係数Ｓ_２１
を示すグラフである。

【図１８】 （ａ）は比較に用いたＴＥ_01δ誘電体共振
器の横断面図であり、（ｂ）は、（ａ）のＧ−Ｇ’線に
ついての縦断面図である。

【図１９】 第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振
器８１の周囲温度が４４度と１７度のときにおける出力
端伝送係数Ｓ_２１を示すグラフである。

【図２０】 第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振
器８１の共振周波数と温度との関係を示すグラフであ
る。

【図２１】 第２の実施例の高周波帯域通過フィルタ装
置の縦断面図である。

【図２２】 図２１のＩ−Ｉ’についての横断面図であ
る。

【図２３】 図２１の高周波帯域通過フィルタ装置の等
価回路を示す回路図である。

【図２４】 第２の実施例の高周波帯域通過フィルタ装
置の動作を解析するために用いたモデルの縦断面図であ
る。

【図２５】 第２の実施例の高周波帯域通過フィルタ装
置の偶モードの磁界分布を示す縦断面図である。

【図２６】 第２の実施例の高周波帯域通過フィルタ装
置の奇モードの磁界分布を示す縦断面図である。

【図２７】 第２の実施例の高周波帯域通過フィルタ装
置におけるＴＥ₀₁₀モード誘電体共振器８２，８３の間
の結合係数と共振器形成領域６６，６９の間の間隔ｓと
の関係を示すグラフである。

【図２８】 第２の実施例の高周波帯域通過フィルタ装
置における結合係数と導波管１８の上下導体板間の間隔
ｈ１８の関係を示すグラフである。

【図２９】 第２の実施例の高周波帯域通過フィルタ装
置の出力端伝送係数Ｓ_２１と入力端反射係数Ｓ_１１の計
算値を示すグラフである。

【図３０】 第２の実施例の高周波帯域通過フィルタ装
置の出力端伝送係数Ｓ_２１と入力端反射係数Ｓ_１１との
測定値を示すグラフである。

【図３１】 第１の実施例のＴＥ₀₁₀モード誘電体共振
器８１の共振周波数と共振器形成領域６３の直径ｄとの
関係を示すグラフである。

【符号の説明】

１，１ａ，１ｃ，２，２ａ，２ｃ…電極、 ３，３ａ，３ｃ…誘電体基板、 ４，４ａ，４ｃ，４ｄ，５，５ａ，５ｃ，５ｄ…開口
部、 １０，１０ａ…キャビティ、 １１，１１ａ…導体ケース、 １２ａ，１５０ａ，２１１…上導体板、 １２ｂ，１５０ｂ，２１２…下導体板、 １３ａ，１３ｂ…側面導体、 １４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄ…誘電体、 １５…方形導波管、 １６ａ，１６ｂ…結合調整ねじ、 １７ａ，１７ｂ，１５１…凹部、 ６０，６３，６６，６９…共振器形成領域、 ６１，６４，６７，７０…上端面、 ６２，６５，６８，７１…下端面、 ８１，８１ａ，８２，８３…ＴＥ₀₁₀モード誘電体共振
器、 ＬＮ２，ＬＮ１０ａ…入力ＮＲＤガイド、 ＬＮ３，ＬＮ１０ｂ…出力ＮＲＤガイド、 １５２…凸部、 ２０１，２０２，２０３…減衰領域。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山下 貞夫 京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株式 会社村田製作所内

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 互いに対向する第１と第２の面を有する
   誘電体基板と、 上記誘電体基板の第１の面に形成されかつ上記誘電体基
   板の第１の面の中央部に所定の形状の第１の開口部を有
   する第１の電極と、 上記誘電体基板の第２の面に形成されかつ上記第１の開
   口部と対向する位置に第１の開口部と実質的に同一の形
   状の第２の開口部を有する第２の電極と、 上記誘電体基板の第１の面から所定の間隔だけ隔てて上
   記第１の開口部が第１の導体板の一部と対向するように
   設けられた第１の導体板と、 上記誘電体基板の第２の面から所定の間隔だけ隔てて上
   記第２の開口部が第２の導体板の一部と対向するように
   設けられた第２の導体板とを備え、所定の共振周波数で
   共振する誘電体共振器であって、 上記第１の電極と上記第２の電極とによって挟設された
   上記誘電体基板のうちの上記第１の開口部と上記第２の
   開口部によって挟まれた共振器形成領域を除いた部分が
   上記共振周波数と同じ周波数を有する高周波信号を減衰
   させるように、上記誘電体基板の厚さと誘電率を設定
   し、 上記第１の電極と上記第１の導体板の間で、上記共振周
   波数と同じ周波数を有する高周波信号を減衰させるよう
   に、上記誘電体基板の第１の面と第１の導体板との間隔
   を設定し、 かつ上記第２の電極と上記第２の導体板の間で、上記共
   振周波数と同じ周波数を有する高周波信号を減衰させる
   ように、上記誘電体基板の第２の面と第２の導体板との
   間隔を設定したことを特徴とする誘電体共振器。
2. 【請求項２】 上記第１の電極と上記第１の導体板の間
   と、上記第２の電極と上記第２の導体板の間のうちの少
   なくとも一方に、誘電体を備えたことを特徴とする請求
   項１記載の誘電体共振器。
3. 【請求項３】 上記第１と第２の開口部は、円形である
   ことを特徴とする請求項１又は２記載の誘電体共振器。
4. 【請求項４】 上記第１の導体板と第２の導体板とを含
   んで構成され、上記誘電体共振器の電磁界をキャビティ
   ー内に閉じ込めるためのキャビティをさらに備えたこと
   を特徴とする請求項１、２又は３記載の誘電体共振器。
5. 【請求項５】 上記請求項１乃至４記載の誘電体共振器
   と、 上記誘電体共振器に高周波信号を入力する入力手段と、 上記誘電体共振器から出力される高周波信号を出力する
   出力手段とを備えたことを特徴とする高周波帯域通過フ
   ィルタ装置。
6. 【請求項６】 上記入力手段と上記出力手段のうちの少
   なくとも一方は、非放射性誘電体線路であることを特徴
   とする請求項５記載の高周波帯域通過フィルタ装置。
7. 【請求項７】 互いに所定の間隔を隔てて並置された複
   数の上記請求項１乃至４記載の誘電体共振器と、 上記誘電体共振器に高周波信号を入力する入力手段と、 上記誘電体共振器から出力される高周波信号を出力する
   出力手段とを備えたことを特徴とする高周波帯域通過フ
   ィルタ装置。
8. 【請求項８】 上記入力手段と上記出力手段のうちの少
   なくとも一方は、非放射性誘電体線路を備えたことを特
   徴とする請求項７記載の高周波帯域通過フィルタ装置。