DE102005013647B3

DE102005013647B3 - Verfahren und Vorrichtung zur Messung der Materialfeuchte eines Meßgutes

Info

Publication number: DE102005013647B3
Application number: DE200510013647
Authority: DE
Inventors: Uwe-Peter Arlt
Original assignee: Keller HCW GmbH
Current assignee: Keller HCW GmbH
Priority date: 2005-03-24
Filing date: 2005-03-24
Publication date: 2006-08-24
Anticipated expiration: 2025-03-25

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung der Materialfeuchte eines Messgutes mithilfe eines Mikrowellenresonators, bei dem das Messgut in den Wirkbereich des Resonators eingebracht wird und die Materialfeuchte aus der Änderung der Güte und der Resonatorfrequenz des Resonators bestimmt wird, wobei die in den Resonator eingespeiste Frequenz variiert und dabei mindestens die Resonanzkurve des Resonators überstrichen wird, wobei die Güte und die Resonanzfrequenz mittels zweier elektrischer Leiter 6, 7 gemessen wird, von denen sich der eine innerhalb 7 und der andere außerhalb 6 des Wirkungsbereiches des Resonators befindet und zur Bestimmung der Resonatorgüte die frequenzabhängige Phasendifferenz und zur Bestimmung der Resonanzfrequenz das frequenzabhängige Dämpfungsverhältnis der zwei Leiter 6, 7 gemessen wird.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Messung der Materialfeuchte eines Meßgutes, wobei die Meßfeuchte durch Messung der Dielektrizitätskonstante und des Verlustwinkels von einem Meßgut durch Auswertung der durch das Meßgut im Streufeld eines dielektrischen Hochfrequenz-Resonators hervorgerufenen Veränderung der Resonanzeigenschaften bestimmt wird.
Die Materialfeuchte von Rohmaterialien ist für die Einhaltung der Qualität bei der Verarbeitung von großer Bedeutung, da für einen Fertigungsprozeß oft eine festgelegte Materialfeuchte erforderlich ist. Während des Fertigungsprozesses werden die Rohmaterialien oft in einem Materialstrom mit hoher Geschwindigkeit gefördert. Bei schnell bewegten Material- oder Meßgütern ist es hinderlich, wenn Proben zur Messung entnommen und Meßsonden in den laufenden Materialstrom eingebracht werden müssen. Neben der Gefahr der Beschädigung der Meßeinrichtung oder des Meßgutes durch Eingriff in den laufenden Materialstrom stellt eine solche Messung auch nur eine Momentaufnahme des Meßgutes dar und gibt die Schwankungen der Materialeigenschaften unvollkommen wieder.

Aus der Literatur sind verschiedene Meßverfahren zur Ermittlung der Materialfeuchte aus der Verstimmung eines Resonators bekannt. In der DE 40 04 119 A1 wird ein Verfahren beschrieben, bei dem über eine Amplitudenmessung bei verschiedenen diskreten Frequenzen die Resonanzkurve punktweise ermittelt und mathematisch über eine Kurvenanpassung interpoliert wird. Aus dieser geglätteten Kurve werden die Resonanzfrequenz und die Bandbreite ermittelt, um daraus die Materialfeuchte zu bestimmen. Im Hinblick auf eine möglichst hohe Meßgeschwindigkeit weist dieses Verfahren jedoch den Nachteil auf, daß aufgrund der punktweisen Messung der Resonanzkurve die Meßzeit in der Größenordnung von etwa einer Sekunde liegt, da für jede Messung die Einschwingzeit des Oszillators und der zugehörigen PLL-Schaltung abgewartet werden muß. Für die Approximation der Materialfeuchte ist aber eine gewisse Anzahl von Meßpunkten notwendig, deren zugehörige Kurve interpoliert werden muß. Während der Messung müssen die dielektrischen Eigenschaften des Meßgutes im Wirkungsbereich des Resonators jedoch im wesentlichen konstant bleiben, was bei bewegtem Material mit stärkeren lokalen Schwankungen der Materialdichte nicht erfüllt ist. Dieses Verfahren ist zur Messung bewegter Materialströmen daher nicht geeignet.

In der DE 43 42 505 C1 werden zwei baugleiche, nebeneinander angeordnete Resonatoren verwendet, die in der Resonanzfrequenz gegeneinander verschoben sind, wobei sich die Resonanzkurven teilweise überlappen. Die anregende Frequenz liegt bei unbeeinflußten Resonatoren ohne Meßgut in der Mitte zwischen den beiden Resonanzfrequenzen. Die Auswertung erfolgt nach der Messung der Amplituden der Hochfrequenzsignale beider Resonatoren über eine Summen- und Differenzbildung. Dieses Verfahren vermeidet die Geschwindigkeitsnachteile des Verfahrens nach der DE 40 04 119 A1 , nachteilig ist jedoch, daß beide Resonatoren notwendigerweise relativ verstimmt sein müssen. Je nach zu messendem Material und dessen Feuchte werden die Resonanzkurven unterschiedlich verbreitert, so daß auch der Abstand der Resonanzfrequenzen angepaßt werden muß, um einen hinreichenden Meßeffekt zu erhalten. Eine Änderung der Resonanzfrequenz ist aber nur über eine mechanische Veränderung des Resonators möglich, z.B. über eine Abstimmschraube, die in den Resonatorraum eingebracht wird, über die Dicke der dielektrischen Resonatorscheibe oder den Durchmesser des Resonatorgehäuses. Damit wird eine Anpassung an unterschiedliche Materialien unflexibel. Wenn das zu messende Material darüber hinaus stärkere lokale Dichteschwankungen aufweist, sind die relativen Veränderungen der beiden Resonatoren durch das Meßgut nicht mehr identisch, was zu Fehlern bei der Auswertung des Summen- und Differenzsignals führt. Bei bewegtem Material können die daraus resultierenden zeitlichen Schwankungen des Meßergebnisses durch eine Mittelwertbildung mit entsprechend großer Zeitkonstante herausgemittelt werden, dies macht jedoch den Geschwindigkeitsvorteil des Meßverfahrens wieder zunichte.

In GB2359630A wird nach 1 das Messgut zwischen zwei Hornantennen platziert, welche sich mit ihren Öffnungen gegenüberstehen. Die von der ersten Antenne ausgesandte Mikrowelle wird von der zweiten empfangen, wobei die Welle durch das Messgut sowohl gedämpft als auch in ihrer Laufzeit verändert wird, was eine frequenzabhängige Phasenverschiebung hervorruft. Aus der Änderung beider Größen kann die Feuchte ermittelt werden.

In 2 von GB2359630A wird ein Mikro Streifenleiter verwendet, der in das Messgut eingetaucht wird. Durch das Messgut wird das vom Streifenleiter geführte Hochfrequenzsignal gedämpft sowie die Signallaufzeit verändert und aus der Änderung beider Größen die Feuchte ermittelt.

Beide Vorrichtungen nach 1 und 2 weisen die Nachteile auf, das sich aufgrund der nicht resonanten Messverfahren nur geringe Signaländerungen ergeben, womit nur eine Messung von Produkten mit mittlerer oder hoher Feuchte in Verbindung mit hoher Dichte möglich ist. Die mechanische Ausrichtung der Antennen in 1 ist justierempfindlich und zur Vermeidung von Messfehlern muss die Umgebung der Messstelle in 1 und 2 frei sein von reflektierenden (Metall-) Objekten, damit keine stehenden Wellen entstehen. Zur Vermeidung von Störstrahlung kann auch zusätzlich eine Abschirmung der Messstrecke notwendig sein.

In 3 von GB2359630A wird ein Hohlraumresonator verwendet, der aus einem metallischen Rohr besteht, durch welches das pulverförmige oder granulatartige Messgut geführt wird. Auf zwei gegenüber liegenden Seiten des Rohres quer zur Längsachse befinden sich mit Kunststoff verschlossene Blendenöffnungen zur Ein- bzw. Auskopplung der Hochfrequenz. Aus den durch das eingebrachte Material hervorgerufenen Veränderungen der Bandbreite und der Maximalamplitude der Resonanzkurve wird die Feuchte ermittelt.

Die Vorrichtung nach 3 hat aufgrund der Resonanzgüte eine höhere Messempfindlichkeit und ist damit zur Messung von Produkten mit niedriger bis mittlerer Feuchte geeignet. Sie ist vergleichbar mit den in DE4004119A1 dargestellten Varianten nach 11a und 13.

In GB2277803A wird gemäss 1 und 3 das Messgut mittels einer kreisförmig gebogenen Leiterschleife gemessen, welche an einem Ende mit einer großen Massefläche verbunden ist, während das andere Ende über eine Kapazitätsdiode zur Abstimmung der Resonanzfrequenz an der selben Massefläche angeschlossen ist.

Eine Diodenschaltung (3) misst die Phasenverschiebung zwischen der Leiterschleife und dem Oszillator und erzeugt mittels einer Verstärkerschaltung (5) eine Abstimmspannung, welche die durch das Material veränderte Resonanzfrequenz der Leiterschleife mittels der Kapazitätsdiode wieder auf die ursprüngliche Frequenz ohne Material abstimmt.

Aus der Änderung der Abstimmspannung und der Resonanzamplitude wird die Materialfeuchte ermittelt, ohne dass dabei die Messfrequenz verändert wird.

In 6 von GB2277803A wird ein Hohlraumresonator mit kurzen Leiterschleifen zur Ein- und Auskopplung der Hochfrequenz verwendet. Die durch das Einbringen des Messgutes in den Resonator hervorgerufene Veränderung der Phasenverschiebung und der Amplitude wird die Feuchte ermittelt.

Nachteilig ist, dass die Temperaturkoeffizienten von Leiterschleife und Kapazitätsdiode in Ausführungsbeispiel nach 1 und 3, sowie der Gleichrichterdioden in Ausführungsbeispiel nach 3 und 6 die Messunsicherheit bei schwankenden Betriebstemperaturen ungünstig beeinflussen können (Temperaturdrift).

In US5666061A wird das Messgut über einem Resonator platziert und die Änderungen von Resonanzfrequenz und Bandbreite gegenüber der Leermessung ohne Material ermittelt.

Zur Signalauswertung wird die in den Resonator eingespeiste Hochfrequenz mittels einer Dreieckspannung am HF-Generator gewobbelt, die vom Resonator ausgekoppelte HF-Spannung mittels einer Diode gleichgerichtet und dann mittels eines Spannungskomparators in eine Rechteckspannung umgeformt, wobei die Triggerschwelle 1/√2 vom Spitzenwert der gleichgerichteten HF-Spannung beträgt.

Die Frequenzänderung wird aus der Periodendauer von zeitlich aufeinander folgenden Komparator-Rechtecksignalen und die Bandbreite aus der Dauer des Komparator High Zustandes ermittelt und daraus die Feuchte bestimmt.

Dieses Verfahren weist die Nachteile auf, dass sowohl die Frequenzstabilität des Oszillators als auch der Wobbel-Frequenzhub von den Toleranzen sowie den Temperaturkoeffizienten vieler Bauelemente im Dreieckspannungsgenerator und im Oszillator abhängig sind, sofern nicht zusätzliche Korrekturmaßnahmen ergriffen werden, die aber in US5666061A nicht offenbart werden. Dadurch wird nicht nur die Messunsicherheit vergrößert, sondern auch die Einhaltung von Frequenzgrenzen, die in vielen Ländern für Hochfrequenzgeräte aus Gründen der Störstrahlungssicherheit gesetzlich vorgeschrieben sind, kann problematisch sein.

Die Verwendung einer Halbleiterdiode als Hochfrequenz Gleichrichter kann zu einer weiteren Vergrößerung der Messunsicherheit führen wegen der bekannten Temperaturabhängigkeit und Nichtlinearität von Diodenkennlinien.

Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Messung der Materialfeuchte zu finden, welche auf möglichst einfache und vor allem schnelle Weise ohne direkten mechanischen Eingriff in einen laufenden Materialstrom funktionieren. Darüber hinaus sollte ein solches Verfahren bzw. eine solche Vorrichtung an unterschiedliche Materialien anpaßbar sein.

Die Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1, sowie durch eine Vorrichtung gemäß Anspruch 19.

Das erfindungsgemäße Verfahren zeichnet sich durch eine schnelle Variation der Oszillatorfrequenz aus, wobei der Bereich der Frequenzänderung mindestens die Resonanzkurve des Resonators überstreicht. Hierzu wird das Meßgut in den Wirkbereich des Resonators eingebracht und die Veränderungen der Resonanzfrequenz des Resonators und seiner Güte im Vergleich zur Abwesenheit des Prüfmaterials bestimmt, woraus die dielektrischen Eigenschaften des Meßgutes ermittelt werden. Die Güte des Resonators und die Resonanzfrequenz werden mittels zweier elektri scher Leiter gemessen, von denen einer im Wirkbereich und einer außerhalb des Wirkbereichs des Resonators befindlich ist. Hierbei wird zur Bestimmung der Resonatorgüte die frequenzabhängige Phasendifferenz der beiden Leiter gemessen, außerdem wird das frequenzabhängige Dämpfungsverhältnis der zwei Leiter zur Messung der Resonanzfrequenz verwendet. Durch die Möglichkeit einer schnellen Variation der Resonanzfrequenz, die durch eine Vielzahl möglicher Steuervorrichtungen erzeugt werden kann, können so bis zu mehrere tausend Messungen pro Sekunde durchgeführt werden. Dies erlaubt eine schnelle Bestimmung der Materialfeuchte.

Die Aufgabe wird darüber hinaus durch eine Vorrichtung gelöst, welche sich insbesondere zur Durchführung des soeben beschriebenen Verfahrens eignet, und die mit einem Resonator versehen ist, der einen in einem Hohlkörper angeordneten dielektrischen Körper aufweist und desweiteren mit einer Meß- und einer Steuereinrichtung versehen ist, wobei eine dem Meßgut zuwendbare Seite des Hohlkörpers durchlässig für elektromagnetische Felder ausgebildet ist. Eine solche Vorrichtung zeichnet sich durch zumindest zwei Leiter aus, von denen zumindest einer in einer den außerhalb des Hohlkörpers befindlichen Raum beeinflussenden Wirkposition und zumindest einer in einer den innerhalb des Hohlkörpers befindlichen Raum beeinflussenden Wirkposition angeordnet ist und die von der Steuervorrichtung dergestalt frequenzbeaufschlagt werden, daß aus der vom Meßgut bewirkten Frequenzverstimmung des Resonators und der Änderung der Differenz von maximaler zu minimaler Phasenverschiebung der beiden Leiter mittels der Meßvorrichtung die Materialfeuchte bestimmbar ist.

Hierdurch ist eine Vorrichtung geschaffen, die zum schnellen und berührungslosen Bestimmen der Materialfeuchte verwendet werden kann, die aufgrund des einfachen Aufbaus darüber hinaus sehr günstig und mit kleinen Baumaßen herzustellen ist.

Weitere Ausgestaltungen und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen sowie der nachfolgenden Figurenbeschreibung. In den Figuren zeigt:
1 einen Querschnitt durch eine erfindungsgemäße Vorrichtung,
2 eine Draufsicht auf die erfindungsgemäße Vorrichtung entlang einem Schnitt gemäß II-II nach 1,
3 eine vereinfachte Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Frequenzvariation,
4a eine Frequenzänderung der Resonatorfrequenz,
4b die aus einer Frequenzvariation resultierende Dämpfung im Bereich der Resonanzfrequenz,
4c die von einem Spannungskomparator zu vergleichenden Spannungen,
4d eine Tabelle zur Definition von T₀ – T₇,
4e zeitliche Änderung des Phasenwinkels als Funktion der zeitlichen Frequenzvariation,
5 ein vereinfachtes Schaubild einer Meßeinrichtung.
Ein Hochfrequenzresonator (1 und 2) weist vorzugsweise einen ringförmig oder zylindrisch geformten dielektrischen Körper 1 auf, der aus einem Keramikmaterial mit einer hohen Dielektrizitätskonstante von ε_r≈ 36 hergestellt ist. Der Körper 1 ist in einen vorzugsweise zylindrischen, metallischen bzw. mit hoher elektrischer Leitfähigkeit metallisch beschichteten Hohlkörper 4 eingebaut. Das Keramikmaterial soll neben einer hohen Dielektrizitätskonstante ε_r einen kleinen Verlustwinkel tan δ bei hohen Frequenzen aufweisen, damit der Resonator eine hohe Güte Q (Q = 1/tan δ) erhält. Als Beispiele für geeignete Keramikmaterialien seien BaTiO₃ (=Bariumtitanat), Pb(Zr,Ti)O₃ (=PZT), Ba₈ZnTa₆O₂₄(=BZT) genannt. Typische Materialien, die für die Erfindung verwendet werden können, weisen Dielektrizitätskonstanten im Bereich von etwa 20 bis 80 auf.
Die Abmessungen des Körpers 1, seine Dielektrizitätskonstante ε_r, sowie der Innendurchmesser des Hohlkörpers 4 bestimmen im wesentlichen die Resonanzfrequenz des Resonators. Die Wahl einer geeigneten Resonanzfrequenz selbst hängt von der Frequenzabhängigkeit und den Stoffeigenschaften des Prüfmaterials ab. Gegebenenfalls ist auch auf die staatlichen Zulassungsbedingungen für den Betrieb von Hochfrequenzgeräten zu achten.
Für die Messung der Materialfeuchte von Ton hat sich ein Frequenzbereich von 2.400 – 2.483 GHz (ISM-Band) als günstig erwiesen, weil hier der Verlustwinkel weniger stark vom Salzgehalt im Ton abhängig ist, und der Gebrauch von Hochfrequenzeinrichtungen nur wenigen Einschränkungen unterliegt.
Vorteilhafterweise können durch geeignete Wahl des Durchmessers (D) zu Dicken Verhältnisses (H) von 1 D/H > 1,42 unerwünschte Schwingungs-Moden des Resonators unterdrückt und damit störende Nebenresonanzen vermieden werden.
Der dielektrische Körper 1 ist auf seiner Unterseite von einer Keramikscheibe 2 begrenzt, die eine im Vergleich zum Körper 1 wesentlich niedrigere Dielektrizitätskonstante, z.B. ε_r ≈ 4,5 aufweist. Dadurch wird der Einfluß der Abmessungen der Keramikscheibe 2 auf die Resonanzfrequenz von 1 gering. Dielektrizitätskonstanten für solche Scheiben liegen vorteilhafterweise in einem Bereich ε_r < 8.
Die Keramikscheibe 2 ist auf einer Leiterplatte 3 befestigt, welche vorzugsweise im wesentlichen aus einem dämpfungsarmen Basismaterial z.B. PTFE besteht. Bei einer hinreichenden Dicke der Keramikscheibe 2 im Verhältnis zu der Dicke der Leiterplatte 3 (mindestens 2,5-fache Dicke, vorzugsweise mindestens 3 – 4-fache Dicke) wird der Einfluß des ε_r des Leiterplattenmaterials und dessen Dicke auf die Resonanzfrequenz sehr klein, so daß auch preisgünstige Glasfaser-Kunstharzgemische als Basismaterial verwendbar sind, wie z.B. das marktübliche FR-4-Material.
Die Rückseite der Leiterplatte 3 ist vorteilhafterweise mindestens im Bereich des Durchmessers des zylindrischen Hohlkörpers 4 durchgehend mit einer Kupferfolie 8 belegt, welche über viele Durchkontaktierungen 11 mit dem Hohlkörper 4 verbunden ist. Auf diese Weise wird der Hohlkörper 4 auf der Unterseite hochfrequenzmäßig abgeschlossen.
Die Ein- und Auskoppelung der Hochfrequenz an den Resonator erfolgt über einen Leiter bzw. eine Leiterbahn 7, welche in Verbindung mit der Leiterplatte 3 und der durchgehenden Kupferfläche 8 auf der Rückseite der Leiterplatte einen "Micro-Stripline" Wellenleiter mit definiertem Wellenwiderstand, wie z.B. 50 Ω, bildet. Die Einkoppelseite 9 und die Auskoppelseite 10 sind jeweils über Widerstands- oder RLC-Netzwerke an den Wellenwiderstand der Leitung angepaßt.
Der Hohlkörper 4 besitzt auf seiner Oberseite eine kreisförmige Öffnung, die mit einem Material 5 niedriger Dielektrizitätskonstante verschlossen ist, z.B. PTFE oder Keramik. Über die an dieser Öffnung austretende Hochfrequenzwelle findet eine Wechselwirkung mit dem zu prüfenden Material statt, was eine Resonanzfrequenz-Verstimmung sowie eine Güteänderung des Resonators hervorruft.
Durch einen weitgehend rotationssymmetrischen Aufbau des Resonatorgehäuses (mit Ausnahme der Öffnungen an Ein- und Auskoppelseite) und die Verwendung von verlustarmem Keramikmaterial kann eine hohe Leerlaufgüte des Resonators von > 3000 bis etwa 12000 erreicht werden. So wird eine hohe Meßempfindlichkeit auch bei solchen Materialien erreicht, die aufgrund ihrer geringen Dichte nur eine geringe Verstimmung des Resonators hervorrufen.
Zur Bestimmung der Resonanzfrequenz und der Güte des Resonators wird die Frequenz variiert, welche den Resonator speist. Zur Erreichung einer hohen Meßgeschwindigkeit erfolgt diese Frequenzvariation vorteilhafterweise mit einer hinreichend hohen Frequenz im Bereich von etwa 25Hz bis einige KHz, d.h. die Speisefrequenz wird gewobbelt. Man kann diesen Vorgang auch als Frequenzmodulation bezeichnen um eine Mittenfrequenz f_M mit einem Frequenzhub Δf und Modulationsfrequenz f_MOD. Für die Erfassung der Resonanzfrequenz und Güte müssen die Mittenfrequenz und der Frequenzhub so gewählt werden, daß dabei der Frequenzbereich der Resonanzkurve des Resonators überstrichen wird.
Für eine möglichst einfache Auswertung des Messergebisse ist es vorteilhaft, wenn die Frequenzänderung zeitlich linear erfolgt, d.h. die Modulation z.B. mit einer Dreieckspannung erfolgt. Für ein geringes Nebenwellenspektrum kann aber auch eine Modulation mit einer Sinusspannung vorgesehen werden, wobei die Signalauswertung entsprechend anzupassen ist.
Die Erzeugung der Frequenzvariation bzw. die Wobbelfrequenzerzeugung ist aus 3 ersichtlich: Der Takt "CLOCK" gelangt in die Steuerstufe 22 eines Dreieckspannungsgenerators 23 und bestimmt die Dreieckfrequenz, deren Amplitude über einen Digital-Analogwandler 20 eingestellt wird. Die Einstellung der Mittenfrequenz erfolgt über eine Addierstufe 24, welche die Ausgangsspannung des Digital-Analogwandlers 21 mit der Ausgangsspannung des Dreieckspannungsgenerators 23 addiert. Das Summensignal aus 24 steuert einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 25. Zur Kalibrierung wird die Ausgangsfrequenz von 25 "MCLOCK" mit einem Frequenzzähler 26 gemessen.
Damit auch im laufenden Betrieb die Wobbel-Mittenfrequenz bestimmt werden kann und die zeitlich variable Ausgangsfrequenz von 25 die Frequenzmessung von 26 nicht verfälscht, kann als Zeitbasis für die Frequenzmessung ein ganzzahliges Vielfaches der Dreiecks-Periodendauer "CLOCK" verwendet werden. Eventuell vorhandene geringe Nichtlinearitäten des Dreieckspannungsgenerators 23 und des VCO 25 könnten den gemessenen Frequenz-Mittelwert verfälschen und deshalb können diese vorteilhafterweise im Bedarfsfall bei der späteren Auswertung in einem Microcontroller über eine Lookup-Tabelle per Software korrigiert werden.
Grundsätzlich sind auch andere technische Möglichkeiten der Wobbelfrequenzerzeugung denkbar, wie z.B. der Einsatz von direkt digitalen Synthesizern (DDS), falls diese sich schnell genug auf neue Frequenzen einstellen lassen und beim Frequenzwechsel keine Phasensprünge entstehen.
Die VCO-Ausgangsspannung von 25 speist über einen Frequenzteiler 27 einen Phasenregelkreis (PLL) mit dessen Funktionsblöcken 28 – 31, der die Ausgangsfrequenz vom einigen MHz an dem Oszillator 25 in den GHz-Bereich an Baustein 30 umsetzt. Die VCO-Ausgangsspannung des Bausteins 30 speist über das Anpassungsnetzwerk 9 die Resonatorleitung 7, die Vergleichsleitung 6, sowie einen Frequenzteiler 31 des Phasenregelkreises. Die Funktionsblöcke 27 – 29, sowie 31 sind als integrierte Schaltung preisgünstig erhältlich, z.B. der Analog Devices ADF 4118 oder der National Semiconductor LMX2326.
Der Frequenzteiler 31 weist ein einstellbares Teilungsverhältnis M zur Einstellung der VCO-Ausgangsfrequenz von Baustein 30 auf. Die Frequenz MF wird über den Frequenzteiler 31 durch M geteilt und speist die Phasenvergleicherstufe 28, welche diese mit der Frequenz "MCLOCK" über Fuktionsblock 27 durch N geteilt vergleicht. Abweichungen führen zu einer Änderung der Ausgangsspannung der Phasenver gleicherstufe 28 und stellen die Ausgangsfrequenz von Baustein 30 nach bis die folgende Bedingung erfüllt ist: MF = MCLOCK·M/Nmit M = Teilungsfaktor der Ausgangsfrequenz MF
und N = Teilungsfaktor der Eingangsfrequenz MCLOCK.
So wird auf einfache Weise eine Anpassung der Ausgangsfrequenz MF an die Resonanzfrequenz erreicht.
Da die Eingangsfrequenz der PLL wegen der Wobbelung selbst zeitlich variiert, muß der Schleifenfilter 29 sehr sorgfältig dimensioniert werden, damit die Ausgangsfrequenz MF der Eingangsfrequenz MCLOCK schnell und mit nur geringen Phasenverzerrungen folgen kann, aber gleichzeitig das Frequenzspektrum von Baustein 30 nur ein geringes Phasenrauschen und gut unterdrückte spektrale Seitenbänder aufweist.
Um obiger Forderung möglichst nah zu kommen, wird vorzugsweise die Frequenz an der Phasenvergleicherstufe 28 möglichst hoch (und damit N klein) gewählt, damit der Schleifenfilter 29 eine kleine Zeitkonstante erhält. Bei günstiger Dimensionierung des Schleifenfilters 29 gibt es nur einen sehr kurzen Einschwingvorgang der Regelschleife, wenn die Dreieckspannung von Anstieg auf Abfall oder umgekehrt wechselt. Es lassen sich so – beispielsweise mit dem ADF4118 oder dem LMX2326 – Dreiecksfrequenzen von 500 – 1000Hz verwenden, d.h. der Resonanzfrequenzbereich wird 1000 – 2000 Mal durchlaufen. Dies entspricht 1000 – 2000 Messungen pro Sekunde. Der zeitliche Verlauf der Ausgangsfrequenz MF ist beispielhaft für eine Dreiecksfrequenz von 500 Hz und einen Wobbelfrequenzhub von 2 MHz aus 4a ersichtlich. Das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Vorrichtung besitzen somit gegenüber dem Stand der Technik erhebliche Geschwindigkeitsvorteile.
Die von Bauteil 30 ausgehende Hochfrequenzspannung wird an der Einkoppelseite 9 über zwei gleiche Widerstandsnetzwerke aufgeteilt und im Wellenwiderstand angepaßt in zwei Leiter 6, 7 eingekoppelt, die beide als Micro-Stripline ausgeführt sind. Der erste Leiter 7 wird nah am Resonatorkörper 1 vorbeigeführt, wobei die Stärke der Kopplung durch den Abstand des Resonatorkörpers 1 und die Länge dieser Leitung um den dielektrischen Resonatorkörper herum in weiten Grenzen variiert und damit an unterschiedliche Aufgabenstellungen angepaßt werden kann.
Der Leiter 6 wird außerhalb des Resonatorgehäuses bzw. des Hohlkörpers 4 geführt und dient bei der Messung von Phase und Amplitude als Referenz (2). Die Länge des Leiters 6 ist verschieden von der des Leiters 7 und so gewählt, daß sich für die Hochfrequenzschwingung bei ungedämpftem Resonator und Frequenzwobbelung eine maximale und minimale Phasenverschiebung gegenüber dem Signal des Leiters 7 ergibt, welche die Grenzen von 30° bis 150° des linearen Arbeitsbereichs der nachfolgenden Phasenvergleicherstufe bei 2,45 GHz nicht überschreiten darf.
Die Enden der Leiter 6 und 7 sind an der Auskoppelseite 10 mit zwei gleichen Widerstandsnetzwerken an ihren Wellenwiderstand angepaßt und werden dann einer Amplituden- und Phasenvergleicherstufe zugeführt, die vorteilhafterweise als integrierte Schaltung ausgeführt ist.
In einem Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung wird der integrierte Baustein "RF/IF Gain and Phase Detector Type AD8302" der Firma Analog Devices eingesetzt. Dieser besteht aus zwei gleich aufgebauten logarithmischen Verstärkern mit integrierten HF-Detektoren, sowie aus einer Phasenvergleicherstufe und ist für Fre quenzen bis maximal 2.7 GHz einsetzbar.
Der integrierte Baustein liefert aus den zwei Hochfrequenz-Eingangssignalen an "INPA" und "INPB" die Ausgangssignale "VMAG" für die Amplitude und "VPHS" für die Phase. Damit bildet dieser Baustein auf nur einem Chip die grundlegenden Funktionen eines Vektor-Netzwerkanalysators nach.
Der Ausgang "VMAG" liefert eine typische Spannung von: VMAG = UREF/2 + k1·20 log (VINPA/VINPB) mit k1 = 29mV/dB und VINPA = VINFB +/– 30dB
Der Ausgang "VPHS" liefert eine typische Spannung von: VPHS = VREF/2 + k2·(ΦINPA – ΦINPB) – 90° mit k2 = 10mV/° und ΦINPA – ΦINPB = 90° +/– 60° (bei 2.45 GHz)
Vorteilhaft an der Signalauswertung mit dem AD8302 ist darüber hinaus, daß bedingt durch die Verhältnisbildung der Spannungen an INPA und INPB, bzw. durch die Ermittlung der Phasendifferenz zwischen INPA und INPB die Änderungen der Ausgangsspannung des Oszillators nicht die Meßergebnisse für Amplitude und Phase beeinflussen und damit eine Regelung der Ausgangsamplitude des Oszillators nicht notwendig ist. Bedingt durch den großen Dynamikbereich der logarithmischen Verstärker von > 60dB ergibt sich bei geringstem Schaltungsaufwand sowohl für die Amplituden- als auch für die Phasenmessung eine hohe Auflösung in Verbindung mit einer sehr kleinen HF-Leistung, die deutlich unter 1 mW liegen kann. Die Bandbreite des im AD8302 integrierten Demodulators kann bis zu 30MHz betragen und begünstigt damit sehr schnelle Messungen auch im μs- oder ms-Bereich.
Die typischen Ausgangssignale des AD8302 40 (5) sind für VMAG in 4b bzw. für VPHS in 4d beispielhaft für eine Wobbelfrequenz von 500Hz angege ben, wobei die Leiter 7 jeweils über Anpassungsnetzwerke an INPA bzw. Leiter 6 an INPB angeschlossen ist. Das Frequenzspektrum der Ausgangssignale erstreckt sich beginnend von der Wobbelfrequenz bis zu etwa 1 MHz und kann daher mit schnellen Operationsverstärkern weiterverarbeitet werden.
Vom Signal VMAG (4b) wird mit einem Extremwertbildner 41 der Spitze zu Spitze-Spannungswert zwischen Minimum und Maximum gemessen und gespeichert, um daraus einen Schwellenwert Vs zu bilden, der vorteilhafterweise bei etwa 25% des Spitze-Spitze Wertes oberhalb des Minimalwertes von VMAG liegt, also Vs = VMAGlow + 0,25 × (VMAGhigh – VMAGlow).
Abhängig von den Anforderungen an die Messung kann der Prozentwert auch anders gewählt werden.
Die nachfolgende Addierstufe 42 addiert VMAG zum invertierten Vs und führt die Summe einem Spannungskomparator 43 zu, welcher daraus ein Rechtecksignal formt. Auf diese Weise erhält der Spannungskomparator 43 eine Schaltschwelle, die sich automatisch an die Signalamplitude vom VMAG anpaßt, so daß auch bei einem stark bedämpften Resonator und damit einer kleinen Amplitude von VMAG noch ein sicherer Schaltpunkt für den Spannungskomparators 43 erreicht wird.
Das Rechtecksignal des Spannungskomparators 43 wird in der Phase mit dem Signal MCLOCK (3) verglichen, wobei mittels eines Microcontrollers 50 die Zeitintervalle T₀ bis T₃ gemessen werden (4c, 4d). Wenn nun T₁ <> T₃ ist und dabei ein gewisser, gegebenenfalls auch vorgebbarer, Schwellenwert überschritten wird, stellt der Microcontroller über den Digital-Analog-Wandler 21 (3) die Mittenfrequenz des Wobbelfrequenzgenerators nach. Damit wird die Mittenfrequenz der Änderung der Resonanzfrequenz automatisch nachgeführt. Wenn das Zeitintervall T₂ größer als etwa 0,12 × T₀ ist, wird der Wobbelfrequenzhub über den Digital-Analog-Wandler 20 (3) vergrößert, wenn aber T₂ kleiner ist, so wird auch der Wobbelfrequenzhub verkleinert, bis ein festgelegter Minimalwert erreicht wird. Die obigen Fuktionen können auch über die Messung der Zeitintervalle T₄ bis T₇ realisiert werden, wobei für die Nachstellung der Mittenfrequenz die Zeitintervalle T₆ mit T₄ und für die Nachstellung des Wobbelfrequenzhubs die Zeitintervalle T₅ mit T₇ verglichen werden. Da die Mittenfrequenz nur in Stufen durch den Digital-Analog-Wandler 21 einstellbar ist, werden die daraus resultierenden Restabweichungen zwischen den Quantisierungsstufen des Digital-Analog-Wandlers 21 über die Messung der Zeitintervalle T₀ bis T₃ oder T₄ bis T₇ interpoliert und mit der Mittenfrequenzmessung von Baustein 26 verrechnet. Eventuelle Nichtlinearitäten des VCO 25 bzw. des Dreieckspannungsgenerators 23 können per Software über eine Look-up-Tabelle korrigiert werden, falls dieses erforderlich ist.
Als Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens ergibt sich eine automatische Anpassung des Meßgerätes an unterschiedliche zu prüfende Materialien, ohne daß jeweils eine neue Justierung der Frequenzerzeugung durch den Anwender notwendig wird.
Von VPHS (4d) werden die Extremwerte des Signals vorteilhafterweise mit einem Maximal- und Minimalwertspeicher 44 ermittelt, dann einem Differenzverstärker 45 zugeführt und schließlich von einem Analog-Digitalwandler 46 erfaßt. Dieses Signal gibt die Differenz zwischen minimaler und maximaler Phasendifferenz zwischen den Leitungen 6 und 7 beim Durchlaufen des Resonanzfrequenzbereichs an und ist proportional zur Resonatorgüte. Die Stärke der Kopplung von Leiter 7 an den dielektrischen Resonator 1 ist mit Rücksicht auf die Möglichkeiten des AD8302 40 so gewählt, daß sich im Leerlauf ohne Material eine maximale Differenz zwischen minimaler und maximaler Phasendifferenz von 120° ergibt. Mit zunehmender Dämpfung des Resonators durch das Meßgut nimmt die Phasendifferenz ab und strebt gegen Null.
Der weitere Vorteil dieses Auswerteverfahrens liegt in der Einfachheit bei der Bestimmung der Resonatorgüte, weil keine Resonanzkurve punktweise gemessen und interpoliert werden muß. Für die Bestimmung der Phasen-Extremwerte ist es hinreichend, wenn der Frequenzbereich durchlaufen wird, in dem die Extremwerte liegen. Ein eventuell etwas größerer Wobbelfrequenzhub oder eine leicht verschobene Mittenfrequenz haben auf das Ergebnis keinerlei Einfluß. Damit ist diese Auswertemethode sehr robust in Bezug auf Toleranzen in der Einstellung des VCO 25 und das Ergebnis hängt nur von der Stärke der Kopplung von Leiter 7 an den Resonator und dessen Güte ab.
Bei maximaler Dämpfung des Resonators mit verschwindender Resonanzkurve sollten die Signalamplituden von VMAG und VPHS gegen Null streben. Das ist aber in der Praxis nicht vollständig erreichbar und es bleibt eine kleine, nicht verschwindende Restwelligkeit übrig. Bei Signal VMAG liegt der Grund hierzu in einer geringfügig unterschiedlichen Frequenzabhängigkeit der Dämpfung der Leiter 6 und 7. Bei Signal VPHS hingegen führt die unterschiedliche Leiterlänge der Leiter 6 und 7, welche zur Erreichung eines mittleren Phasenwinkels von 90° notwendig ist, zu einer frequenzabhängigen Phasenverschiebung. Bei dem gewählten Ausführungsbeispiel benötigt der Phasendetektor AD8302 diese Phasenverschiebung für eine korrekte Funktion, damit der nutzbare Bereich des Phasenwinkels bei 2,45 GHz insgesamt den Bereich von 30° bis 150° nicht überschreitet.
Zur Kompensation der obigen Restwelligkeiten ist es vorteilhafterweise möglich die Ausgangsspannung des Dreieckspannungsgenerators 43 mit einem jeweils getrennt einstellbaren, gegenphasigen Anteil zu den Signalen VMAG bzw. VPHS vor deren Weiterverarbeitung zu addieren.
Versuchsmessungen haben gezeigt, daß für reproduzierbare Meßergebnisse das Wirkungsvolumen des externen Resonatorfeldes in etwa vollständig mit dem Meßgut ausgefüllt sein sollte. Dieses Feld reicht bei dem gewählten Resonatoraufbau und 2,45 GHz bis ca. 40 mm vor die Resonatoröffnung. Das erfaßte Materialvolumen liegt dann bei etwa 40 cm³.
Bei Meßgut-Dicken kleiner als 40 mm oder unterschiedlichen Meßabständen ergeben sich für die beiden Meßgrößen Phasendifferenz und die Resonanzfrequenz deutliche Abhängigkeiten von Meßgut-Dicke und Meßabstand. Die Phasendifferenz Δφ steigt bei zunehmenden Meßabstand sowie bei abnehmender Meßgutdicke bis zu ihren Maximalwert Δφ₀ an, der Ausdruck Δφ₀/Δφ strebt damit gegen 1. Die Resonanzfrequenz zeigt jedoch ein anderes Verhalten: Bei abnehmender Meßgut-Dicke steigt die Resonanzfrequenz zunächst an, um bei weiter abnehmender Dicke dann wieder abzufallen. Bei zunehmendem Meßabstand steigt die Resonanzfrequenz ebenfalls zunächst an, um bei weiterem Abstand wieder abzufallen. Aus diesem Verhalten ergibt sich die obige Forderung nach dem in etwa vollständig ausgefüllten Wirkungsvolumen des externen Resonatorfeldes. Gegebenenfalls ist durch mechanische Maßnahmen für eine hinreichende Meßgut-Dicke vor dem Resonator zu sorgen.
Bei vollständig ausgefüllten Wirkungsvolumen des externen Resonatorsfeldes kann nur unter Verwendung der Phasendifferenz Δφ die Feuchte nach der folgenden Gleichung ermittelt werden:
Hierbei ist

β: die Kalibrierkonstante für das Feuchte-Ergebnis
γ: der Linearisierungs-Exponent für das Feuchte-Ergebnis, typischer Wert bei Ton:
γ: ≈ 1,6

Zu beachten ist hierbei aber, daß das Meßergebnis trotz Vorliegen der obigen Bedingung dann immer noch von der Dichte des Meßgutes abhängig ist.
Um ein von der Dichte weitgehend unabhängiges Ergebnis zu erhalten, wird die Tatsache ausgenutzt, daß eine Dichteänderung sowohl die Resonanzfrequenz über die hohe relative Dielektrizitätskonstante ε_r von Wasser als auch die frequenzabhängige Phasendifferenz über die dielektrischen Verluste beeinflußt.
Für die Bestimmung der Materialfeuchte F gilt daher folgende Gleichung
Hierbei sind:

f: = Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators mit Material
f: ₀ = Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators ohne Material
Δφ: = maximale – minimale Phasendifferenz zwischen den Leitern 6 und 7 mit Material
Δφ₀: = maximale – minimale Phasendifferenz zwischen den Leitern 6 und 7 ohne Material
α: = Linearisierungs-Exponent für Frequenzmessung
β: = Kalibrierkonstante für das Feuchte-Ergebnis
γ: = Linearisierungs-Exponent für das Feuchte-Ergebnis
δ: = Frequenz Offsetkorrektur

Die Größen Δφ₀ und f₀ werden im Leerlauf ohne Material bestimmt und δ = 0 gesetzt. Anschließend werden im laufenden Betrieb die Daten aufgezeichnet und Δφ₀/Δφ – 1 über 1 – f/f₀ dargestellt. Hierbei ist es von Vorteil, einen möglichst großen Dichtebereich zu durchlaufen, um festzustellen, ob die Punkte auf einer Gerade liegen. Falls das nicht der Fall ist, wird α angepaßt und gegebenenfalls β so gewählt, das der Nenner von GI. (2) stets positiv ist und alle Punkte im wesentlichen auf einer Geraden liegen. Im Bereich des Koordinatenursprungs sind Abweichungen von der Geraden möglich, weil dann Zähler und Nenner von GI. (2) gegen Null streben und deshalb das Rauschen der Meßsignale den Quotienten verfälschen kann.
Anschließend wird die Materialfeuchte definiert verändert und mit Hilfe einer klassischen Methode, z.B. der Trocknungsmethode bestimmt. Aus diesen Daten können die Kalibrierkonstante β und der Linearisierungsexponent γ bestimmt werden.
Falls bei der Kalibrierung hinreichend viele Meßpunkte über einen weiten Feuchtebereich aufgenommen wurden, kann natürlich auch eine Linearisierung mittels Potenzreihen-Entwicklung vorgenommen werden, beispielsweise in der Form F = c0 + c1 Q1 + c2 Q2 + ... + cn Qn. (Gleichung 3)
Hierbei ist Q der Quotient aus GI. (4):
Die Koeffizienten c₀ ... c_n können dann z.B. nach der bekannten Methode der kleinsten Fehler-Quadrate aus den Meßdaten ermittelt werden. Auch verschiedene an dere Verfahren sind denkbar.
Das erfindungsgemäße Verfahren bzw. die erfindungsgemäße Vorrichtung eignen sich hervorragend für eine schnelle, berührungslose und kostengünstige Messung der Materialfeuchte von schnell gefördertem Meßgut, insbesondere von Tonmaterialien.

Claims

Verfahren zur Messung der Materialfeuchte eines Meßgutes mithilfe eines Mikrowellenresonators, bei dem das Meßgut in den Wirkbereich des Resonators eingebracht wird und die Materialfeuchte aus der Änderung der Güte und der Resonatorfrequenz des Resonators bestimmt wird, wobei die in den Resonator eingespeiste Frequenz variiert und dabei mindestens die Resonanzkurve des Resonators überstrichen wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Güte und die Resonanzfrequenz mittels zweier elektrischer Leiter (6, 7) gemessen werden, von denen sich der eine innerhalb (7) und der andere außerhalb (6) des Wirkbereiches des Resonators befindet und zur Bestimmung der Resonatorgüte die frequenzabhängige Phasendifferenz und zur Bestimmung der Resonanzfrequenz das frequenzabhängige Dämpfungsverhältnis der zwei Leiter (6, 7) gemessen wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonatorgüte und die Resonanzfrequenz gleichzeitig gemessen werden.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Ansatz für die Materialfeuchte
gewählt wird, mit f = Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators mit Material, f₀ = Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators ohne Material, Δφ = maximale – minimale Phasendifferenz zwischen Leiter 6 und 7 mit Material, Δφ₀ = maximale – minimale Phasendifferenz zwischen Leiter 6 und 7 ohne Material, α = Linearisierungs-Exponent für die Frequenzmessung, β = Kalibrierkonstante, γ = Linearisierungs-Exponent, δ = Frequenz Offsetkorrektur, F = Materialfeuchte.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß α und β dergestalt gewählt werden, daß
stets positiv ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Materialfeuchte mit Hilfe einer üblichen Methode bestimmt wird und die Kalibrierungskonstante β und der Linearisierungskoeffizient γ so gewählt werden, daß die berechnete Feuchte der mit der üblichen Methode ermittelten Feuchte entspricht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung mittels einer Phasenvergleicherstufe (40) aus den Signalen der zwei Leiter (6, 7) gemessen wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die maximale und minimale Phasendifferenz der zwei Leiter (6, 7) mittels zumindest eines Extremwertspeichers ermittelt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzvariation um eine Mittenfrequenz erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzvariation abschnittsweise zeitlich linear verläuft.
Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzvariation symmetrisch um eine Mittenfrequenz erfolgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzvariation mindestens 50 mal pro Sekunde den Bereich der Resonanzfrequenz durchläuft.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die eingestellte Mittenfrequenz der Änderung der Resonanzfrequenz, sowie der eingestellte Frequenzhub der Bandbreitenänderung des Resonators nachgeführt werden.
Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß ein Nachführsignal für die Einstellung der Mittenfrequenz über die Messung der Phasenverschiebung zwischen dem Frequenzmodulationssignal und dem Dämpfungssignal ermittelt wird.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung zwischen dem Frequenzmodulationssignal und dem Dämpfungssignal aus den Rechtecksignalen MCLOCK und BTAKT durch Vergleich zweier Zeitintervalle T₁ und T₃ oder T₆ und T₄ ermittelt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß ein Nachführsignal für die Einstellung des Frequenzhubs aus dem Vergleich der Periodendauer des Dämpfungssignals mit der Periodendauer des Frequenzmodulationssignals gebildet wird.
Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Periodendauern des Frequenzmodulationssignals und des Dämpfungssignals aus den Rechtecksignalen MCLOCK und BTAKT durch Vergleich zweier Zeitintervalle T₂ und T₀ oder T₅ und T₇ ermittelt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß der im Wirkbereich des Resonators befindliche Leiter (7) zur verbesserten Anpassung an unterschiedliche Materialien in seinem Abstand zu einem dielektrischen Körper (1) verändert wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale der Leiter (6, 7) für den Vergleich ihrer Amplitude und Phase gleichzeitig einem integrierten Baustein (40) zugeführt werden.
Vorrichtung zur Messung der Materialfeuchte eines Meßgutes, insbesondere zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der vorherigen Ansprüche, mit einem Resonator, der einen in einem Hohlkörper (4) angeordneten dielektrischen Körper (1) aufweist, und mit einer Meß- und einer Steuereinrichtung (9, 10, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27, 28, 29, 30, 31, 40, 41, 42, 43, 44, 45, 46, 47), wobei eine dem Meßgut zuwendbare Seite des Hohlkörpers (4) durchlässig für elektromagnetische Felder ausgebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zumindest zwei Leiter (6, 7) aufweist, von denen zumindest einer in einer den außerhalb des Hohlkörpers (4) befindlichen Raum beeinflussenden Wirkposition und zumindest einer in einer den innerhalb des Hohlkörpers (4) befindlichen Raum beeinflussenden Wirkposition angeordnet ist, und die von der Steuervorrichtung (9, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27, 28, 29, 30, 31, 47) mittels einer Einrichtung zur Frequenzmodulation (20, 22, 23, 24, 25) dergestalt frequenzbeaufschlagt sind, daß aus der vom Meßgut bewirkten Frequenzverstimmung des Resonators und der Änderung der Differenz von maximaler zu minimaler Phasenverschiebung der beiden Leiter (6, 7) mittels der Meßvorrichtung (10, 40, 41, 42, 43, 44, 45, 46, 47) die Materialfeuchte bestimmbar ist.
Vorrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterseite des Hohlkörpers (4) Teil einer Leiterplatte (3) ist.
Vorrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Leiterplatte (3) zur Verringerung ihres Einflußes auf die Resonanzfrequenz und Güte des Resonators aus einem dämpfungsarmen Basismaterial mit kleiner Dielektrizitätskonstante besteht.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Leiterplatte (3) und dem dielektrischen Körper (1) eine Keramikscheibe (2) angeordnet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Dicke der Keramikscheibe (2) mindestens dem 2,5fachen der Dicke der Leiterplatte (3) entspricht.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Leiterplatte (3) zumindest in einem Bereich unterhalb des Hohlkörpers (4) mit einer Metallfolie (8) belegt ist, die über eine Mehrzahl von Durchkontaktierungen (11) mit dem Innenraum des Hohlkörpers (4) in Verbindung steht, dergestalt, daß der Innenraum des Hohlkörpers (4) auf der Unterseite hochfrequenzmäßig abgeschlossen ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Leiter (6, 7) als Leiterbahnen der Leiterplatte (3) ausgebildet sind.
Vorrichtung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die innerhalb des Hohlkörpers wirkende Leiterbahn (7) in Verbindung mit der Leiterplatte (3) einen Micro-Stripline-Wellenleiter ausbildet.
Vorrichtung nach Anspruch 26, gekennzeichnet durch zumindest ein Widerstands- oder RLC-Netzwerk (9, 10) zur Anpassung des Wellenwiderstands der Leiter (6, 7).
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 19 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß der Hohlkörper (4) eine dem Meßgut zugewandte, den Durchtritt der Hochfrequenzwelle erlaubende Öffnung aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Öffnung (5) mit einem Material niedriger Dielektrizitätskonstante und Dämpfung, vorzugsweise PTFE oder Keramik, verschlossen ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 19 bis 29, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der Frequenzmodulation ein Dreieckspannungsgenerator (20, 22, 23) mit nachgeschalteter Addierstufe (24) und VCO (25) vorgesehen ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 19 bis 30, gekennzeichnet durch zumindest einen analogen und/oder digitalen Extremwertspeicher (41) der Meßvorrichtung (10, 40, 41, 42, 43, 44, 45, 46, 47).
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 19 bis 31, dadurch gekennzeichnet, daß zur gleichzeitigen Auswertung des Amplituden- und Phasensignals der Leiter (6, 7) ein integrierter Baustein (40) vorgesehen ist.