WO2016141905A1 - Näherungssensor und verfahren zur messung des abstands eines targets - Google Patents

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WO2016141905A1
WO2016141905A1 PCT/DE2015/100091 DE2015100091W WO2016141905A1 WO 2016141905 A1 WO2016141905 A1 WO 2016141905A1 DE 2015100091 W DE2015100091 W DE 2015100091W WO 2016141905 A1 WO2016141905 A1 WO 2016141905A1
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WO
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proximity sensor
signal
waveguide
distance
transmission
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PCT/DE2015/100091
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French (fr)
Inventor
Sorin Fericean
Mark EBERSPÄCHER
Original Assignee
Balluff Gmbh
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Publication date
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Priority to PCT/DE2015/100091 priority patent/WO2016141905A1/de
Priority to US15/555,609 priority patent/US10534077B2/en
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    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters

Definitions

  • the invention is based on a proximity sensor and a method for measuring the distance of a target according to the preamble of the independent claims.
  • the patent EP 1 000 314 B1 describes a circular-cylindrical distance measuring device which is based on the determination of the resonant frequency of a cavity resonator.
  • the resonator is formed from the resonator housing and the target to be detected.
  • the physical resonator length is composed of the length of the resonator housing and the distance to the target. If a minimum size of the target to be detected is exceeded, the resonance frequency is directly linked to the length of the resonator, from which it is possible to deduce the target distance.
  • the exact relationship between resonator length and resonant frequency depends on the field distribution and thus on the waveguide wave mode used.
  • the decisive factor in the design is the electrical permittivity of the waveguide filling. If this value increases, on the one hand, the overall length of the Resonator and the required cross-section. On the other hand, as the permittivity increases, so does the range of the distance measuring device.
  • a metallized dielectric is provided as resonator rear wall, on the outside of which the evaluation electronics are located.
  • a coplanar slot coupling or a microstrip line is proposed.
  • the coupling by means of microstrip line is especially helpful if the evaluation electronics to be mounted remotely from the resonator, for example, for reasons of thermal decoupling.
  • either one or two coupling points can be realized, depending on whether the resonator is to be used in transmission or reflection mode.
  • the evaluation electronics contains an adjustable oscillator whose frequency is tuned in a linear manner within a certain bandwidth and the resulting reflection or transmission factor of the resonator is observed. In the vicinity of a resonant frequency, these factors have large variations that can be systematically identified by differentiating by frequency. Since, in terms of circuitry, there is a linear relationship between frequency and time due to the activation, the derivative with respect to the frequency can be obtained by means of a derivative with respect to time. If the second derivative thus obtained exceeds a predetermined threshold, a resonance is detected and the frequency is no longer detuned but held constant and its current value is determined by means of a frequency counter.
  • EP 1 000 314 B1 proposes a concept based on a closed-phase-locked loop (PLL).
  • the setpoint frequency is specified via a direct digital synthesizer (DOS) as the reference variable of the PLL. If the detection circuit detects a resonance, the frequency is immediately known through the settings of the digital synthesizer, whereby the cycle time of a measurement can be shortened significantly.
  • DOS direct digital synthesizer
  • the disadvantage in this resonator method is that the distance range to be detected directly specifies the required bandwidth of the operating frequency.
  • the usable bandwidth is fixed and thus the distance range.
  • the complex natural frequency moves away from the ⁇ -axis, which means that no more singularity can be traversed when the oscillator is detuned.
  • the limited range is additionally due to the choice of the TE01 wave mode used, since the field distribution around the waveguide in this case has predominantly evanescent waves, which decay rapidly with increasing distance.
  • a groove guide in microwave technology, is understood to mean a waveguide which contains two plates lying opposite one another, into each of which a notch of rectangular cross-section is introduced in the propagation direction. The entire arrangement is symmetrical with respect to a plane whose normal coincides with the connecting line of both plates. In the space provided by the notches and the conductive plates, wave modes propagatable toward the notch may exist. Due to the required symmetry and the strong dependence of the propagation properties of the plate spacing, this waveguide places high demands on the manufacturing accuracy.
  • the notch is no longer straight, but circular introduced for the realization of a resonator, so that a circular conductor loop is formed.
  • a resonance occurs if and only if an integer multiple of the guided wavelength just corresponds to the circumference of the conductor. Since the guided wavelength is a function of the plate spacing and the frequency, the
  • the oscillator is excited by means of a Gunn element, causing the oscillator to oscillate at its natural frequency.
  • the frequency is then determined by a heterodyne system in which the down-converted natural frequency is fed to a frequency counter.
  • the distance sensor described has a large size, since the diameter of the resonator must be chosen to be relatively large in order to keep the radiation losses in the radial direction small.
  • the diameter of the described resonator is for operation between 8 - 12 GHz 60 mm with a plate size of 200 mm x 200 mm.
  • the measuring range achieved ranges from 13 to 15 mm. If the plate spacing is further increased, higher wave modes can occur in the considered frequency range, which results in ambiguity.
  • the distance sensor includes a high frequency line connected to an oscillator and to a reflectance measuring device.
  • the position of the work spindle relative to the high-frequency line influences the reflection behavior, so that it is possible to deduce the distance from the determined reflection factor.
  • the High frequency line is realized for example as a microstrip line, which is made of flexible material which is fixed by gluing on the surface of the stationary part of the machine tool.
  • a high-frequency transmission signal provided by an oscillator is coupled into the high-frequency line.
  • a part of the transmission signal is decoupled from a first directional coupler and fed to a first power detector.
  • the majority of the transmission signal is fed into the high-frequency line after passing through a second directional coupler.
  • the reflected back from the target reflection signal is superimposed on the transmission signal.
  • a part of the reflection signal is decoupled from the second directional coupler and fed to a second power detector.
  • the two power detectors are connected to an evaluation unit, which determines and outputs the ratio of the two powers, from which a measure of the distance of the target can be obtained.
  • a dielectric resonator which effects a pronounced resonance behavior of the distance sensor.
  • a change in the distance of the target from the dielectric resonator results in a shift in the resonant frequency of the dielectric resonator.
  • the determination of the distance of the target can then additionally or alternatively be based on the evaluation of the frequency change.
  • the described proximity sensor includes a microwave oscillator which provides as an output signal a transmission wave which the proximity sensor radiates towards the target as a free space transmission wave which reflects the target, which is electrically conductive or has at least one electrically conductive surface, as a free space reflection wave and nearby- sensor receives as a reflection wave.
  • a determination of the reflection factor from the transmission wave and the reflection wave which the proximity sensor provides as a measure of the distance.
  • the described proximity sensor is characterized in that the transmission wave is guided in a waveguide as a waveguide transmission wave, that the coupling of the transmission wave in the
  • Waveguide is provided with a wave mode, which leads to the replacement of the waveguide transmission wave at the aperture at the front end of the waveguide in the free space transmission wave and for propagating the free space transmission wave to the target.
  • a measurement with high resolution and a measurement with lower resolution can be made to achieve uniqueness over a larger distance.
  • An ambiguity of the phase angle of the complex reflection factor occurs.
  • An unambiguous determination of the distance from the phase of the reflection factor is therefore provided, taking into account the magnitude of the reflection factor, if there is ambiguity in the phase of the reflection factor within the given measuring range.
  • a transmission path for guiding the transmission wave as a waveguide transmission wave and at least one of the transmission path electromagnetically decoupled reception path for guiding the reflection of the target reflection wave are provided as a waveguide reflection wave.
  • a receive path separated from the transmit path is thus available at the same time, so that a measurement of the transmission factor is additionally or alternatively possible for the measurement of the reflection factor.
  • the determined reflection Factor can be converted by means of a conformal figure described in the document into an exact measure of the distance.
  • the measurement accuracy is reduced, however, when the free-field transmission wave emitted by the waveguide is not only reflected at the target, but additionally at a mounting plate in which the waveguide is mounted.
  • additional subsequent parasitic reflections on the mounting plate and on the target can additionally occur until the energy of the free-space reflection wave has subsided. The parasitic reflections influence the received reflection signal and thereby have an immediate effect on the measurement accuracy.
  • the invention has for its object to provide a proximity sensor for measuring the distance of a target and a method for operating the proximity sensor, which have a high interference immunity.
  • the invention relates to a proximity sensor for determining the distance of a target from the proximity sensor.
  • the proximity sensor emits a transmission signal as a free-field transmission wave, which is reflected at the target and received as a free-field reflection wave from the proximity sensor as a reflection signal.
  • the determination of the distance is from the phase position of the reflection signal in relation to the phase position the transmission signal provided.
  • the proximity sensor according to the invention is characterized in that a changeover of the phase position of the transmission signal is provided in chronological order.
  • the proximity sensor according to the invention has the advantage that the reflected on the target free-field transmission wave can be separated from parasitic reflections.
  • the described influence of the environment and the installation situation of the proximity sensor is minimized to the determined distance and correspondingly increases the accuracy of measurement.
  • phase position of the transmission signal occurs periodically a state in which the previously radiated free-field transmission wave is still on the way to the target or already as a free-field reflection wave back to the proximity sensor, so that the received reflection signal still has the previous original phase, while the currently present transmission signal already has the new phase position after the switchover.
  • the duration of the duration of the free space transmission wave from the proximity sensor to the target and the free space reflection wave back to the proximity sensor therefore occurs in the evaluation of the phase position of the reflection signal with respect to the phase position of the transmission signal, a pulse whose duration corresponds exactly to the distance to be determined.
  • the time between the pulses which can be referred to as a pulse break, is a quasi-stationary state in which the received reflection signal is based on the original phase position of the transmission signal.
  • a determination of the distance is in principle also possible during this quasi-stationary state according to the prior art, in which case, however, the uncertainty due to parasitic reflections must be expected.
  • An embodiment provides for a periodic switching of the phase position of the transmission signal.
  • the periodic switching of the phase position has the advantage that a large number of measuring signals is obtained, which can be used to determine the distance, for example in the context of an averaging.
  • the period duration of the periodic switching is preferably in a range between 1 nanosecond and 500 nanoseconds, for example 10 ns, which on the one hand signal technically manageable with comparatively simple means and on the other hand leads in particular to a ratio of pulse duration to pulse interval, which is a relatively simple evaluation of Pulse durations allows. Since the radiated spectrum is influenced by the period of the phase states, the period duration must additionally be selected such that the spectrum complies with the applicable regulations for the emission of electromagnetic energy.
  • phase angle ⁇ of the transmission signal is set to + ⁇ and - ⁇ alternately.
  • the phase angle changes by a fixed value, however, which can be changed during subsequent measurement cycles in order to achieve a beneficial effect on the pulse heights that occur in a mixed signal described below.
  • phase shifter For switching the phase position of the transmission signal, a phase shifter is preferably provided, which can be realized particularly easily by means of switchable line pieces.
  • the frequency of the transmission signal is in a range of 1 GHz - 30 GHz.
  • the transmission signal is preferably at least approximately at 24 GHz in the ISM band described above.
  • a development of the proximity sensor according to the invention provides that a waveguide is provided for emitting the free-field transmission wave.
  • the transmission signal is guided in the waveguide as a waveguide transmission wave, that the coupling of the transmission signal is provided as a waveguide transmission wave in the waveguide with a wave mode, for the replacement of the waveguide transmission wave at the aperture at the front end of the waveguide into the free space broadcast wave and propagate the free space broadcast wave to the target.
  • the advantage of this development is that a large linearity range is achieved in the determination of the distance, wherein in particular the determined distance is independent of the permeability of the target.
  • the wave mode in the preferred use of a circular cylindrical waveguide, the TE11 mode is provided.
  • An embodiment of the waveguide provides that a dielectric window is arranged at the aperture at the front end of the waveguide, which prevents the penetration of dirt into the waveguide.
  • a mixer is preferably provided which mixes the transmission signal with the reflection signal and provides a corresponding mixing signal available, which the pulse durations, followed respectively by having the pulse pauses.
  • the information about the distance is included in the pulse durations.
  • a low-pass filter is preferably provided, which as a result performs a sliding integration of the mixed signal.
  • an integration is preferably provided in which the DC signal components lying between the pulses are blanked out and only the pulse durations are integrated to form an average as a measure of the distance.
  • phase position of the transmission signal is optionally adaptively changed as a function of the already determined distance to the target from a value of ⁇ $ i to another value ⁇ 2. This makes it possible to influence the pulse heights which occur in the mixed signal, as the occurrence of pulses as such influenced.
  • phase position of the transmission signal is then changed to a new phase switching value if the currently predetermined phase position of the transmission signal becomes equal to the phase shift due to the transit time of the transmission signal, so that a pulse can occur with each change of the phase position.
  • An advantageous embodiment of the method provides that the mixing signal is low-pass filtered and that the low-pass filtered mixed signal is evaluated as a measure of the distance.
  • the DC components of the low-pass filtered signal are first removed in a signal processing arrangement so that only the pulses remain, which are then preferably integrated for averaging. This integrated signal is an average measure of the distance.
  • a particularly advantageous embodiment of the method provides that the determined distance according to the invention for the coarse measurement of the distance is used as in the method according to the prior art according to the unpublished international application PCT / DE2013 / 00034 and that thus an ambiguity at a higher resolved determination of the distance is eliminated.
  • FIG. 1 shows a sketch of a part of a proximity sensor according to the invention
  • FIG. 2 shows a block diagram of the proximity sensor according to the invention
  • FIG. 3 shows the phase position of a transmission signal and the phase position of a reflection signal as well as pulses occurring in a low-pass filtered mixed signal.
  • FIG. 4 shows a first possible low-pass filtered mixed signal occurs in the proximity sensor according to the invention
  • FIG. 5 shows another possible low-pass filtered mixed signal which occurs in the proximity sensor according to the invention.
  • FIG. 6 shows another possible low-pass filtered mixed signal which occurs in the proximity sensor according to the invention.
  • FIG. 1 shows a part of a proximity sensor 10 according to the invention, which may also be referred to as a sensor head.
  • the proximity sensor 10 according to the invention detects the distance D between the proximity sensor 10 and a target 12.
  • a preferably circular-cylindrical ausgestalteter waveguide 14 which is assigned a Wellentypwandler 16.
  • a transmission signal Tx is converted by the mode converter 16 into a waveguide transmission shaft 18a, which is radiated at the aperture 20 of the waveguide 14 at the front end as a free-space transmission shaft 18b.
  • the wave-type converter 16 simultaneously provides a reflection signal Rx.
  • the coupling of the transmission signal Tx in the waveguide 14 takes place in a wave mode, which leads to the detachment of the waveguide transmission wave 18a at the aperture 20 to the free space transmission shaft 18b.
  • the TE1 1 -Wellenmode is preferably provided when using a circular cylindrical waveguide.
  • the circular-cylindrical configuration of the waveguide 14 in particular allows a simple replacement of existing proximity sensors by the proximity sensor 10 according to the invention.
  • established fastening devices can continue to be used.
  • FIG. 1 shows a development of the waveguide 14, according to which the aperture 20 is closed with a dielectric material 30 in order to prevent the penetration of dirt into the waveguide 14.
  • the free-space transmission shaft 18b runs up to the target 12, on whose electrically conductive surface the free-space transmission wave 18b is reflected as a free-space reflection wave 22a, 22b, 22c within a curved region in the direction of the proximity sensor 10.
  • the free-space reflection wave 22a, 22b, 22c passes largely through the aperture 20 in the waveguide 14, in which the free-space reflection wave 22a, 22b, 22c as waveguide reflection wave 22d to wave type converter 16 runs, from the waveguide reflection wave 22d, a reflection signal Rx wins.
  • An at least small part of the free-space reflection wave 22b, 22c can impinge on a mounting flange 24 of the waveguide 14, for example, depending on the ambient conditions and on the installation conditions of the waveguide 14. There, this portion of the free-space reflection wave 22b, 22c is reflected again and can, depending on the geometric conditions, in a sense meet as parasitic free-space transmission wave 26a, 26b again on the target 12, on the surface of which a further reflection occurs. This results in a parasitic free-space reflection wave 28a, 28b, at least partially enters the aperture 20 of the waveguide 14 and superimposed on the original waveguide reflection wave 22d. The reflection process can be repeated several times until the energy of the waves has subsided.
  • the determination of the distance D on the evaluation of the transmission signal Tx and the reflection signal Rx for example on the determination of the impedance of the superimposed waves or the determination of the reflection factor at a gate of a circuit arrangement and / or on the determination of the transmission factor from the Ratio of the reflection signal Rx to the transmission signal Tx at two gates and / or the determination of the phase shift between the reflection signal Rx and transmission signal Tx is based, must with a falsification of the measurement result in the occurrence of one or more parasitic free space reflection waves 28a, 28b, ... expected which pass through the aperture 20 in the waveguide 14.
  • FIG. 10 A block diagram of the proximity sensor 10 according to the invention is shown in FIG.
  • a microwave generator 40 provides a source transmit signal 18c, which is provided to a phase shifter 42.
  • the phase shifter 42 allows a change in the phase position ⁇ of the source transmission signal 18c.
  • the phase position ⁇ can be changed by means of a switching signal 44.
  • the switching signal 44 is predetermined by a phase angle setting 46, which predetermines the switching signal 44 in response to a clock signal 48 which is provided by a clock generator 50.
  • a changeover between the phase positions + ⁇ and - ⁇ is provided.
  • the phase shifter 42 provides the transmission signal Tx.
  • the phase shifter 42 is preferably constructed of switchable line sections, which provide a cost-effective realization of the phase slide 42 allow.
  • Both the transmission signal Tx and the reflection signal Rx are fed to a mixer 52, which multiplicatively mixes the transmission signal Tx with the reflection signal Rx and provides the mixed signal 54 as a mixed product.
  • the mixed signal 54 is fed to an integrator 56, which is preferably realized as a low-pass filter and which provides a low-pass filtered average signal TP of a signal-processing arrangement 60.
  • the signal processing arrangement 60 provides an output signal 62 which reflects a measure of the distance D.
  • the determined measure of the distance D corresponding to the output signal 62 can be provided as an analog signal.
  • the output signal 62 can be provided as a switching signal, which signals that a certain distance D is exceeded or fallen below.
  • the output signal 62 is provided to the phase shifter 42, which determines the phase shift $ in dependence on the output signal 62, wherein the measure of the distance D determines the amount of the phase shift ⁇ .
  • the clock signal 48 which controls the phase switching for example, has a frequency of 100 MHz.
  • the frequency of the clock signal 48 must be high enough for an easy-to-evaluate duty cycle of pulses to DC to result, for example, from 1:50 to 1: 2000 taking into account the wavelength of the transmit signal Tx and the determined distance D and, on the other hand, not allowed are high, so that Spectrum of the transmission signal Tx is within acceptable limits.
  • the period duration is 10 ns or 10,000 ps, for example assuming a duty cycle of the clock signal 48 of 50%.
  • the upper diagram shows the phase position of the transmission signal Tx, which is to be set to + ⁇ in a first time interval t1 of the time period 5,000 ps and also to the time period 5,000 ps in a second time interval t2.
  • phase position of the resulting reflection signal Rx is shown, which is shifted by a phase shift ⁇ with respect to the phase position of the transmission signal Tx due to the transit time of the transmission signal Tx.
  • the determination of the distance D takes place on the basis of a determination of the transit time of the free-field transmission wave 18b from the waveguide 14 to the target 12 and the reflected from the target 12 free-field reflection wave 22a back from the target 12 to the waveguide 14. Due to the eventual occurrence of parasitic free space - Transmission waves 26a, 26b, ... or of parasitic free field reflection waves 28a, 28b, ..., the measurement on the basis of the transmission signal Tx with respect to the reflection signal Rx may be subject to a measurement uncertainty.
  • the switching of the phase position ⁇ of the transmission signal Tx is therefore provided according to the invention.
  • the switching of the phase position ⁇ has an effect at the beginning of each time interval tv1, tv2.
  • a pulse 70a, 70b which has a certain period of time PD, which depends on the distance D.
  • the pulses 70a, 70b arise as follows.
  • the transmission signal Tx is intended to be a microwave signal having a frequency of, for example, approximately 24 GHz with the predetermined phase position.
  • the amplitudes should not be considered further.
  • the transmission signal Tx passes as a free space transmission wave 18a to the target 12, is reflected at the target 12, and travels as a free space reflection wave 22a and appears as
  • Reflection signal Rx which in addition to the original phase ' due to the running time tl of the free space transmission shaft 18a and the free space reflection wave 22a undergoes the additional phase shift + ⁇ :
  • phase shift ⁇ or phase delay ⁇ depends on the distance D.
  • phase delay ⁇ results to: I ⁇ SF ⁇ or to:
  • ⁇ (2 ⁇ / ⁇ ) 2D, where c is the speed of light and f is the frequency or ⁇ is the wavelength of the transmission signal Tx.
  • Tx1 a (mt * ⁇ ) _
  • Rx1 sin CiiiS 'Hi- ⁇
  • this resulting low-pass filtered signal TP is shown after mixing in the mixer 52 and averaging in the integrator 56.
  • the phase position ⁇ of the transmission signal Tx is switched from + to -, which changes during a second time interval tv2 to the following second transmission signal Tx2:
  • the first received signal Rx1 which is still traveling without the changed phase position ⁇ between the waveguide 14 and the target 12, is still given by the relationship:
  • Rx1 sin (es ⁇ + ⁇ described.
  • the mixture of the second transmission signal Tx2 with the first received signal Rx1 leads in this case only during the transit time tl of the first transmission signal Tx1 from the waveguide 14 to the target 12 and back to the waveguide 14 to a mixed signal 54, from which after a low-pass filtering the signal TP a second amplitude A2 arises:
  • the second amplitude A2 of the mixed signal A2 is present for the pulse duration PD whose duration corresponds to the transit time t1 and thus reflects a measure of the distance D.
  • a pulse duration PD 2D / c of 66 ps corresponds to a distance of 10 mm.
  • the second transmission signal Tx2 Due to the switching of the phase position ⁇ of the transmission signal Tx at the beginning of the second time interval tv2, the second transmission signal Tx2 is present during the entire second time interval tv2: that due to the switching has the phase position - ⁇ .
  • the first reflection signal Rx1 changes to a second reflection signal Rx2, which has a changed phase position due to the change in the phase position of the second transmission signal Tx2:
  • Rx2 sfa ⁇ ⁇ fs-.
  • the mixture of the second transmission signal Tx2 with the second reflection signal Rx2 produces a mixed signal 54, from which the signal TP with a third amplitude A3 is produced after a low-pass filtering:
  • the third amplitude A3 is equal to the first amplitude A1, since there is again a quasi-stationary state without signal transients.
  • the phase position ⁇ ⁇ of the transmission signal Tx is again switched, which is then to be present again during the following first time interval tv1.
  • phase change ⁇ takes place from - to + so that the first transmission signal Tx1 is present again:
  • Tx1 sin i ⁇ .
  • the second reflection signal Rx2 which is still present due to the transit time tl without the effects of the renewed phase change, is still characterized by the relationship:
  • Rx2 du (mt- * ⁇ ⁇ ' ).
  • the mixture of the first transmission signal Tx1 with the second reflection signal Rx2 leads during the transit time tl of the free space transmission wave 18b from the waveguide 14 to the target 12 and back to the waveguide 14 to a mixing signal 54, from which after a low-pass filtering the signal TP with a fourth amplitude A4 is created:
  • A4 ⁇ - « ⁇ ⁇ ⁇ -
  • the fourth output signal A4 is present again for the pulse duration PD whose duration corresponds to the transit time t1 and thus reflects a measure of the distance D.
  • impulses 52 are produced at the mixer only if the phase state changes result in argument changes of the cos function.
  • the rejection tions can occur during the transition from the first to the second time interval tv1, tv2 and again during the subsequent transition from the second to the first time interval tv2, tv1.
  • the mode of operation of the proximity sensor 10 according to the invention is further explained in more detail with reference to the low-pass filtered mixed signals TP shown in FIGS. 4, 5 and 6 as a function of time t, which occur at different distances D and different predetermined phase angles.
  • the two time intervals tv1, tv2 should again be the same length.
  • the time intervals tv1, tv2 should occur periodically.
  • the period duration which corresponds to the sum of the two time intervals tv1, tv2, can be between, for example, a few nanoseconds to, for example, a few 100 nanoseconds.
  • the period is again 10 ns, corresponding to a clock frequency of 100 MHz.
  • each time interval is 5 ns or 5,000 ps.
  • the switching signal 44 determines the phase position ⁇ of the transmission signal Tx, which thus changes in the 5 ns clock, wherein a change in the phase position ⁇ of the transmission signal Tx preferably from + and back again - is provided.
  • the pulses 70a, 70b are entered both in a solid line and in a dashed line.
  • the dashed registered pulses 70a, 70b with the shorter pulse durations PD in this case correspond to a distance D, which is smaller by lambda / 2 than the distance in the solid lines.
  • the relative amplitudes A1, A3 of the DC components are always the same and depend only on the phase shift ⁇ .
  • the easily measurable DC components must be omitted so that the distance D can be determined correctly.
  • this signal curve shown applies to the case where the phase angle ⁇ is equal to the phase shift ⁇ . In this case, only when changing from the first time interval tv1 to the second time interval tv2 does a pulse 70b arise, whereas during the change from the second time interval tv2 back to the first time interval tv1 no pulse occurs.
  • phase angle ⁇ from a first value ⁇ 1 to another value ⁇ 2, so that this effect is avoided.
  • the components A1 and A3 are zero and the pulse amplitudes have the same values but with different signs. After integration of TP, a value of zero would result, which does not allow for distance determination.
  • the phase angle ⁇ # 3. be replaced by ⁇ ⁇ .
  • the low-pass filtered signal TP is supplied to the signal-processing arrangement 60, which enables the exact determination of the distance D in the context of digital signal processing.
  • the low-pass filtered signal TP is first freed from the DC components with the relative amplitudes A1, A3, the height of which is always the same, and then integrated, so that the pulse durations PD are averaged, which reflect the phase shift ⁇ and thus the distance D.
  • the integration or averaging compensates for sporadic measured value fluctuations.
  • the determination according to the invention of the distance D which is unambiguous with respect to the maximum detectable distance D, is used for the coarse measurement of the proximity sensor 10 according to the invention.
  • uniqueness can be achieved when a high-resolution detection of the distance D is provided, the However, with respect to the maximum detectable distance D would lead to an ambiguous, with the half wavelength of the transmission signal Tx periodically repeating measurement result.
  • a high-resolution method for determining the distance it is possible, for example, to use the measurement described in the prior art according to the unpublished international application PCT / DE2013 / 00034, which is based on a determination of the reflection factor.
  • the procedure provided according to the invention for determining the distance can replace the coarse measurement or coarse calibration described in the cited prior art.

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Abstract

Die Erfindung betrifft einen Näherungssensor (10) zur Messung des Abstands (D) eines Targets (12) und ein Verfahren zum Betreiben des Näherungssensors (10). Der Näherungssensor (10) strahlt ein Sendesignal (Tx) als Freifeld-Sendewelle (18b) ab, die am Target (12) reflektiert wird und als Freifeld-Reflexionswelle (22a) vom Näherungssensor (10) als Reflexionssignal (Rx) empfangen wird, wobei die Ermittlung des Abstands (D) aus der Phasenlage des Reflexionssignals (Rx) in Bezug zur Phasenlage (Ψ) des Sendesignals (Tx) vorgesehen ist. Der erfindungsgemäße Näherungssensor (10) zeichnet sich dadurch aus, dass eine Umschaltung der Phasenlage (Ψ) des Sendesignals (Tx) in zeitlicher Folge vorgesehen ist.

Description

6.3.2015
Balluff GmbH
Schurwaldstraße 9, 73765 Neuhausen a.d.F.
Titel
Näherungssensor und Verfahren zur Messung des Abstände eines Targets
Die Erfindung geht aus von einem Näherungssensor und einem Verfahren zur Messung des Abstands eines Targets nach der Gattung der unabhängigen Ansprüche.
Stand der Technik
In der Patentschrift EP 1 000 314 B1 wird eine kreiszylindrische Abstandsmessvor- richtung beschrieben, die auf der Ermittlung der Resonanzfrequenz eines Hohlraumresonators beruht. Der Resonator wird aus dem Resonatorgehäuse und dem zu detektierenden Target gebildet. Die physikalische Resonatorlänge setzt sich dabei aus der Länge des Resonatorgehäuses und dem Abstand zum Target zusammen. Wird eine Mindestgröße des zu detektierenden Targets überschritten, ist die Resonanzfrequenz unmittelbar mit der Länge des Resonators verknüpft, woraus auf den Targetabstand geschlossen werden kann. Die genaue Abhängigkeit zwischen Resonatorlänge und Resonanzfrequenz hängt von der vorliegenden Feldverteilung und somit vom verwendeten Hohlleiter-Wellenmode ab. Als entscheidender Faktor beim Entwurf geht dabei die elektrische Permittivität der Hohlleiterfüllung mit ein. Nimmt dieser Wert zu, verkleinern sich einerseits sowohl die Baulänge des Resonators als auch der benötigte Querschnitt. Andererseits verringert sich mit zunehmender Permittivität aber auch die Reichweite der Abstandsmessvorrichtung.
Bei der beschriebenen Vorrichtung wird als Resonatorrückwand ein metallisiertes Dielektrikum vorgesehen, auf dessen Außenseite sich die Auswertelektronik befindet. Zur Ankopplung der Elektronik an den Resonator wird entweder eine koplanare Schlitzkopplung oder eine Mikrostreifenleitung vorgeschlagen. Die Einkopplung mittels Mikrostreifenleitung ist vor allem dann hilfreich, wenn die Auswertelektronik vom Resonator abgesetzt montiert werden soll, beispielsweise aus Gründen der thermischen Entkopplung. Zusätzlich können entweder ein oder zwei Koppelstellen realisiert werden, je nachdem ob der Resonator im Transmissions- oder im Reflexionsbetrieb verwendet werden soll.
Zur Bestimmung der Resonanzfrequenz enthält die Auswertelektronik einen einstellbaren Oszillator, dessen Frequenz innerhalb einer gewissen Bandbreite linear durchgestimmt und der resultierende Reflexions- oder Transmissionsfaktor des Resonators beobachtet wird. In der Umgebung einer Resonanzfrequenz weisen diese Faktoren starke Variationen auf, die sich systematisch durch Differenzieren nach der Frequenz erkennen lassen. Da schaltungstechnisch durch die Ansteue- rung ein linearer Zusammenhang zwischen Frequenz und Zeit besteht, kann die Ableitung nach der Frequenz mittels einer Ableitung nach der zeit erhalten werden. Übersteigt die so gewonnene zweite Ableitung eine vorgegebene Schwelle, ist eine Resonanz erkannt und die Frequenz wird nicht weiter verstimmt, sondern konstant gehalten und ihr aktueller Wert mittels eines Frequenzzählers ermittelt.
Als alternativer Ansatz zur Frequenzbestimmung wird in der Patentschrift
EP 1 000 314 B1 ein Konzept auf Basis einer geschlossenen Phasenregelschleife (PLL) vorgeschlagen. Hierbei wird die Sollfrequenz über einen direkten digitalen Synthesizer (DOS) als Führungsgröße der PLL vorgegeben. Erkennt nun die De- tektionsschaltung eine Resonanz, ist die Frequenz durch die Einstellungen des digitalen Synthesizers unmittelbar bekannt, wodurch die Zyklusdauer einer Messung deutlich verkürzt werden kann.
Unabhängig davon, wie die Resonanzfrequenz ermittelt wird, ist bei diesem Resonatorverfahren die Tatsache nachteilig, dass der zu erfassende Abstandsbereich unmittelbar die benötigte Bandbreite der Betriebsfrequenz vorgibt. Für industrielle Sensoren ist die nutzbare Bandbreite fest vorgegeben und somit auch der Abstandsbereich.
Ungeachtet der zulässigen ISM-Bänder (Industrial, Scientific and Medical Band) wird ein Frequenzbereich für den Betrieb zwischen 1 - 100 GHz vorgeschlagen, wobei die Bandbreite ungefähr 2 GHz bzw. 10 % betragen soll. Zusätzlich erweist es sich als schwierig, mit diesem Resonatorkonzept große Abstandsbereiche realisieren zu können. Grund hierfür ist zum einen, dass bei größer werdenden Abständen die Änderungen der Resonanzfrequenz kleiner werden. Zusätzlich führt die kleiner werdende Güte des Resonators nur noch zu schwach ausgeprägten Minima in den Reflexions- oder Transmissionsfaktoren, wodurch die Detektion der zugehörigen Resonanzfrequenzen fehleranfällig wird. Dies ist ersichtlich, wenn die Lage der Resonanzfrequenz in der komplexen Frequenz-Ebene veranschaulicht wird. Mit abnehmender Güte entfernt sich die komplexe Eigenfrequenz von der ω-Achse, wodurch beim Verstimmen des Oszillators keine Singularität mehr durchlaufen werden kann. Die begrenzte Reichweite ist zusätzlich durch die Wahl des verwendeten TE01-Wellenmodes bedingt, da die Feldverteilung um den Hohlleiter in diesem Fall vorwiegend evaneszente Wellen aufweist, die schnell mit zunehmender Entfernung abklingen.
In dem Fachbeitrag von S. Bonerz, W. Bechteler, J. Greif,„Sensorsystem zur Überwachung der Werkzeugplananlage auf Basis von Keramikresonatoren und Hohlleiterstrukturen", ANSYS Conference and 29th CADFEM Users Meeting, 19. - 21. Oktober 2011 , wurde ein Verfahren vorgestellt, bei dem die Ermittlung eines Abstands eines Targets von einem Abstandssensor ebenfalls auf Grundlage eines Hohlleiterresonators basiert. Auch hier bestimmt der zu messende Abstand die Länge eines Resonators und somit dessen Resonanzfrequenz. Der verwendete Hohlleiter-Wellenmode ist hier der Grundmode TE1 1 eines kreiszylindrischen Hohlleiters. Die Resonanzfrequenz wird durch einen Frequenzsweep anhand einer Messung der aufgenommen Wirkleistung des Resonators ermittelt.
In dem Fachbeitrag von T. F. Bechteler, A. S. A. Bechteler, "The Groove-Guide Oscillator," IEEE Microwave Magazine, Vol. 12, No. 6, Seiten 1 10 - 1 19, Okt. 201 1 , ist ein Abstandsmessverfahren auf Grundlage eines sogenannten Groove-Guide Oscillators beschrieben, das ebenfalls einem Resonatorkonzept entspricht. Obwohl auch hier das Problem der Abstandsmessung auf die Ermittlung von Eigenfrequenzen eines Resonators zurückgeführt wird, unterscheidet sich jedoch dieses System sowohl im Aufbau des Resonators als auch in der vorgeschlagenen Ermittlung der Resonanzfrequenz grundlegend von dem in der Patentschrift EP 1 000 314 B1 beschriebenen Lösungsansatz. Kernstück des bekannten Abstandsensors bildet ein Groove-Guide-Oscillator. Prinzipiell versteht man in der Mikrowellentechnik unter einem Groove-Guide einen Wellenleiter, der zwei sich gegenüberliegende Platten enthält, in die jeweils in Ausbreitungsrichtung eine Kerbe mit rechteckigem Querschnitt eingebracht ist. Die gesamte Anordnung ist symmetrisch bezüglich einer Ebene, deren Normale mit der Verbindungslinie beider Platten zusammenfällt. In dem Raum, der sich durch die Kerben und die leitenden Platten ergibt, können in Richtung der Kerbe ausbreitungsfähige Wellenmoden existieren. Aufgrund der geforderten Symmetrie und der starken Abhängigkeit der Ausbreitungseigenschaften vom Plattenabstand stellt dieser Wellenleiter hohe Anforderungen an die Fertigungsgenauigkeit.
Wesentlich einfacher ist die Fertigung eines alternativ einsetzbaren„halbsymmetrischen" Wellenleiters, bei dem die eine Hälfte der Anordnung vollständig durch eine leitende Ebene ersetzt wird.
Die auch bei den beschriebenen Wellenleitern vorhandene Abhängigkeit der Ausbreitungskonstanten vom Abstand zum Target wird zur Ermittlung des Abstands herangezogen. Dabei wird zur Realisierung eines Resonators die Kerbe nicht mehr gerade, sondern kreisförmig eingebracht, damit eine kreisförmige Leiterschleife entsteht. Eine Resonanz ergibt sich genau dann, wenn ein ganzzahliges Vielfaches der geführten Wellenlänge gerade dem Leiterumfang entspricht. Da die geführte Wellenlänge eine Funktion des Plattenabstandes und der Frequenz ist, kann die
Resonanzbedingung innerhalb einer gewissen Bandbreite für verschiedene Abstände erfüllt und daraus die Information über den Abstand erhalten werden.
Der Oszillator wird mittels eines Gunn-Elements angeregt, wodurch der Oszillator auf seiner Eigenfrequenz schwingt. Die Frequenzbestimmung erfolgt dann durch ein Heterodynsystem, bei dem die heruntergemischte Eigenfrequenz einem Frequenzzähler zugeführt wird. Konstruktionsbedingt weist der beschriebene Abstandssensor eine große Baugröße auf, da der Durchmesser des Resonators verhältnismäßig groß gewählt werden muss, um die Strahlungsverluste in radialer Richtung klein zu halten. Der Durchmesser des beschriebenen Resonators beträgt für den Betrieb zwischen 8 - 12 GHz 60 mm bei einer Plattengröße von 200 mm x 200 mm. Der damit erzielte Messbereich erstreckt sich von 13 - 15 mm. Wird der Plattenabstand weiter vergrößert, können im betrachteten Frequenzbereich höhere Wellenmoden auftreten, wodurch Mehrdeutigkeit entsteht.
In der Patentschrift DE 10 2010 009 664 A1 ist ein Abstandssensor beschrieben, der einerseits zur Überwachung des Abstands zwischen einer Arbeitsspindel einer Werkzeugmaschine und dem stationären Teil der Werkzeugmaschine und andererseits zur Kontrolle einer Werkzeugplananlage eingesetzt wird. Zusätzlich sind Rückschlüsse auf die Drehzahl der Arbeitsspindel und die Qualität der Spindellager möglich.
Der Abstandssensor enthält eine Hochfrequenzleitung, die mit einem Oszillator und mit einer Reflexionsmesseinrichtung verbunden ist. Die Position der Arbeitsspindel relativ zu der Hochfrequenzleitung beeinflusst das Reflexionsverhalten, sodass aus dem ermittelten Reflexionsfaktor auf den Abstand geschlossen werden kann. Die Hochfrequenzleitung ist beispielsweise als Mikrostreifenleitung realisiert, die aus flexiblem Material hergestellt ist, welches durch Klebung auf der Oberfläche des stationären Teils der Werkzeugmaschine befestigt wird.
Ein von einem Oszillator bereitgestelltes hochfrequentes Sendesignal wird in die Hochfrequenzleitung eingekoppelt. Ein Teil des Sendesignals wird von einem ersten Richtkoppler ausgekoppelt und einem ersten Leistungsdetektor zugeführt. Der überwiegende Teil des Sendesignals wird nach dem Durchlaufen eines zweiten Richtkopplers in die Hochfrequenzleitung eingespeist.
Das vom Target zurückgestrahlte Reflexionssignal überlagert sich dem Sendesignal. Ein Teil des Reflexionssignals wird vom zweiten Richtkoppler ausgekoppelt und einem zweiten Leistungsdetektor zugeführt. Die beiden Leistungsdetektoren sind mit einer Auswerteeinheit verbunden, welche das Verhältnis der beiden Leistungen ermittelt und ausgibt, woraus ein Maß für den Abstand des Targets gewonnen werden kann.
Zusätzlich kann noch ein dielektrischer Resonator vorgesehen sein, der ein ausgeprägtes Resonanzverhalten des Abstandssensors bewirkt. Eine Veränderung des Abstandes des Targets von dem dielektrischen Resonator hat eine Verschiebung der Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators zur Folge. Die Ermittlung des Abstandes des Targets kann dann zusätzlich oder alternativ auf die Bewertung der Frequenzänderung gestützt werden.
In dem Fachbeitrag von C. Nguyen, S. Kim, Theory,„Analysis and Design of RF In- terferometric Sensors", Springer- Verlag 2012 ist ein interferometrisches Verfahren zum Betreiben eines Abstandssensors beschrieben. Zur Gewinnung der Abstandsinformation wird bei diesen Verfahren die Phasenverschiebung zwischen einem gesendeten und dem empfangenen Signal ausgewertet. Hierbei können Abstände zwischen dem Abstandssensor und dem Target, die größer sind als die halbe Wellenlänge des Signals nicht mehr eindeutig aus der Phasenlage erkannt werden. In diesem Fachbeitrag wird vorgeschlagen, eine eindeutige Phaseninformation mittels Algorithmen der Signalverarbeitung zu erhalten. Allerdings ist es hierzu notwendig, dass das Target vom Ursprung aus an die zu messende Position verschoben wird, wobei die Phase kontinuierlich aufgezeichnet wird. Ein absolut messender Abstandssensor kann damit nicht realisiert werden.
In dem Fachbeitrag von A. Stelzer et. al.„A Microwave Position Sensor with Sub- millimeter Accuracy", IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques, Vol. 47, No. 12, Dezember 1999, ist ein Hybridverfahren beschrieben, bei dem das in- terferometrische Verfahren mit bekannten Radarverfahren, beispielsweise dem FMCW-Verfahren (Frequency Modulation Continuous Wave) kombiniert wird. Obwohl ein solches Verfahren wieder eine eindeutige Abstandsbestimmung ermöglicht, kann das Verfahren nicht ohne Weiteres zum Ersetzen von bekannten induktiven Abstandssensoren im industriellen Umfeld herangezogen werden. Der Hauptgrund liegt darin, dass typischerweise der minimal mögliche Messabstand über die Bandbreite der Betriebsfrequenz bestimmt wird, sodass nicht bis zur Position null gemessen werden kann. Weiterhin müssen geltende Vorschriften betreffend Emissionen von elektromagnetischer Strahlung beachtet werden. Ein Betrieb ist nur innerhalb eines ISM-Bandes möglich, weshalb nicht frei über die Bandbreite und den daraus resultierenden Minimalabstand entschieden werden kann. Beispielsweise ergibt sich für ein Standardsystem bei der vollen Ausnutzung der zulässigen Bandbreite von 250 MHz des ISM-Bandes bei 24 GHz ein Minimalabstand von 60 cm.
In der nicht veröffentlichten internationalen Anmeldung PCT/DE2013/000342 ist ein Sensor zum Ermitteln der Position bzw. des Abstands eines Targets beschrieben, bei welchem ebenfalls die Mikrowellentechnik zur Positions- bzw. Abstandsmessung herangezogen wird. Der beschriebene Näherungssensor enthält einen Mikrowellenoszillator, der als Ausgangssignal eine Sendewelle bereitstellt, welche der Näherungssensor in Richtung auf das Target als Freiraum-Sendewelle abstrahlt, die das Target, welches elektrisch leitfähig ist oder zumindest eine elektrisch leitfähige Oberfläche aufweist, als Freiraum-Reflexionswelle reflektiert und der Nähe- rungssensor als Reflexionswelle empfängt. Vorgesehen ist eine Ermittlung des Reflexionsfaktors aus der Sendewelle und der Reflexionswelle, welchen der Näherungssensor als ein Maß für den Abstand bereitstellt. Der beschriebene Näherungssensor zeichnet sich dadurch aus, dass die Sendewelle in einem Hohlleiter als Hohlleiter-Sendewelle geführt ist, dass die Einkopplung der Sendewelle in den
Hohlleiter mit einem Wellenmode vorgesehen ist, der zur Ablösung der Hohlleiter- Sendewelle an der Apertur am vorderen Ende des Hohlleiters in die Freiraum- Sendewelle und zur Propagierung der Freiraum-Sendewelle zum Target führt. Vorgenommen werden können eine Messung mit hoher und eine Messung mit niedri- gerer Auflösung, um Eindeutigkeit über einen größeren Abstand zu erzielen. Bei größeren Abständen tritt eine Mehrdeutigkeit des Phasenwinkels des komplexen Reflexionsfaktors auf. Eine eindeutige Ermittlung des Abstands aus der Phase des Reflexionsfaktors ist deshalb unter Berücksichtigung des Betrags des Reflexionsfaktors vorgesehen, falls innerhalb des vorgegebenen Messbereichs Mehrdeutig- keit der Phase des Reflexionsfaktors vorliegt.
In der nicht veröffentlichten internationalen Anmeldung PCT/DE2014/100464 ist eine Weiterbildung des zuvor im Zusammenhang mit der Offenlegungsschrift PCT/DE2013/000342 beschriebenen Sensors zum Ermitteln der Position bzw. des Abstands eines Targets enthalten. In dem als Sensorkopf eingesetzten Hohlleiter sind ein Sendepfad zur Führung der Sendewelle als eine Hohlleiter-Sendewelle und wenigstens ein vom Sendepfad elektromagnetisch entkoppelter Empfangspfad zur Führung der vom Target reflektierten Reflexionswelle als eine Hohlleiter- Reflexionswelle vorgesehen. Damit steht neben dem Sendepfad gleichzeitig ein vom Sendepfad getrennter Empfangspfad zur Verfügung, sodass zusätzlich oder alternativ zur Messung des Reflexionsfaktors eine Messung des Transmissionsfaktors möglich wird.
Sind neben dem Target keine anderen Gegenstände im Bereich des in der Offen- legungsschrift PCT/DE2013/00034 beschriebenen Näherungssensors vorhanden, an denen parasitäre Reflexionen auftreten können, kann der ermittelte Reflexions- faktor mittels einer in dem Dokument beschriebenen konformen Abbildung in ein genaues Maß für den Abstand umgerechnet werden. Die Messgenauigkeit verringert sich jedoch, wenn die vom Hohlleiter abgestrahlte Freifeld-Sendewelle nicht nur am Target reflektiert wird, sondern zusätzlich noch an einer Montageplatte, in welcher der Hohlleiter montiert ist. Neben einer einmaligen Reflexion können zusätzlich weitere nachfolgende parasitäre Reflexionen an der Montageplatte und am Target auftreten, bis die Energie der Freiraum-Reflexionswelle abgeklungen ist. Die parasitären Reflexionen beeinflussen das empfangene Reflexionssignal und wirken sich dadurch unmittelbar auf die Messgenauigkeit aus. Insbesondere kann es in Abhängigkeit vom Abstand zum Target und der Einbausituation zu Resonanzeffekten kommen, wodurch die beschriebene konforme Abbildung ebenfalls ein ungenaues Messergebnis liefern kann. Von diesem Effekt ist insbesondere die beschriebene Grob-Messung betroffen, die insbesondere zur Beseitigung der Mehrdeutigkeit bei der auf einer Phasenmessung beruhenden Fein-Messung dient. Als Folge können Messfehler auftreten, die Vielfache der halben Wellenlänge des Mikrowellensignals betragen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Näherungssensor zur Messung des Abstands eines Targets und ein Verfahren zum Betreiben des Näherungssensors anzugeben, die eine hohe Störunempfindlichkeit aufweisen.
Die Aufgabe wird durch die im unabhängigen Anspruch angegebenen Merkmale gelöst.
Offenbarung der Erfindung
Die Erfindung betrifft einen Näherungssensor zur Ermittlung des Abstands eines Targets vom Näherungssensor. Der Näherungssensor strahlt ein Sendesignal als Freifeld-Sendewelle ab, die am Target reflektiert und als Freifeld-Reflexionswelle vom Näherungssensor als Reflexionssignal empfangen wird. Die Ermittlung des Abstands ist aus der Phasenlage des Reflexionssignals in Bezug zur Phasenlage des Sendesignals vorgesehen.
Der erfindungsgemäße Näherungssensor zeichnet sich dadurch aus, dass eine Umschaltung der Phasenlage des Sendesignals in zeitlicher Folge vorgesehen ist.
Der erfindungsgemäße Näherungssensor weist den Vorteil auf, dass die am Target reflektierte Freifeld-Sendewelle von parasitären Reflexionen getrennt werden kann. Damit wird der beschriebene Einfluss der Umgebung und der Einbausituation des Näherungssensors auf den ermittelten Abstand minimiert und entsprechend die Messgenauigkeit erhöht.
Durch die Umschaltung der Phasenlage des Sendesignals tritt periodisch ein Zustand auf, in welchem die zuvor abgestrahlte Freifeld-Sendewelle noch auf dem Weg zum Target oder bereits als Freifeld-Reflexionswelle zurück zum Näherungssensor ist, sodass das empfangene Reflexionssignal noch die bisherige ursprüngliche Phasenlage aufweist, während das aktuell vorliegende Sendesignal bereits die neue Phasenlage nach der Umschaltung aufweist. Für die Dauer der Laufzeit der Freiraum-Sendewelle vom Näherungssensor bis zum Target und der Freiraum- Reflexionswelle zurück zum Näherungssensor tritt daher bei der Bewertung der Phasenlage des Reflexionssignals in Bezug zur Phasenlage des Sendesignals ein Impuls auf, dessen Dauer exakt dem zu ermittelten Abstand entspricht.
Die Zeit zwischen den Impulsen, die als Impulspause bezeichnet werden kann, liegt ein quasistationärer Zustand vor, bei welchem dem empfangenen Reflexionssignal die ursprüngliche Phasenlage des Sendesignals zugrunde liegt. Eine Ermittlung des Abstands ist prinzipiell auch während dieses quasistationären Zustande gemäß dem Stand der Technik möglich, wobei hierbei jedoch mit der Unsicherheit aufgrund von parasitären Reflexionen gerechnet werden muss.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Näherungssensors sind jeweils Gegenstände von abhängigen Ansprüchen. Eine Ausgestaltung sieht eine periodische Umschaltung der Phasenlage des Sendesignals vor. Die periodische Umschaltung der Phasenlage bringt den Vorteil mit sich, dass eine Vielzahl von Messsignalen erhalten wird, die der Ermittlung des AbStands, beispielsweise im Rahmen einer Mittelwertbildung, zugrunde gelegt werden können.
Die Periodendauer der periodischen Umschaltung liegt vorzugsweise in einem Bereich zwischen 1 Nanosekunde und 500 Nanosekunden, beispielsweise bei 10 ns, der einerseits signaltechnisch mit vergleichsweise einfachen Mitteln handzuhaben ist und der andererseits insbesondere zu einem Verhältnis von Impulsdauer zu Impulspause führt, das eine verhältnismäßig einfache Bewertung der Impulsdauern ermöglicht. Da durch die Periodendauer der Phasenzustände das abgestrahlte Spektrum beeinflusst wird, ist die Periodendauer zusätzlich so zu wählen, dass das Spektrum den geltenden Vorschriften zur Emission elektromagnetischer Energie genügt.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung ist vorgesehen, die Phasenlage φ des Sendesignals auf + ψ und - ψ abwechselnd festzulegen. Damit ändert sich die Phasenlage jeweils um einen fest vorgegebenen Wert, der jedoch bei nachfolgenden Messzyklen geändert werden kann, um eine vorteilhafte Auswirkung auf die Impulshöhen zu erzielen, die in einem weiter unten beschriebenen Mischsignal auftreten.
Zur Umschaltung der Phasenlage des Sendesignals ist vorzugsweise ein Phasenschieber vorgesehen, der besonders einfach mittels umschaltbarer Leitungsstücke realisiert werden kann.
Eine Ausgestaltung sieht vor, dass die Frequenz des Sendesignals in einem Bereich von 1 GHz - 30 GHz liegt. Das Sendesignal liegt vorzugsweise wenigstens näherungsweise bei 24 GHz im eingangs beschriebenen ISM-Band. Eine Weiterbildung des erfindungsgemäßen Näherungssensors sieht vor, dass zur Abstrahlung der Freifeld-Sendewelle ein Hohlleiter vorgesehen ist. Hierbei ist vorzugsweise vorgesehen, dass das Sendesignal im Hohlleiter als Hohlleiter- Sendewelle geführt ist, dass die Einkopplung des Sendesignals als Hohlleiter- Sendewelle in den Hohlleiter mit einem Wellenmode vorgesehen ist, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle an der Apertur am vorderen Ende des Hohlleiters in die Freiraum-Sendewelle und zur Propagierung der Freiraum-Sendewelle zum Target führt. Der Vorteil dieser Weiterbildung liegt darin, dass ein großer Lineari- tätsbereich bei der Ermittlung des Abstands erzielt wird, wobei insbesondere der ermittelte Abstand unabhängig von der Permeabilität des Targets ist.
Vorzugsweise ist als Wellenmode, bei der bevorzugten Verwendung eines kreiszylindrischen Hohlleiters, der TE11 -Mode vorgesehen.
Eine Ausgestaltung des Hohlleiters sieht vor, dass an der Apertur am vorderen Ende des Hohlleiters ein dielektrisches Fenster angeordnet ist, welches das Eindringen von Schmutz in den Hohlleiter verhindert.
Zur Ermittlung des Abstands zwischen dem Näherungssensor und dem Target aus der Phasenlage des Sendesignals und der Phasenlage des empfangenen Reflexionssignals ist vorzugsweise ein Mischer vorgesehen, welcher das Sendesignal mit dem Reflexionssignal mischt und der ein entsprechendes Mischsignal zur Verfügung stellt, welches die Impulsdauern, gefolgt jeweils von den Impulspausen aufweist.
Die Information über den Abstand ist in den Impulsdauern enthalten. Zur Gewinnung eines Maßes für den Abstand ist vorzugsweise ein Tiefpassfilter vorgesehen, das im Ergebnis eine gleitende Integration des Mischsignals durchführt. Anschließend ist vorzugsweise eine Integration vorgesehen, bei welcher die zwischen den Impulsen liegenden Gleichsignalanteile ausgeblendet und nur die Impulsdauern zu einem Mittelwert als Maß für den Abstand integriert werden. Das Verfahren zum Betreiben des erfindungsgemäßen Näherungssensors sieht eine Mischung des Sendesignals mit dem Reflexionssignal durch eine Multiplikation der beiden Signale vor. Der Mischer stellt dann das Mischsignal bereit.
Eine Ausgestaltung sieht vor, dass die Phasenlage des Sendesignals in Abhängigkeit vom bereits ermittelten Abstand zum Target von einem Wert von ± $i auf einen anderen Wert ± 2 gegebenenfalls adaptiv geändert wird. Damit wird sowohl eine Beeinflussung der Impulshöhen möglich, die im Mischsignal auftreten, als das Auftreten von Impulsen als solches beeinflusst.
Eine Weiterbildung dieser Ausgestaltung sieht vor, dass dann die Phasenlage des Sendesignals auf einen neuen Phasen-Umschaltwert geändert wird, wenn die aktuell vorgegebene Phasenlage des Sendesignals gleich der Phasenverschiebung aufgrund der Laufzeit des Sendesignals wird, damit bei jedem Wechsel der Phasenlage ein Impuls auftreten kann.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung des Verfahrens sieht vor, dass das Mischsignal tiefpassgefiltert und dass das tiefpassgefilterte Mischsignal als Maß für den Abstand gewertet wird. Bevorzugt werden jedoch in einer signalverarbeitenden Anordnung zunächst die Gleichanteile des tiefpassgefilterten Signals entfernt, sodass nur die Impulse verbleiben, die dann vorzugsweise zur Mittelwertbildung integriert werden. Dieses integrierte Signal ist ein gemitteltes Maß für den Abstand.
Eine besonders vorteilhafte Weiterbildung des Verfahrens sieht vor, dass der erfindungsgemäße ermittelte Abstand zur Grob-Messung des Abstands wie bei dem Verfahren nach dem Stand der Technik gemäß der nicht veröffentlichten internationalen Anmeldung PCT/DE2013/00034 herangezogen wird und dass damit eine Mehrdeutigkeit bei einer höher aufgelösten Ermittlung des Abstands beseitigt wird.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Näherungssensors und des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Messung des Ab- stands eines Targets ergeben sich aus der folgenden Beschreibung.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert.
Kurzbeschreibung der Figuren
Figur 1 zeigt eine Skizze eines Teils eines erfindungsgemäßen Näherungssensors, Figur 2 zeigt ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Näherungssensors, Figur 3 zeigt die Phasenlage eines Sendesignals und die Phasenlage eines Reflexionssignals sowie in einem tiefpassgefilterten Mischsignal auftretende Impulse, Figur 4 zeigt ein erstes mögliches tiefpassgefiltertes Mischsignal, welches im erfindungsgemäßen Näherungssensor auftritt,
Figur 5 zeigt ein anderes mögliches tiefpassgefiltertes Mischsignal, welches im erfindungsgemäßen Näherungssensor auftritt und
Figur 6 zeigt ein weiteres mögliches tiefpassgefiltertes Mischsignal, welches im erfindungsgemäßen Näherungssensor auftritt.
Detaillierte Beschreibung der Ausführungsbeispiele
In Figur 1 ist ein Teil eines erfindungsgemäßen Näherungssensors 10 dargestellt, der auch als Sensorkopf bezeichnet werden kann. Der erfindungsgemäße Näherungssensor 10 erfasst den Abstand D zwischen dem Näherungssensor 10 und einem Target 12.
Vorgesehen ist ein vorzugsweise kreiszylindrisch ausgestalteter Hohlleiter 14, dem ein Wellentypwandler 16 zugeordnet ist. Ein Sendesignal Tx wird vom Wellentyp- wandler 16 in eine Hohlleiter-Sendewelle 18a umgesetzt, die an der Apertur 20 des Hohlleiters 14 am vorderen Ende als Freiraum-Sendewelle 18b abgestrahlt wird. Der Wellentypwandler 16 stellt gleichzeitig ein Reflexionssignal Rx bereit. Die Einkopplung des Sendesignals Tx in den Hohlleiter 14 erfolgt in einem Wellenmode, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle 18a an der Apertur 20 zur Freiraum-Sendewelle 18b führt. Als Wellenmode ist bei Verwendung eines kreiszylindrischen Hohlleiters vorzugsweise der TE1 1 -Wellenmode vorgesehen. Die Vorgabe des Wellenmodes erfolgt mittels des Wellentypwandlers 16.
Die kreiszylindrische Ausgestaltung des Hohlleiters 14 ermöglicht insbesondere einen einfachen Austausch von bereits vorhandenen Näherungssensoren durch den erfindungsgemäßen Näherungssensor 10. Darüber hinaus können etablierte Befestigungsvorrichtungen weiterhin verwendet werden.
In Figur 1 ist eine Weiterbildung des Hohlleiters 14 gezeigt, gemäß welcher die Apertur 20 mit einem dielektrischen Material 30 geschlossen ist, um das Eindringen von Schmutz in den Hohlleiter 14 zu unterbinden.
Die Freiraum-Sendewelle 18b läuft bis zum Target 12, an dessen elektrisch leitfähiger Oberfläche die Freiraum-Sendewelle 18b als Freiraum-Reflexionswelle 22a, 22b, 22c innerhalb eines Wnkelbereichs in Richtung des Näherungssensors 10 reflektiert wird. Die Freiraum-Reflexionswelle 22a, 22b, 22c gelangt zum großen Teil über die Apertur 20 in den Hohlleiter 14, in welchem die Freiraum-Reflexionswelle 22a, 22b, 22c als Hohlleiter-Reflexionswelle 22d bis zum Wellentypwandler 16 läuft, der aus der Hohlleiter-Reflexionswelle 22d ein Reflexionssignal Rx gewinnt.
Ein zumindest kleiner Teil der Freiraum-Reflexionswelle 22b, 22c kann in Abhängigkeit von den Umgebungsbedingungen und von den Einbauverhältnissen des Hohlleiters 14 beispielsweise auf einen Befestigungsflansch 24 des Hohlleiters 14 auftreffen. Dort wird dieser Anteil der Freiraum-Reflexionswelle 22b, 22c erneut reflektiert und kann, in Abhängigkeit von den geometrischen Verhältnissen, gewissermaßen als parasitäre Freiraum-Sendewelle 26a, 26b nochmals auf das Target 12 treffen, an dessen Oberfläche eine weitere Reflexion auftritt. Dadurch entsteht eine parasitäre Freiraum-Reflexionswelle 28a, 28b, die zumindest teilweise wieder in die Apertur 20 des Hohlleiters 14 gelangt und sich mit der ursprünglichen Hohlleiter-Reflexionswelle 22d überlagert. Der Reflexionsvorgang kann sich mehrmals wiederholen, bis die Energie der Wellen abgeklungen ist.
Unter der Voraussetzung, dass die Ermittlung des Abstands D auf der Bewertung des Sendesignals Tx und des Reflexionssignals Rx, beispielsweise auf der Ermittlung der Impedanz der überlagerten Wellen oder der Ermittlung des Reflexionsfaktors an einem Tor einer Schaltungsanordnung und/oder auf der Ermittlung des Transmissionsfaktors aus dem Verhältnis des Reflexionssignals Rx zum Sendesignal Tx an zwei Toren und/oder der Ermittlung der Phasenverschiebung zwischen Reflexionssignal Rx und Sendesignal Tx beruht, muss mit einer Verfälschung des Messergebnisses bei dem Auftreten von einer oder mehreren parasitären Freiraum-Reflexionswellen 28a, 28b, ... gerechnet werden, welche durch die Apertur 20 in den Hohlleiter 14 gelangen.
Ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Näherungssensors 10 ist in Figur 2 gezeigt.
Diejenigen in Figur 2 gezeigten Teile, die mit den in Figur 1 gezeigten Teilen übereinstimmen, sind jeweils mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.
Ein Mikrowellengenerator 40 stellt ein Quellen-Sendesignal 18c bereit, welches einem Phasenschieber 42 zur Verfügung gestellt wird. Der Phasenschieber 42 ermöglicht eine Veränderung der Phasenlage ψ des Quellen-Sendesignals 18c. Die Phasenlage ψ kann mittels eines Umschaltsignals 44 geändert werden. Das Umschaltsignal 44 wird von einer Phasenwinkel-Festlegung 46 vorgegeben, die das Umschaltsignal 44 in Abhängigkeit von einem Taktsignal 48 vorgibt, welches von einem Taktgenerator 50 bereitgestellt wird. Vorzugsweise ist eine Umschaltung zwischen den Phasenlagen + ψ und - φ vorgesehen. Der Phasenschieber 42 stellt das Sendesignal Tx bereit. Der Phasenschieber 42 ist vorzugsweise aus umschaltbaren Leitungsstücken aufgebaut, die eine preiswerte Realisierung des Phasen- schiebers 42 ermöglichen.
Sowohl das Sendesignal Tx als auch das Reflexionssignal Rx werden einem Mischer 52 zugeführt, der das Sendesignal Tx mit dem Reflexionssignal Rx multipli- kativ mischt und als Mischprodukt das Mischsignal 54 bereitstellt.
Das Mischsignal 54 wird einem Integrator 56 zugeführt, der vorzugsweise als Tiefpassfilter realisiert ist und der ein tiefpassgefiltertes Mittelwertsignal TP einer signalverarbeitenden Anordnung 60 zur Verfügung stellt.
Die signalverarbeitende Anordnung 60 stellt ein Ausgangssignal 62 bereit, welches ein Maß für den Abstand D widerspiegelt. Das ermittelte Maß für den Abstand D entsprechend dem Ausgangssignal 62 kann als Analogsignal bereitgestellt werden. Alternativ oder zusätzlich kann das Ausgangssignal 62 als Schaltsignal bereitgestellt werden, welches signalisiert, dass ein bestimmter Abstand D über- bzw. unterschritten ist.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung ist vorgesehen, dass das Ausgangssignal 62 dem Phasenschieber 42 zur Verfügung gestellt wird, welcher die Phasenverschiebung $ in Abhängigkeit vom Ausgangssignal 62 festlegt, wobei das Maß für den Abstand D den Betrag der Phasenverschiebung ψ bestimmt.
Die Funktionsweise des erfindungsgemäßen Näherungssensors 10 wird anhand der in Figur 3 gezeigten Zusammenhänge als Funktion der Zeit t näher erläutert.
Ausgegangen wird davon, dass das Taktsignal 48 welches die Phasenumschaltung steuert, beispielsweise eine Frequenz von 100 MHz aufweist. Die Frequenz des Taktsignals 48 muss einerseits hoch genug sein, damit ein einfach zu bewertendes Tastverhältnis von Impulsen zu Gleichanteil von beispielsweise von 1 :50 - 1 :2000 unter der Berücksichtigung der Wellenlänge des Sendesignals Tx und des ermittelten Abstands D resultiert und darf andererseits nicht zu hoch liegen, damit das Spektrum des Sendesignals Tx in zulässigen Grenzen liegt.
Im gezeigten Ausführungsbeispiel liegt die Periodendauer bei 10 ns bzw. 10.000 ps, wobei beispielhaft von einem Tastverhältnis des Taktsignals 48 von 50% ausgegangen wird.
Im oberen Diagramm ist die Phasenlage des Sendesignals Tx dargestellt, die in einem ersten Zeitintervall t1 der Zeitdauer 5.000 ps auf + φ und in einem zweiten Zeitintervall t2 gleichfalls der Zeitdauer 5.000ps auf - ψ festgelegt sein soll.
Im mittleren Diagramm ist die Phasenlage des daraus resultierenden Reflexionssignals Rx dargestellt, die um eine Phasenverschiebung ^ gegenüber der Phasenlage des Sendesignals Tx aufgrund der Laufzeit des Sendesignals Tx verschoben ist.
Die Ermittlung des Abstands D erfolgt auf der Grundlage einer Ermittlung der Laufzeit der Freifeld-Sendewelle 18b vom Hohlleiter 14 bis zum Target 12 und der vom Target 12 reflektierten Freifeld-Reflexionswelle 22a zurück vom Target 12 zum Hohlleiter 14. Aufgrund des gegebenenfalls Auftretens von parasitären Freiraum- Sendewellen 26a, 26b, ... bzw. von parasitären Freifeld-Reflexionswellen 28a, 28b, ... kann die Messung auf der Grundlage des Sendesignals Tx in Bezug zum Reflexionssignal Rx mit einer Messunsicherheit behaftet sein.
Erfindungsgemäß ist daher die Umschaltung der Phasenlage ψ des Sendesignals Tx vorgesehen. Die Umschaltung der Phasenlage ψ wirkt sich jeweils zu Beginn jedes Zeitintervalls tv1 , tv2 aus. Zu Beginn jedes Zeitintervalls tv1 , tv2 tritt im Mischsignal 54 ein Impuls 70a, 70b auf, der eine bestimmte Zeitdauer PD aufweist, die vom Abstand D abhängt
Die Impulse 70a, 70b entstehen folgendermaßen. Das Sendesignal Tx soll ein Mikrowellensignal mit einer Frequenz von beispielsweise näherungsweise 24 GHz mit der vorgegebenen Phasenlage sein.
Das Sendesignal Tx:
weist zu jedem Zeitpunkt die bestimmte bekannte Phasenlage auf.
Bei der folgenden Berechnung der Phasenverschiebung bzw. der Phasenverzögerung zwischen dem Sendesignal Tx und dem Reflexionssignal Rx sollen die Amplituden nicht weiter betrachtet werden.
Das Sendesignal Tx läuft als Freiraum-Sendewelle 18a zum Target 12, wird am Target 12 reflektiert und läuft als Freiraum-Reflexionswelle 22a zurück und tritt als
Reflexionssignal Rx auf, welches neben der ursprünglichen Phasenlage 'Ψ aufgrund der Laufzeit tl der Freiraum-Sendewelle 18a und der Freiraum- Reflexionswelle 22a die zusätzliche Phasenverschiebung + ^ erfährt:
Figure imgf000020_0001
Die Phasenverschiebung Ψ bzw. Phasenverzögerung Ψ hängt vom Abstand D ab.
Die Phasenverzögerung Ψ ergibt sich zu: I · SF ■ bzw. zu:
Ψ = (2π/λ) 2D, wobei c die Lichtgeschwindigkeit und f die Frequenz bzw. λ die Wellenlänge des Sendesignals Tx sind.
Innerhalb des ersten Zeitintervalls tv1 soll ein erstes Sendesignal Tx1 mit der Phasenlage + Φ vorliegen:
Tx1 = a (mt * ψ )_
In diesem Betriebszustand liegt ein erstes Reflexionssignal Rx1 vor:
Rx1 = sin CiiiS' Hi- ψ
Die Mischung des Sendesignals Tx1 im Mischer 52 mit dem Empfangssignal Rx1 , die einer Multiplikation entsprechen soll, ergibt ein Mischsignal 54, aus dem nach einer Tiefpassfilterung das Signal TP mit der relativen Amplitude A1 entsteht:
A1 = Tx1 " Rx1 ~* Λ **-*· $}■ " Λ »*-*· -fr ψ- ') =
Ξ = [ces (— ψ)— {2®s£ 2 ψ ΐ
Im dritten Diagramm von Figur 3 ist dieses resultierende tiefpassgefilterte Signal TP nach der Mischung im Mischer 52 und der Mittelwertbildung im Integrator 56 gezeigt.
Am Ende des ersten Zeitintervalls tv1 erfolgt ein Umschalten der Phasenlage ψ des Sendesignals Tx von + auf - , das sich während eines zweiten Zeitintervalls tv2 demnach zu folgendem zweiten Sendesignal Tx2 ändert: Das erste Empfangssignal Rx1 , das noch ohne die geänderte Phasenlage φ zwischen dem Hohlleiter 14 und dem Target 12 unterwegs ist, wird nach wie vor durch die Beziehung:
Rx1 = sin (es · + φ beschrieben.
Die Mischung des zweiten Sendesignals Tx2 mit dem ersten Empfangssignal Rx1 führt in diesem Fall nur während der Laufzeit tl des ersten Sendesignals Tx1 vom Hohlleiter 14 zum Target 12 und wieder zurück zum Hohlleiter 14 zu einem Mischsignal 54, aus dem nach einer Tiefpassfilterung das Signal TP mit einer zweiten Amplitude A2 entsteht:
A2 = Tx2■ Rx1 -» stfl *st - } - *· ψ) =
- * [cos C— 2 - ψ;— e©s {lis& · ψ I
A2 = ^ « eos«C2$ ψ)
Die zweite Amplitude A2 des Mischsignals A2, liegt für die Impulsdauer PD vor, deren Dauer der Laufzeit tl entspricht und somit ein Maß für den Abstand D widerspiegelt. Beispielhaft ist angegeben, dass eine Impulsdauer PD=2D/c von 66 ps einem Abstand von 10 mm entspricht.
Aufgrund der Umschaltung der Phasenlage ψ des Sendesignals Tx zu Beginn des zweiten Zeitintervalls tv2 liegt während des gesamten zweiten Zeitintervalls tv2 das zweite Sendesignal Tx2 vor:
Figure imgf000023_0001
das aufgrund der Umschaltung die Phasenlage - ψ aufweist.
Nach der Impulsdauer PD ändert sich das erste Reflexionssignal Rx1 zu einem zweiten Reflexionssignal Rx2, das eine geänderte Phasenlage aufgrund der Änderung der Phasenlage des zweiten Sendesignals Tx2 aufweist:
Rx2 = sfa ψ · fs- .
Im weiteren Verlauf des zweiten Zeitintervalls tv2 ergibt die Mischung des zweiten Sendesignals Tx2 mit dem zweiten Reflexionssignal Rx2 ein Mischsignal 54, aus dem nach einer Tiefpassfilterung das Signal TP mit einer dritten Amplitude A3 entsteht:
A3 = Tx2 · Rx2 -» n ßi — - skii&s— φ - - ψ = * « { s {— — s (Sat— 2φ ψ ]
A3 = ■ ®α ρ
Die dritte Amplitude A3 ist gleich der ersten Amplitude A1 , da wieder ein quasistationärer Zustand ohne Signaltransienten vorliegt.
Am Ende des zweiten Zeitintervalls tv2 erfolgt wieder ein Umschalten der Phasenlage ·ψ des Sendesignals Tx, das dann wieder während des folgenden ersten Zeitintervalls tv1 vorliegen soll.
Rein prinzipiell kann eine andere Phasenänderung ψ als zuvor vorgegeben wer- den. Wie bereits erwähnt, soll gemäß einer Ausgestaltung vorgesehen sein, dass die Phasenänderung von - auf + erfolgt, sodass wieder das erste Sendesignal Tx1 vorliegt:
Tx1 = sin i ψ}.
Das zweite Reflexionssignal Rx2, das aufgrund der Laufzeit tl noch ohne die Auswirkungen der erneuten Phasenänderung vorliegt, wird nach wie vor durch die Beziehung:
Rx2 = du (mt— *· ψ') beschrieben.
Die Mischung des ersten Sendesignals Tx1 mit dem zweiten Reflexionssignal Rx2 führt während der Laufzeit tl der Freiraum-Sendewelle 18b vom Hohlleiter 14 zum Target 12 und wieder zurück zum Hohlleiter 14 zu einem Mischsignal 54, aus dem nach einer Tiefpassfilterung das Signal TP mit einer vierten Amplitude A4 entsteht:
A4 = Tx1 ■ Rx2 -» sbi öS- * } « sinfai* - * ψ-) = · [cos {+2φ— ψ)— ms (2m ff ]
A4 = ^ - «^Ι^—
Das vierte Ausgangssignal A4 liegt wieder für die Impulsdauer PD vor, deren Dauer der Laufzeit tl entspricht und somit ein Maß für den Abstand D widerspiegelt.
Folglich entstehen am Mischer 52 Impulse nur dann, wenn die Phasenzustandsän- derungen Argumentänderungen der cos-Funktion nach sich ziehen. Die Abwei- chungen können beim Übergang vom ersten zum zweiten Zeitintervall tv1 , tv2 und wieder beim darauf folgenden Übergang vom zweiten zum ersten Zeitintervall tv2, tv1 auftreten.
Somit ist beim Übergang vom ersten zum zweiten Zeitintervall tv1 , tv2 die Impulshöhe durch den Zusammenhang:
TP = - · C Ö^ -< gegeben, während der Übergang vom zweiten zum ersten Zeitintervall tv2, tv1 durch den Zusammenhang:
TP = - · s©s{2$— beschrieben wird.
Die Funktionsweise des erfindungsgemäßen Näherungssensors 10 wird weiterhin anhand der in den Figuren 4, 5 und 6 gezeigten tiefpassgefilterten Mischsignale TP als Funktion der Zeit t näher erläutert, die bei verschiedenen Abständen D und verschiedenen vorgegebenen Phasenwinkeln auftreten.
In den Figuren 4 - 6 sind jeweils wieder die zwei Zeitintervalle tv1 , tv2 eingetragen, deren Summe der Periodendauer des Taktsignals 48 entspricht.
Gemäß einer Ausgestaltung sollen die beiden Zeitintervalle tv1 , tv2 wieder gleich lang sein.
Gemäß einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung sollen die Zeitintervalle tv1 , tv2 periodisch auftreten. Die Periodendauer, welche der Summe der beiden Zeitintervalle tv1 , tv2 entspricht, kann zwischen beispielsweise wenigen Nanosekunden bis beispielsweise einigen 100 Nanosekunden liegen. Beispielsweise liegt die Periodendauer wieder bei 10 ns, entsprechend einer Taktfrequenz von 100 MHz. Unter der Voraussetzung, dass beide Zeitintervalle tv1 , tv2 gleich lang sind, beträgt dann jedes Zeitintervall 5 ns bzw. 5.000 ps. Das Umschaltsignal 44 legt die Phasenlage φ des Sendesignals Tx fest, die sich damit im 5 ns -Takt ändert, wobei eine Änderung der Phasenlage ψ des Sendesignals Tx vorzugsweise von + und wieder zurück auf - vorgesehen ist.
In den Figuren 4, 5 und 6 sind die Impulse 70a, 70b sowohl mit einer durchgezogenen Linie als auch strichliniert eingetragen. Die strichliniert eingetragenen Impulse 70a, 70b mit den kürzeren Impulsdauern PD entsprechen hierbei einem Abstand D, der um Lambda/2 geringer ist als der Abstand bei den durchgezogenen Linien.
Wie bereits erwähnt, soll gemäß einer Ausgestaltung vorgesehen sein, dass nur zwei sich periodisch wiederholende Zeitintervalle tv1 , tv2 vorgegeben sein sollen, die gemäß der ebenfalls bereits erwähnten weiteren bevorzugten Ausgestaltung zudem gleich lang sein sollen.
Aufgrund der dargelegten Zusammenhänge sind die relativen Amplituden A1 , A3 der Gleichanteile stets gleich groß und hängen nur von der Phasenverschiebung ψ ab. Bei einer anschließenden Integration des tiefpassgefilterten Signals TP müssen die leicht messbaren Gleichanteile weggelassen werden, damit der Abstand D korrekt ermittelt werden kann.
Die in den Figuren 4 - 6gezeigten Signalverläufe, entsprechend jeweils dem tiefpassgefilterten Signal TP, sind für unterschiedliche Kombinationen von Phasenlagen φ und für unterschiedliche Phasenverzögerungen ψ dargestellt. Neben den Bezeichnungen für die relativen Amplituden A1 , A2, A3, A4 sind jeweils die relativen Zahlenwerte angegeben.
Figur 4 zeigt das tiefpassgefilterte Signal TP für φ = π/4 und ψ = 0. Figur 5 zeigt das Signal TP für -φ = π/4 und φ = π/4. Generell gilt dieser gezeigte Signalverlauf für den Fall, dass die Phasenlage φ gleich der Phasenverschiebung ψ ist. Hierbei entsteht nur beim Wechsel vom ersten Zeitintervall tv1 auf das zweite Zeitintervall tv2 ein Impuls 70b, während beim Wechsel vom zweiten Zeitintervall tv2 zurück auf das erste Zeitintervall tv1 kein Impuls auftritt.
Gemäß einer Ausgestaltung ist deshalb vorgesehen, die Phasenlage φ von einem ersten Wert ± 1 auf einen anderen Wert ± 2 zu ändern, damit dieser Effekt vermieden wird.
Figur 6 zeigt das tiefpassgefilterte Signal TP für -ψ = π/4 und ψ = π/2.
In diesem Sonderfall sind die Anteile A1 und A3 null und die Impulsamplituden haben gleiche Werte allerdings mit unterschiedlichen Vorzeichen. Nach der Integration von TP würde ein Wert null resultieren, der keine Abstandsbestimmung zulässt. In diesem Fall muss die Phasenlage ± #3. durch ^ ^ ersetzt werden.
Das tiefpassgefilterte Signal TP wird der signalverarbeitenden Anordnung 60 zugeführt, die im Rahmen einer digitalen Signalverarbeitung die genaue Ermittlung des Abstands D ermöglicht. Hierzu wird das tiefpassgefilterte Signal TP zunächst von den Gleichanteilen mit den relativen Amplituden A1 , A3, deren Höhe stets gleich ist, befreit und anschließend integriert, sodass eine Mittelwertbildung der Impulsdauern PD erfolgt, welche die Phasenverschiebung ψ und damit den Abstand D widerspiegeln. Die Integration bzw. Mittelwertbildung gleicht sporadische Messwertschwankungen aus.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung ist vorgesehen, dass die erfindungsgemäße Ermittlung des Abstands D, die in Bezug auf den maximalen erfassbaren Abstand D eindeutig ist, zur Grob-Messung des erfindungsgemäßen Näherungssensors 10 herangezogen wird. Mit dieser Maßnahme kann Eindeutigkeit erreicht werden, wenn eine hochaufgelöste Erfassung des Abstands D vorgesehen ist, die jedoch in Bezug auf den maximalen erfassbaren Abstand D zu einem mehrdeutigen, mit der halben Wellenlänge des Sendesignals Tx sich periodisch wiederholenden Messergebnis führen würde. Als hoch aufgelöstes Verfahren zur Ermittlung des Abstands kann beispielsweise die im Stand der Technik gemäß der nicht veröf- fentlichten internationalen Anmeldung PCT/DE2013/00034 beschriebene Messung herangezogen werden, die auf einer Ermittlung des Reflexionsfaktors beruht. Die erfindungsgemäß vorgesehene Vorgehensweise zur Ermittlung des Abstands kann die im genannten Stand der Technik beschriebene Grob-Messung bzw. Grob- Kalibrierung ersetzen.

Claims

Ansprüche
1. Näherungssensor zur Ermittlung des Abstands (D) eines Targets (12) vom Näherungssensor (10), wobei der Näherungssensor (10) ein Sendesignal (Tx) als Freifeld-Sendewelle (18b) abstrahlt, die am Target (12) reflektiert wird und als Freifeld-Reflexionswelle (22a) vom Näherungssensor (10) als Reflexionssignal (Rx) empfangen wird, wobei die Ermittlung des Abstands (D) aus der Phasenlage des Reflexionssignals (Rx) in Bezug zur Phasenlage ) des Sendesignals (Tx) vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, dass eine Umschaltung der Phasenlage {$) des Sendesignals (Tx) in zeitlicher Folge vorgesehen ist.
2. Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass eine periodische Umschaltung der Phasenlage ($) des Sendesignals (Tx) vorgesehen ist.
3. Näherungssensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Periodendauer der periodischen Umschaltung der Phasenlage (#) des Sendesignals (Tx) zwischen 500 Nanosekunden und 1 Nanosekunde liegt.
4. Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenlage %ψ) des Sendesignals (Tx) auf + $ und - ψ abwechselnd festgelegt ist.
5. Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass zur Umschaltung der Phasenlage des Sendesignals (Tx) ein Phasenschie- ber (42) vorgesehen ist.
Näherungssensor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasenschieber (42) mittels umschaltbarer Leitungsstücke realisiert ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz des Sendesignals (Tx) in einem Bereich von 1 GHz - 30 GHz liegt. 8. Näherungssensor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die
Frequenz des Sendesignals (Tx) bei 24 GHz liegt.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass zur Abstrahlung der Freifeld-Sendewelle (18a) ein Hohlleiter (14) vorgesehen ist.
Näherungssensor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Sendesignal (Tx) im Hohlleiter (14) als Hohlleiter-Sendewelle (18a) geführt ist, dass die Einkopplung des Sendesignals (Tx) als Hohlleiter-Sendewelle (18a) in den Hohlleiter (14) mit einem Wellenmode vorgesehen ist, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle (18a) an der Apertur (20) am vorderen Ende des Hohlleiters (14) in die Freiraum-Sendewelle (18b) und zur Propagierung der Freiraum-Sendewelle (18b) zum Target (12) führt.
Näherungssensor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass als Wellenmode bei einem kreiszylindrischen Hohlleiter (14) der TE11 - Wellenmode vorgesehen ist.
12. Näherungssensor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass zur Festlegung des Wellenmodes der Hohlleiter-Sendewelle (18a) im Hohlleiter (14) wenigstens ein Wellentypwandler (16) vorgesehen ist. Näherungssensor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Hohlleiter (14) kreiszylindrisch ausgestaltet ist.
Näherungssensor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass an der Apertur (20) am vorderen Ende des Hohlleiters (14) ein dielektrisches Fenster (30) vorgesehen ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass ein Mischer (52) zur Mischung des Sendesignals (Tx) mit dem Reflexionssignal (Rx) vorgesehen ist, der ein Mischsignal (54) zur Verfügung stellt.
Näherungssensor nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass ein Tiefpassfilter (56) zur Filterung des Mischsignals (54) vorgesehen ist.
Verfahren zum Betreiben des Näherungssensors (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Mischung des Sendesignals (Tx) mit dem Reflexionssignal (Rx) durch eine Multiplikation der beiden Signale (Tx, Rx) erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenlage (φ) des Sendesignals (Tx) in Abhängigkeit vom Abstand (D) von ± i auf ±φΐ geändert wird.
Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass das Mischsignal (54) tiefpassgefiltert wird und dass das tiefpassgefilterte Mittelwertsignal (TP) von quasistationären Gleichanteilen zwischen Impulsen (70a, 70b) befreit wird und das resultierende Signal als Maß für den Abstand (D) gewertet wird.
Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass eine Integra- tion des resultierenden Signals vorgesehen ist und dass das Integrationsergebnis als Maß für den Abstand (D) gewertet wird.
Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der ermittelte Abstand (D) zur Grob-Messung des Näherungssensors (10) herangezogen und eine Mehrdeutigkeit bei einer höher aufgelösten Ermittlung des AbStands (D) nach einem anderen Verfahren beseitigt wird.
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