WO2016101940A1 - Näherungssensor und verfahren zur messung des abstands eines targets - Google Patents

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WO2016101940A1
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waveguide
transmission
reflection
distance
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Sorin Fericean
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Balluff Gmbh
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    • H01Q13/06—Waveguide mouths

Definitions

  • the invention is based on a proximity sensor and a method for measuring the distance of a target according to the type of the independent
  • Resonance frequency of a cavity resonator based.
  • the resonator is formed from the resonator housing and the target to be detected.
  • the physical resonator length is composed of the length of the resonator housing and the distance to the target. If a minimum size of the target to be detected is exceeded, the resonance frequency is directly linked to the length of the resonator, from which it is possible to deduce the target distance.
  • the exact relationship between resonator length and resonant frequency depends on the field distribution and thus on the waveguide wave mode used.
  • the decisive factor in the design is the electrical permittivity of the waveguide filling. If this value increases, on the one hand both the overall length of the resonator and the required cross-section are reduced. On the other hand, as the permittivity increases, so does the
  • a metallized dielectric is provided as resonator rear wall, on which the evaluation electronics are located on the outside.
  • a coplanar slot coupling or a microstrip line is proposed.
  • the coupling by means of microstrip line is especially helpful if the evaluation electronics to be mounted remotely from the resonator, for example, for reasons of thermal decoupling.
  • either one or two coupling points can be realized, depending on whether the resonator in
  • the evaluation electronics contains an adjustable oscillator whose frequency is tuned in a linear manner within a certain bandwidth and the resulting reflection or transmission factor of the resonator is observed. In the vicinity of a resonant frequency, these factors have large variations that systematically change
  • the derivative of the frequency can be obtained by means of a derivative with respect to time. If the second derivative thus obtained exceeds a predetermined threshold, a resonance is detected and the frequency is no longer detuned but held constant and its current value is determined by means of a frequency counter.
  • EP 1 000 314 B1 proposes a concept based on a closed-phase-locked loop (PLL).
  • the setpoint frequency is specified via a direct digital synthesizer (DOS) as the reference variable of the PLL. If the detection circuit detects a resonance, the frequency is determined by the settings of the digital synthesizer immediately known, reducing the cycle time of a
  • DOS direct digital synthesizer
  • Distance range immediately specifies the required bandwidth of the operating frequency.
  • the usable bandwidth is fixed and thus the distance range.
  • the complex natural frequency moves away from the ⁇ -axis, which means that no more singularity can be traversed when the oscillator is detuned.
  • the limited range is additionally due to the choice of the TE01 wave mode used, since the field distribution around the waveguide in this case has predominantly evanescent waves, which decay rapidly with increasing distance.
  • a groove guide is understood as meaning a waveguide which contains two opposing plates into which a notch of rectangular cross-section is respectively introduced in the propagation direction of the waves. The entire arrangement is symmetrical with respect to a plane whose normal with the
  • the notch is no longer straight, but circular introduced for the realization of a resonator, so that a circular conductor loop is formed.
  • a resonance occurs if and only if an integer multiple of the guided wavelength just corresponds to the circumference of the conductor. Since the guided wavelength is a function of the plate spacing and the frequency, the resonance condition can be within a certain range
  • the oscillator is excited by means of a Gunn element, causing the oscillator to oscillate at its natural frequency.
  • the frequency is then determined by a heterodyne system in which the down-converted natural frequency is fed to a frequency counter.
  • the distance sensor described has a large size, since the diameter of the resonator must be chosen to be relatively large in order to keep the radiation losses in the radial direction small.
  • the diameter of the described resonator is for operation between 8 - 12 GHz 60 mm with a plate size of 200 mm x 200 mm.
  • the measuring range achieved ranges from 13 to 15 mm. If the plate spacing is further increased, higher wave modes can occur in the considered frequency range, which results in ambiguity.
  • the distance sensor includes a high frequency line connected to an oscillator and to a reflectance measuring device.
  • the position of the work spindle relative to the high-frequency line influences the reflection behavior, so that it is possible to deduce the distance from the determined reflection factor.
  • the high-frequency line is realized, for example, as a microstrip line made of flexible material, which is adhesively secured to the surface of the stationary part of the machine tool.
  • a high-frequency transmission signal provided by an oscillator is coupled into the high-frequency line.
  • a part of the transmission signal is decoupled from a first directional coupler and fed to a first power detector.
  • the majority of the transmission signal is fed into the high-frequency line after passing through a second directional coupler.
  • the reflected back from the target reflection signal is superimposed on the
  • a part of the reflection signal is decoupled from the second directional coupler and fed to a second power detector.
  • Power detectors are connected to an evaluation unit, which determines the ratio of the two powers, that is, the reflection factor and outputs, from which a measure of the distance of the target can be specified.
  • Displacement of the resonant frequency of the dielectric resonator result.
  • the determination of the distance of the target can then additionally or alternatively be based on the evaluation of the frequency change.
  • the described proximity sensor includes a microwave oscillator which provides as an output signal a transmission wave which the proximity sensor radiates toward the target as a free space transmission wave which reflects the target, which is electrically conductive or has at least one electrically conductive surface, as a free space reflection wave and the proximity sensor receives as a reflection wave.
  • the described proximity sensor is characterized in that the transmission wave is guided in a waveguide as a waveguide transmission wave, that the coupling of the transmission wave is provided in the waveguide with a wave mode, which is used to replace the waveguide transmission wave at the aperture at the front end of
  • Waveguide leads into the free space transmission wave and to propagate the free space transmission wave to the target.
  • a high-resolution measurement and a lower-resolution measurement can be performed to obtain uniqueness over a greater distance. For larger distances, an ambiguity of the phase angle of the complex reflection factor occurs.
  • Determining the distance from the phase of the reflection factor is therefore provided taking into account the amount of the reflection factor, if there is ambiguity in the phase of the reflection factor within the predetermined measuring range.
  • septum polarizer which enables a separation of electromagnetic waves running in a waveguide.
  • the septum is located at the rear end of the waveguide with respect to the aperture, in FIG.
  • Propagation direction of the waves oriented electrically conductive partition Propagation direction of the waves oriented electrically conductive partition.
  • the front boundary line of the septum has a side view
  • the specially designed front boundary line of the septum causes two orthogonal TE1 1 wave modes are excited in a circular cylindrical waveguide, which are aligned so that the E field of one wave mode perpendicular to the septum and the E field of the other wave mode parallel Aligned septum. Assuming that the septum is thin, the septum wave mode perpendicular to the septum will not be affected by the septum, whereas the phase velocity of the wave mode parallel to the septum will be affected by the anterior
  • Boundary line of the septum can be influenced.
  • the step-shaped boundary line for example, is selected in such a way that the two wave modes have a phase shift of 90 degrees, whereby their superimposition results in a circularly polarized wave. Because the vertical
  • the invention is based on the object, a proximity sensor and a
  • Specify detection range which are also almost independent of the permeability of the metallic target to be detected and allow the determination of the distance with different methods.
  • the invention is based on a proximity sensor for measuring the distance of a target from the proximity sensor.
  • the proximity sensor includes a
  • a microwave oscillator which provides as an output signal a transmission wave which the proximity sensor radiates toward the target as a free space transmission wave which reflects the target, which is electrically conductive or has at least one electrically conductive surface, as a free space reflection wave and the proximity sensor receives as a reflection wave wherein a determination of the distance from the transmission shaft and the reflection wave is provided.
  • Transmission wave is guided in a waveguide as a waveguide transmission wave.
  • Coupling of the transmission wave in the waveguide is provided with a wave mode, which leads to the replacement of the waveguide transmission wave at the aperture at the front end of the waveguide in the free space transmission wave and propagate the free space transmission wave to the target.
  • Proximity sensor is characterized in that in the waveguide a transmission path for guiding the transmission shaft as a waveguide transmission wave and at least one of the transmission path electromagnetically decoupled receiving path for guiding the reflection wave are provided as a waveguide reflection wave.
  • Transmission factor is calculated from the ratio of reflection wave in the reception path to transmission wave in the transmission path. Generally determined the
  • the transmission factor is a variable which can be measured as a function of the distance of the target since this describes the signal path which is defined by the transmission path in the Waveguide, the running distance to the target and back and the
  • Receiving path is formed in the waveguide.
  • the sensor head can be designed such that the transmit and receive paths are separated up to the active area of the sensor, whereby the transmission factor becomes zero when the target is completely on the active area. In this case, the target interrupts the signal path between the transmit and receive paths, whereas the reflection factor becomes maximum.
  • transmit and receive paths can be merged before the active area, whereby the absolute value maximum can be shifted to smaller distance values.
  • the proximity sensor according to the invention offers, for example, inductive proximity sensors a considerably wider measuring range, which can be greater by up to a factor of 10, and a larger linearity range.
  • proximity sensor With the proximity sensor according to the invention, very small distances in the range of zero to a few centimeters can be detected, for example, with respect to a proximity sensor according to the standard radar principle, which inherently has a blind range from zero to a minimum distance.
  • the proximity sensor according to the invention easily adopts the applicable EMC regulations.
  • Another significant advantage of the proximity sensor according to the invention is that the measurement result is largely independent of the permeability of the target.
  • Proximity sensors can be realized.
  • the embodiment of the proximity sensor according to the invention with a waveguide, in which the coupling of the transmission wave is provided with a wave mode, for the replacement of the waveguide transmission wave at the aperture at the front end of the waveguide in a free space transmission wave and to propagate the free space transmission wave to the target leads on the one hand to influence the
  • Proximity sensors are each objects of dependent
  • Reception path has separate waveguide.
  • the waveguide modes of both waveguides are identical and the transmission wave leads in this embodiment to a propagating wave in the free space.
  • For the Send wave is the one waveguide available, while for the
  • Another embodiment provides that the two mutually separate decoupled paths are realized by a circularly polarized waveguide transmission wave and in the other direction circularly polarized waveguide reflection wave.
  • the rotation of the polarization direction of the free-field transmission wave takes place on the electrically conductive surface of the target.
  • the waveguide transmission wave is, for example, a right- or left-handed circularly polarized wave
  • the waveguide reflection wave is a left- or right-handed circularly polarized wave. Both wave types are created by rotation of the TE1 1 waveguide around the axis of the waveguide.
  • the considered sensor head is a so-called aperture radiator.
  • the aperture of the radiator corresponds to the active surface of the sensor head. According to the antenna theory, the ability of an aperture radiator to be able to radiate and receive electromagnetic energy selectively in a spatial direction, directly by the size of the aperture and thus the active surface of the
  • Waveguide reflection wave is provided a Septumpolarisator.
  • the previously described Septumspolarisator can be used as a planar structure in a manufactured photolithographic process and thus be integrated directly on a circuit board electronics within the waveguide.
  • the waveguide can be designed such that the course of the
  • Transmission factor qualitatively corresponds to the reflection factor. This case offers the advantage that only the evaluation of the transmission factor
  • a propagating free-space transmission wave is achieved with the comparatively simple excitation of a circular-cylindrical waveguide associated TE11 -Wellenmodes the waveguide transmission wave.
  • the waveguide can in principle be designed rectangular or circular cylindrical.
  • An advantageous embodiment provides that the waveguide is designed circular cylindrical.
  • a dielectric window is arranged at the aperture at the front end of the waveguide.
  • the dielectric window prevents the ingress of dirt into the waveguide.
  • the entire waveguide can be filled with a dielectric material. With this measure, it is possible to fix a preferably existing Wellentypwandler directly in the waveguide. The coupling of the transmission wave in the waveguide with a predetermined
  • Wave mode is most easily achieved with a mode converter that converts the line transmit wave into the waveguide transmit wave.
  • a mode converter that converts the line transmit wave into the waveguide transmit wave.
  • a circularly polarized waveguide transmission wave can be provided and a circularly polarized waveguide reflection wave can be coupled out.
  • Reflection factor is a quadrature mixer or alternatively the 6-port technology due to the availability as a ready technical solutions to use particularly advantageous.
  • the inventive method for measuring the distance of a target provides that an output signal of a microwave oscillator is provided as a transmission wave, which is radiated toward the target as a free-space transmission wave, which from the target, which is electrically conductive or at least one electrically conductive surface is reflected as a free-space reflection wave and is received as a reflection wave, the distance from the transmission wave and the reflection wave is determined, wherein the transmission wave is guided in a waveguide as a waveguide transmission wave and wherein the coupling of the transmission wave in the waveguide with a wave mode made to replace the waveguide transmission wave at the aperture at the front end of the
  • Waveguide leads into the free space transmission wave and to propagate the free space transmission wave to the target.
  • the inventive method is characterized in that in the waveguide in a transmission path, the transmission wave as a waveguide transmission wave and in at least one of the transmission path electromagnetically decoupled receive path, the reflection wave are guided as a waveguide reflection wave.
  • the method according to the invention may also be referred to as a method for operating the proximity sensor according to the invention. Therefore, the advantages already presented for the proximity sensor according to the invention are also present in the method according to the invention.
  • Another advantageous embodiment of the method according to the invention provides that in addition to the reflection factor, the transmission factor is taken to determine the distance. This is a plausibility of the
  • the wave mode of a circular cylindrical waveguide associated TE1 1-mode is provided.
  • the inventive method allows the determination of the distance at only one frequency of the transmission wave and only one predetermined wave mode.
  • An alternative or additional embodiment provides that, to determine the distance, a tuning of the microwave oscillator is performed alternately to at least two different frequencies of the transmission wave. So that can the determination of the distance at at least two different frequencies of the transmission wave and a single wave mode are made.
  • Waveguide alternately to the first wave mode at least a second
  • Wave mode is provided.
  • At least one such further wave mode is provided, which leads to a predominantly evanescent field distribution in front of the waveguide, which differs significantly from the propagating free space transmission wave, so that the difference is as large as possible.
  • Particularly suitable for this purpose is the circular cylindrical waveguide associated TM01 mode.
  • the determination of the distance in at least two different ways is possible, so that on the
  • a direct measure of the distance of the target from the aperture of the waveguide is obtained by means of a retroactive calculation of the determined reflection factor from the transmission wave and the reflection wave to the reflection factor occurring at the aperture of the waveguide.
  • the recalculation preferably takes place with a conformal image which is angle-preserving so that the essential phase information is not lost.
  • Determining the distance from the phase of the reflection factor can be obtained from the amount of the reflection factor, if within the given measurement range ambiguity of the phase of the reflection factor is present.
  • the distance is provided as an analog signal.
  • a switching signal is provided which signals that a certain distance has been exceeded or fallen short of.
  • FIG. 1 shows a sketch of a proximity sensor according to the invention
  • Figure 2a shows a diagram of the electric field strength in a cross section of a
  • FIG. 2b schematically shows a resulting field strength distribution in the waveguide and in the free field in an excitation according to FIG. 2a
  • FIG. 3 a shows a diagram of the electric field strength in a cross section of a waveguide at a second excitation
  • FIG. 3b schematically shows a resulting field strength distribution in the waveguide and in the free field in an excitation according to FIG. 3a
  • FIG. 4a shows a block diagram of a signal processing system
  • FIG. 4b shows a block diagram of a quadrature mixer
  • FIG. 4c shows a block diagram of a 6-port technique
  • FIG. 5a shows an amount of a measured complex reflection factor.
  • FIG. 5b shows a phase angle of a measured complex
  • FIG. 6a shows an amount of a measured complex reflection factor after a conformal mapping
  • Figure 6b shows a phase angle of a measured complex reflection factor after a conformal mapping
  • Figure 7 shows a measured reflection factor at two different
  • Figure 8 shows decoupled signal paths in a waveguide, wherein a
  • FIG. 9 shows a field distribution in the two paths
  • FIG. 10 shows a waveguide in which the decoupling of the signal paths takes place by means of circularly polarized waves
  • Figure 11 shows a plan view of the aperture of the waveguide with a
  • Figure 12 shows a plan view of the target whose distance is to be measured, with a registered free-field transmission wave and a registered free-field reflection wave.
  • Figure 1 shows a sketch of a proximity sensor 10 according to the prior art according to the non-prepublished published patent application
  • PCT / DE2013 / 000342 which detects the distance D between the proximity sensor 10 and a target 12.
  • the known arrangement serves as a basis for the following description, which however equally characterizes the proximity sensor according to the invention.
  • the structural differences between the known arrangement and the proximity sensor according to the invention will be pointed out in connection with the description of the arrangements shown in FIGS. 8-12.
  • a signal processing arrangement 14 provides a transmission wave 16, which in a high-frequency line 18 as line transmission wave 16 a to a
  • QTEM Conducted two-wire wave mode
  • the waveguide 22 has a predetermined cross section, which may be, for example, rectangular or circular cylindrical. If necessary, a
  • the excited waveguide transmission wave 16b propagates in the waveguide 22, reaches an opening or aperture 26 at the front end of the waveguide 22 and determines the field distribution in the region of the aperture 26.
  • the waveguide transmission wave 16b running in the waveguide 22 whose wavefronts are sketched in FIG. 1 occurs at the aperture 26 of the waveguide 22 as a radiated dominant free-space transmission wave 16c, from which the wavefronts likewise are sketched.
  • the aperture 26 of the waveguide 22 corresponds to the active surface of the proximity sensor 10.
  • the waveguide 22 may be at its aperture 26 at the front end
  • the dielectric window 28 prevents the penetration of dirt into the waveguide 22.
  • the material used for the dielectric window 28 are dielectric materials which have the lowest possible transmission loss for the waveguide transmission wave 16b.
  • Suitable materials include Teflon or alumina.
  • Selection criterion plays the role of the electrical permittivity of the material a role, since this size in addition to the diameter d enters directly into the resulting characteristic impedance of the waveguide wave modes.
  • the characteristic impedance ZHL Sr of a waveguide filled with dielectric results from the characteristic impedance ⁇ _ ⁇ of the unfilled waveguide:
  • the waveguide 22, optionally including the wave-type converter 20 may be filled with the dielectric.
  • This embodiment proves to be particularly advantageous because in this way the mode converter 20 can be mechanically fixed in the waveguide 22.
  • FIG. 1 shows the embodiment in which the wave-type converter 20 is viewed in the direction of the transmission wave 16 presentation technical reasons outside the waveguide 22 is positioned.
  • the radiated free-space transmission wave 16c impinges on the target 12, which is located in the specific distance D in front of the aperture 26 of the waveguide 22.
  • the proximity sensor 10 determines and provides a measure of the
  • the target 12 which is either made entirely of an electrically conductive material or has at least one surface made of an electrically conductive material, reflects the free-space transmission wave 16c running outside the waveguide 22, so that a reflection wave 30 occurs which initially takes the form of a free-space wave. Reflection wave 30a is present, from the in FIG.
  • Wave fronts are outlined.
  • the free-space reflection wave 30a passes through the aperture 26 back into the waveguide 22, in which the reflection wave 30 is present as a waveguide reflection wave 30b, again the wavefronts of
  • Waveguide reflection wave 30b are outlined.
  • the waveguide reflection wave 30b is converted in the wave type converter 20 in a line reflection wave 30c and passes as a reflection wave 30 in the
  • Section can be assigned to an input impedance ⁇ - ⁇ , Z2, Z3 or a reflection factor ⁇ - ⁇ , ⁇ 2, ⁇ 3.
  • a measure of the distance D can be determined.
  • represents a function of the known frequency of the transmission shaft 16 is an initially ambiguous measure of the distance D.
  • the first impedance Zi or the first reflection factor ⁇ occurs at the aperture 26 of the waveguide 22. Furthermore, it is assumed that there is air in the free space whose characteristic impedance is at least approximately 377 ohms. Instead of air, however, it is also possible to provide another medium, for example a dielectric wall, in which case the characteristic impedance changes accordingly.
  • Waveguide 22 concretely as a measurement of the first reflection factor ⁇ would be technically very complicated.
  • the third reflection factor ⁇ 3 at the beginning of the high frequency line 18 at the position of the signal processing device 14 is measured.
  • the essential advantage is that the measurement can be carried out within the signal-processing arrangement 14.
  • the line sections 32, 34, 36 are by the dependent on the distance D free space, the waveguide 22 and the high-frequency line 18, neglecting the
  • Wave type converter 20 is formed.
  • Each line section 32, 34, 36 has a specific characteristic impedance, an (input) impedance ⁇ - ⁇ , Z2, Z3 and an (input) reflection factor ⁇ - ⁇ , ⁇ 2, ⁇ 3.
  • the reflection factors ⁇ , ⁇ 2, ⁇ 3 are each related to the characteristic impedance of the corresponding section 32, 34, 36.
  • results from the (input) impedance Zi, which is determined looking at the aperture 26 of the waveguide 22 in the direction of the target 12, and the characteristic impedance of the free space.
  • the phase of the first reflection factor ⁇ 1 has a
  • the next line section 34 which corresponds to the waveguide 22, transforms the impedance Z1 into the impedance Z2.
  • Line section 36 the high-frequency line 18, which in turn is caused by a transformation of Z2.
  • the reflection factor ⁇ is a complex quantity defined as the quotient of the reflection wave 30 and the transmission wave 16 passing through the same gate.
  • the reflection factor ⁇ 1 can be determined, for example, by the following relationship according to a conformal mapping, where Z ref is a normalization impedance that is described later
  • Coarse calibration can be determined:
  • Embodiment as little as possible evanescent contributions of the free space transmission shaft 16c in the area in front of the aperture 26 of the waveguide 22 may be present, as they decay quickly with increasing distance and deliver even at a small distance D only a small contribution to the field distribution. It is therefore provided that, for the determination of the distance D, the free-space transmission wave 16c at least at times has a dominating contribution of a
  • Direction of the target 12 has propagating plane wave.
  • the field distribution in the aperture 26 is predetermined by the wave mode distribution in the waveguide 22. Therefore, a wave mode is excited which leads explicitly predominantly to a free-space transmission wave 16 c propagating in the direction of the target 12.
  • the waveguide transmission wave 16b should accordingly pass with as few reflections on the aperture 26 into the free-field transmission wave 16c.
  • both the characteristic impedance of the wave waveguide mode as possible correspond to the wave resistance of the free space and its field distribution as possible that of a plane wave. These conditions can be met, for example, by the fundamental wave mode of a rectangular or circular cylindrical waveguide 22.
  • the waveguide 22nd is preferably realized as a circular cylindrical waveguide 22 with preferably a circular cross-section.
  • a freely selectable other cross-section of the waveguide 22, for example a rectangular cross-section can also be provided in principle.
  • FIGS. 2a-3b show two different field distributions using the example of a circular-cylindrical waveguide 22.
  • the field distributions are by a monomodal excitation in a circular cylindrical waveguide 22.
  • Waveguides 22 were created.
  • Figure 2a shows an excitation 40 in a circular cylindrical waveguide
  • Field distribution 44 in the free space in front of the aperture 26 of the waveguide 22 are shown in a plan view in Figure 2b.
  • the excitation in the TE 11 mode leads predominantly to a desired free-space transmission wave 16 c propagating in the direction of the target 12.
  • Such a propagating free-space transmission wave 16c should be provided by the proximity sensor 10 at least temporarily.
  • FIG. 3a shows a second excitation in the TM01 mode associated with a circular-cylindrical waveguide.
  • the electric field strength 46 is sketched in a cross section of the waveguide 22, whose amount and direction are symbolized by the registered triangles.
  • the corresponding second field distribution 48 within the waveguide 22 and second field distribution 50 in the free space in front of the aperture 26 of the waveguide 22 are in Figure 3b shown in a plan view.
  • the excitation in the TM01 mode leads to a predominantly evanescent field distribution 50 in the free space in front of the aperture 26.
  • the determination of the reflection factor ⁇ , in particular of the third reflection factor ⁇ 3, takes place in the signal-processing arrangement 14, the block diagram of which is shown in FIG. 4a.
  • the signal processing arrangement 14 whose components can be arranged according to an advantageous embodiment in the rear end of the waveguide 22, includes a microwave oscillator 52, the output signal 54 are provided both a directional coupler 56 and a quadrature mixer 58 are available.
  • the directional coupler 56 passes the output 54 of the
  • Microwave oscillator 52 via the high-frequency line 18 on to the
  • Wave type converter 20 Further, the directional coupler 56 couples the reflection wave 30 and passes a reflection signal 60 corresponding to the reflection wave 30 to the quadrature mixer 58.
  • a switch 62 is provided.
  • the switch 62 allows switching from a first frequency of the output 54 of the
  • Microwave oscillator 52 to at least one other frequency.
  • the transmission shaft 16 is separated from the reflection wave 30.
  • the directional coupler 56 may be implemented in planar line technology, for example in microstrip technology.
  • the reflection factor ⁇ in particular the third reflection factor ⁇ 3, on the basis of the separated waves 16, 30, for example by means of
  • Quadrature mixture in the quadrature mixer 58 are determined.
  • FIG. 4b A block diagram of the quadrature mixer 58 is shown in Figure 4b.
  • Quadrature mixer 58 forms by mixing the reflection wave 30 with the
  • Transmission wave 16 an in-phase and a quadrature I, Q.
  • Quadrature mixing allows the determination of real and imaginary part of the complex envelope of the signal to be analyzed, here the reflection signal 60 with respect to amplitude and phase of the reference signal, here the
  • An alternative option for determining the reflection factor ⁇ is the 6-port technique.
  • An implementation example of the 6-port technique is shown in FIG. 4c.
  • the 6-port technique also provides the in-phase and quadrature components I, Q.
  • a further alternative possibility for determining the reflection factor ⁇ is possible within the scope of a measurement of the standing ripple along line sections.
  • Both components I, Q are supplied to a calculation unit 64, which determines therefrom the complex reflection factor ⁇ , in particular the third reflection factor ⁇ 3, and preferably takes on a calibration described below and a measurement value evaluation.
  • the calculation unit 64 preferably also contains the conformal mapping 38 for transforming the complex third reflection factor ⁇ 3 into the first complex reflection factor ⁇
  • An output signal 66 of the calculation unit 64 can be evaluated directly as a measure of the distance D.
  • the proximity sensor 10 of the microwave oscillator 52, the Wellentypwandler 20, the directional coupler 56, the quadrature mixer 58 and the computing unit 64 are arranged on a single board, which is made of high frequency suitable base material, such as glass fiber reinforced Teflon.
  • the conformal image 38 is provided, which images the first reflection factor ⁇ in the complex plane onto a spiral with the reference wave resistance as the center, corresponding to one
  • the first reflection factor ⁇ of a shorted line in the complex plane describes a spiral which is traversed with increasing distance from the short circuit towards the interior of the spiral.
  • the course of the third reflection factor ⁇ 3 describes a spiral in the complex reflection factor plane as a function of the distance D whose position results from the individual transformations.
  • Reflection factor ⁇ 3 in the usual polar coordinate representation a complicated course arise.
  • it is assumed to be simplifying be that the spiral lies completely in the first quadrant of the Cartesian reflection factor plane. Under this assumption follows for the angles of
  • Reflection factor ⁇ in polar coordinates a range of values from 0 to ⁇ 12. From the previously linearly decreasing with increasing distance D phase curve has now created a curve that increases without phase jumps in sections
  • FIG. 5a shows the magnitude of the third reflection factor ⁇ 3 before the conformal mapping and in FIG. 6a after the conformal mapping.
  • FIG. 5b shows the phase Ph ⁇ 1 of the third reflection factor ⁇ 3 before the conformal imaging and in FIG. 6b after the conformal imaging.
  • Reflection factor ⁇ 3 shown in a Smith chart, wherein two waveforms are shown, which apply to two different frequencies of the transmission shaft 16, between which by means of the switch 62 can be switched periodically.
  • Magnitude evaluation of the reflection factor ⁇ evaluated and thus eliminates the ambiguity of the pure phase evaluation. This evaluation is carried out successfully, since the conformal mapping 38 maps the magnitude of the determined first reflection factor ⁇ to a monotonously decreasing profile.
  • At least one coarse calibration but preferably a coarse and a fine calibration are provided according to an advantageous embodiment.
  • Measurement evaluation is provided for error compensation.
  • r ; ⁇ D ⁇ which eliminates the ambiguity of phase measurement.
  • the basis of both calibrations are measured values (reference values) of the complex reflection factor ⁇ 3, which are recorded and stored once after the sensor production along the detection range D.
  • the number of value pairs to be recorded is determined mainly by the accuracy of the sensor to be achieved.
  • the coarse calibration can be carried out, for example, as follows:
  • the starting value of the iteration is:
  • the wave-type converter 20 it is provided to configure the wave-type converter 20 in such a way that it directly performs an impedance transformation, whereby the conformal mapping can be greatly simplified or even completely eliminated.
  • the preferably additionally provided fine calibration can be carried out, for example, as follows:
  • the degree of the polynomial is in turn limited by the number of development points, which in this case are the measured reference points, but since any number of points can be recorded metrologically, one can also use
  • Interpolation polynomial can be found for any accuracy.
  • the purpose of this polynomial is to perform a coarse measurement of the distance D over the measured amount of the reflection factor ⁇ . This measurement only serves to determine the correct interval of the phase.
  • the nonlinearities in the phase characteristic occurring in practice despite conformal imaging are directly reflected in the expected accuracy in determining the distance D.
  • a downstream linearization is preferably carried out in the determination of the distance D.
  • Reference positions are determined by the sensor evaluation and the difference between the actual and setpoint is determined. All deviations of the phase along the detection range are again represented by a polynomial. Again, an arbitrarily high degree and thus any accuracy can be achieved by any number of measurement points.
  • the deviation from the exact phase can be determined during the actual determination of the distance D and the measurement result corrected.
  • Proximity sensor 10 provides a measure of absolute distances D and requires no reference during operation.
  • the reflection factor ⁇ and thus the distance D instead of at a predetermined frequency of the
  • Microwave oscillator 54 at least two different frequencies to determine. For switching between the frequencies of the switch 62 is provided which alternately the microwave oscillator 52 to provide the Output signal 54 with the first and with at least one other
  • a further advantageous embodiment provides that instead of a monomodal
  • Excitation additionally generates further wave modes in the waveguide 22 and the reflection factor ⁇ is determined at the different wave modes.
  • at least one further independent complex variable is obtained, which can be used to determine the distance D and / or to eliminate the ambiguity in the phase Ph ⁇ .
  • this training are several
  • both at least two different frequencies of the transmission wave 16 and at least two different wave modes can be used to determine the distance D.
  • the determined measure of the distance D corresponding to the output signal 66 can be provided as an analog signal.
  • the Output signal 66 are provided as a switching signal, which signals that a certain distance D is exceeded or fallen below.
  • Proximity sensor but apply in particular in the same way for the proximity sensor 10 according to the invention.
  • the proximity sensor 10 according to the invention differs from that of the
  • the waveguide transmission wave 16b is guided exclusively in the transmission path 80 and emitted at the aperture 26.
  • the clearance transmitting shaft 16 c is reflected on the target 12 and radiated from the target 12 as the clearance reflection wave 30 a toward the waveguide 22.
  • the free-space reflection wave 30a enters the reception path 82 of the waveguide 22.
  • Free space reflection wave 30a not only in the one receiving path 82, but also in the transmission path 80 passes, thus the transmission path 80 and receive path 82 is simultaneously. For the reception of the free-space reflection wave 30a, therefore, the entire aperture 26 of the waveguide 22 is available.
  • the wave-type converter 20 is configured in this embodiment such that it transforms the line transmission wave 16a on the one hand into the waveguide transmission wave 16b and the reflected wave in the transmission path 80 back into one
  • the mode converter 20 is shown in FIG.
  • Embodiment realized as a septum polarizer whose Wrkungmud has already been described in detail.
  • Transmittance factor tr between the received wave in the receive path 82 and the transmitted wave in the transmit path 80 can be determined. It is the
  • Reflection factor ⁇ defined by the quotient of reflected and transmitted wave at a gate and the transmission factor tr defined by the quotient of received and transmitted wave at two different gates.
  • the main advantage in the realization of the transmission path 80 and the electromagnetic path decoupled receiving path 82 in the waveguide 22 is that in addition to the reflection factor ⁇ or alternatively to the reflection factor ⁇ the transmission factor tr can be determined.
  • the decoupling between the transmitting path 80 and the receiving path 82 is effected by two separate waveguides in the waveguide 22, which can be provided by an electrically conductive dividing wall 84.
  • FIG. 9 shows a field distribution of the waveguide transmission wave 16b in the transmission path 80 and the waveguide reflection wave 30b in the reception path 82.
  • FIG. 10 shows an advantageous alternative embodiment of the waveguide 22 for implementing the transmit path 80 and the receive path 82 separated electromagnetically from the transmit path 80.
  • the entire volume of the waveguide 22 is for the waveguide transmit wave 16b as well as for the waveguide transmit wave 16b the waveguide reflection wave 30b available. Both the waveguide transmission wave 16b and the waveguide reflection wave 30b can utilize the entire aperture provided by the waveguide 22.
  • the separation into the transmit path 80 and the receive path 82 takes place in the region of a wave type converter 20 realized as a septum polarizer, wherein the paths 80, 82 are formed on the two sides of the septum polarizer.
  • Each signal path 80, 82 thus has the entire aperture 26 of the waveguide 22 available, so that the emission and reception properties of the waveguide 22 are optimized for a given outer diameter.
  • Figure 1 1 shows a plan view A - A 'on the aperture 26 of the waveguide 22, starting from the line A - A' in Figure 10.
  • the waveguide transmission shaft 16b is circularly polarized clockwise (viewing direction in FIG Wave propagation direction from behind on the shaft) and is emitted as a corresponding clockwise right circularly polarized free-space transmission shaft 16c.
  • FIG. 12 shows a plan view of the target 12, starting from the line B-B 'in FIG. 10. Due to the electrically conductive surface of the target 12, the right-handed circularly polarized free-space transmission wave 16c is reflected as a left-handed circularly polarized free-space wave 30a. Because of the mirror-inverted top view in Figure 12 with respect to Figure 1 1, the directions of rotation of the waves are shown opposite.
  • the left-handed circularly polarized free field reflection wave 30a continues to be present in the waveguide 22 as a counterclockwise circularly polarized waveguide reflection wave 30b.
  • the wave-type converter 22 is realized in the embodiment with circularly polarized waves, preferably as a Septumpolarisator. Im shown
  • Embodiment the realized as a Septumpolarisator Wellentypwandler 22 a step-shaped planar structure, preferably with a
  • Photolithographic process is manufactured and thus can be integrated directly on a board including other electronic components.
  • photolithographic process is manufactured and thus can be integrated directly on a board including other electronic components.
  • the significant advantage in the realization of electromagnetically decoupled signal paths 80, 82 is that, in addition to or as an alternative to the reflection factor ⁇ , the transmission factor tr can be detected, which is a variable measurable from the distance D to the target 12.
  • the transmission factor tr describes the signal path through the transmission path 80 in the waveguide 22, the path to the target 12 and back to the
  • Receiving path 82 is formed in the waveguide 22.
  • Transmittance factor tr can be influenced by the shaping of the waveguide within the waveguide 22. For example, the location of the
  • Amount maximum influenced by whether the transmit and receive paths 80, 82 are merged only at the active surface of the proximity sensor 10 or even within the circular cylindrical waveguide 22. If both paths 80, 82 separated from each other to the active surface, the transmission factor tr at the target distance null a zero.
  • the waveguide or sensor head can also be designed such that the magnitude maximum of the transmission factor tr occurs at the target distance zero, as is possible, for example, when using a septum polarizer and circularly polarized waves.
  • the waveguide 22 can thus be realized in such a way that the profile of the transmission factor tr qualitatively corresponds to that of the reflection factor ⁇ . This case has the considerable advantage that the determination of the distance D can be based solely on the determination of the transmission factor tr.

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Abstract

Die Erfindung betrifft einen Näherungssensor (10) und ein Verfahren zur Messung des Abstands (D) eines Targets (12). Der Näherungssensor (10) enthält einen Mikrowellenoszillator (52), der als Ausgangssignal (54) eine Sendewelle (16) bereitstellt, welche der Näherungssensor (10) in Richtung auf das Target (12) als Freiraum-Sendewelle (16c) abstrahlt, die das Target (12), welches elektrisch leitfähig ist oder zumindest eine elektrisch leitfähige Oberfläche aufweist, als Freiraum-Reflexionswelle (30a) reflektiert und der Näherungssensor (10) als Reflexionswelle (30) empfängt, wobei eine Ermittlung des Abstands (D) aus der Sendewelle (16) und der Reflexionswelle (30) vorgesehen ist. Die Sendewelle (16) ist in einem Hohlleiter (22) als Hohlleiter-Sendewelle (16b) geführt. Die Einkopplung der Sendewelle (16) in den Hohlleiter (22) ist mit einem Wellenmode vorgesehen ist, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle (16b) an der Apertur (26) am vorderen Ende des Hohlleiters (22) in die Freiraum-Sendewelle (16c) und zur Propagierung der Freiraum-Sendewelle (16c) zum Target (12) führt. Der erfindungsgemäße Näherungssensor (10) und das erfindungsgemäße Verfahren zeichnen sich dadurch aus, dass im Hohlleiter (22) ein Sendepfad (80) zur Führung der Sendewelle (16) als eine Hohlleiter-Sendewelle (16b) und wenigstens ein vom Sendepfad (80) elektromagnetisch entkoppelter Empfangspfad (82) zur Führung der Reflexionswelle (30) als eine Hohlleiter-Reflexionswelle (30b) vorgesehen sind.

Description

Titel
Näherunqssensor und Verfahren zur Messung des Abstands eines Targets
Die Erfindung geht aus von einem Näherungssensor und einem Verfahren zur Messung des Abstands eines Targets nach der Gattung der unabhängigen
Ansprüche.
Stand der Technik
In der Patentschrift EP 1 000 314 B1 wird eine kreiszylindrische
Abstandsmessvorrichtung beschrieben, die auf der Ermittlung der
Resonanzfrequenz eines Hohlraumresonators beruht. Der Resonator wird aus dem Resonatorgehäuse und dem zu detektierenden Target gebildet. Die physikalische Resonatorlänge setzt sich dabei aus der Länge des Resonatorgehäuses und dem Abstand zum Target zusammen. Wird eine Mindestgröße des zu detektierenden Targets überschritten, ist die Resonanzfrequenz unmittelbar mit der Länge des Resonators verknüpft, woraus auf den Targetabstand geschlossen werden kann. Die genaue Abhängigkeit zwischen Resonatorlänge und Resonanzfrequenz hängt von der vorliegenden Feldverteilung und somit vom verwendeten Hohlleiter- Wellenmode ab. Als entscheidender Faktor beim Entwurf geht dabei die elektrische Permittivität der Hohlleiterfüllung mit ein. Nimmt dieser Wert zu, verkleinern sich einerseits sowohl die Baulänge des Resonators als auch der benötigte Querschnitt. Andererseits verringert sich mit zunehmender Permittivität aber auch die
Reichweite der Abstandsmessvorrichtung.
Bei dem beschriebenen Konzept wird als Resonatorrückwand ein metallisiertes Dielektrikum vorgesehen, auf dem sich auf der Außenseite die Auswertelektronik befindet. Zur Ankopplung der Elektronik an den Resonator wird entweder eine koplanare Schlitzkopplung oder eine Mikrostreifenleitung vorgeschlagen. Die Einkopplung mittels Mikrostreifenleitung ist vor allem dann hilfreich, wenn die Auswertelektronik vom Resonator abgesetzt montiert werden soll, beispielsweise aus Gründen der thermischen Entkopplung. Zusätzlich können entweder ein oder zwei Koppelstellen realisiert werden, je nachdem, ob der Resonator im
Transmissions- oder im Reflexionsbetrieb verwendet werden soll.
Zur Bestimmung der Resonanzfrequenz enthält die Auswertelektronik einen einstellbaren Oszillator, dessen Frequenz innerhalb einer gewissen Bandbreite linear durchgestimmt und der resultierende Reflexions- oder Transmissionsfaktor des Resonators beobachtet wird. In der Umgebung einer Resonanzfrequenz weisen diese Faktoren starke Variationen auf, die sich systematisch durch
Differenzieren nach der Frequenz erkennen lassen. Da schaltungstechnisch durch die Ansteuerung ein linearer Zusammenhang zwischen Frequenz und Zeit besteht, kann die Ableitung nach der Frequenz mittels einer Ableitung nach der Zeit erhalten werden. Übersteigt die so gewonnene zweite Ableitung eine vorgegebene Schwelle, ist eine Resonanz erkannt und die Frequenz wird nicht weiter verstimmt, sondern konstant gehalten und ihr aktueller Wert mittels eines Frequenzzählers ermittelt.
Als alternativer Ansatz zur Frequenzbestimmung wird in der Patentschrift
EP 1 000 314 B1 ein Konzept auf Basis einer geschlossenen Phasenregelschleife (PLL) vorgeschlagen. Hierbei wird die Sollfrequenz über einen direkten digitalen Synthesizer (DOS) als Führungsgröße der PLL vorgegeben. Erkennt nun die Detektionsschaltung eine Resonanz, ist die Frequenz durch die Einstellungen des digitalen Synthesizers unmittelbar bekannt, wodurch die Zyklusdauer einer
Messung deutlich verkürzt werden kann.
Unabhängig davon, wie die Resonanzfrequenz ermittelt wird, ist bei diesem
Resonatorverfahren die Tatsache nachteilig, dass der zu erfassende
Abstandsbereich unmittelbar die benötigte Bandbreite der Betriebsfrequenz vorgibt. Für industrielle Sensoren ist die nutzbare Bandbreite fest vorgegeben und somit auch der Abstandsbereich.
Ungeachtet der zulässigen ISM-Bänder (Industrial, Scientific and Medical Band) wird ein Frequenzbereich für den Betrieb zwischen 1 - 100 GHz vorgeschlagen, wobei die Bandbreite ungefähr 2 GHz bzw. 10 % betragen soll. Zusätzlich erweist es sich als schwierig, mit diesem Resonatorkonzept große Abstandsbereiche realisieren zu können. Grund hierfür ist zum einen, dass bei größer werdenden Abständen die Änderungen der Resonanzfrequenz kleiner werden. Zusätzlich führt die kleiner werdende Güte des Resonators nur noch zu schwach ausgeprägten Minima in den Reflexions- oder Transmissionsfaktoren, wodurch die Detektion der zugehörigen Resonanzfrequenzen fehleranfällig wird. Dies ist ersichtlich, wenn die Lage der Resonanzfrequenz in der komplexen Frequenz-Ebene veranschaulicht wird. Mit abnehmender Güte entfernt sich die komplexe Eigenfrequenz von der ω- Achse, wodurch beim Verstimmen des Oszillators keine Singularität mehr durchlaufen werden kann. Die begrenzte Reichweite ist zusätzlich durch die Wahl des verwendeten TE01-Wellenmodes bedingt, da die Feldverteilung um den Hohlleiter in diesem Fall vorwiegend evaneszente Wellen aufweist, die schnell mit zunehmender Entfernung abklingen.
In dem Fachbeitrag von S. Bonerz, W. Bechteler, J. Greif,„Sensorsystem zur Überwachung der Werkzeugplananlage auf Basis von Keramikresonatoren und Hohlleiterstrukturen", ANSYS Conference and 29th CADFEM Users Meeting, 19. - 21. Oktober 2011 , wurde ein Verfahren vorgestellt, bei dem die Ermittlung eines Abstands eines Targets von einem Abstandssensor ebenfalls auf Grundlage eines Hohlleiterresonators basiert. Auch hier bestimmt der zu messende Abstand die Länge eines Resonators und somit dessen Resonanzfrequenz. Der verwendete Hohlleiter-Wellenmode ist hier der Grundmode TE1 1 eines kreiszylindrischen Hohlleiters. Die Resonanzfrequenz wird durch einen Frequenzsweep anhand einer Messung der aufgenommen Wirkleistung des Resonators ermittelt.
In dem Fachbeitrag von T. F. Bechteler, A. S. A. Bechteler, "The Groove-Guide Oscillator," IEEE Microwave Magazine, Vol. 12, No. 6, Seiten 1 10 - 1 19, Okt. 201 1 , ist ein Abstandsmessverfahren auf Grundlage eines sogenannten Groove-Guide Oscillators beschrieben, das ebenfalls einem Resonatorkonzept entspricht. Obwohl auch hier das Problem der Abstandsmessung auf die Ermittlung von
Eigenfrequenzen eines Resonators zurückgeführt wird, unterscheidet sich jedoch dieses System sowohl im Aufbau des Resonators als auch in der vorgeschlagenen Ermittlung der Resonanzfrequenz grundlegend von dem in der Patentschrift EP 1 000 314 B1 beschriebenen Lösungsansatz. Kernstück des bekannten
Abstandsensors bildet ein Groove-Guide Oscillator. Prinzipiell versteht man in der Mikrowellentechnik unter einem Groove-Guide einen Wellenleiter, der zwei gegenüber liegende Platten enthält, in die jeweils in Ausbreitungsrichtung der Wellen eine Kerbe mit rechteckigem Querschnitt eingebracht ist. Die gesamte Anordnung ist symmetrisch bezüglich einer Ebene, deren Normale mit der
Verbindungslinie beider Platten zusammenfällt. In dem Raum, der sich durch die Kerben und die leitenden Platten ergibt, können in Richtung der Kerbe
ausbreitungsfähige Wellenmoden existieren. Aufgrund der geforderten Symmetrie und der starken Abhängigkeit der Ausbreitungseigenschaften vom Plattenabstand stellt dieser Wellenleiter hohe Anforderung an die Fertigungsgenauigkeit.
Wesentlich einfacher ist die Fertigung eines alternativ einsetzbaren
„halbsymmetrischen" Wellenleiters, bei dem die eine Hälfte der Anordnung vollständig durch eine leitende Ebene ersetzt wird. Die auch bei den beschriebenen Wellenleitern vorhandene Abhängigkeit der Ausbreitungskonstanten vom Abstand zum Target wird zur Ermittlung des
Abstands herangezogen. Dabei wird zur Realisierung eines Resonators die Kerbe nicht mehr gerade, sondern kreisförmig eingebracht, damit eine kreisförmige Leiterschleife entsteht. Eine Resonanz ergibt sich genau dann, wenn ein ganzzahliges Vielfaches der geführten Wellenlänge gerade dem Leiterumfang entspricht. Da die geführte Wellenlänge eine Funktion des Plattenabstandes und der Frequenz ist, kann die Resonanzbedingung innerhalb einer gewissen
Bandbreite für verschiedene Abstände erfüllt und daraus die Information über den Abstand erhalten werden.
Der Oszillator wird mittels eines Gunn-Elements angeregt, wodurch der Oszillator auf seiner Eigenfrequenz schwingt. Die Frequenzbestimmung erfolgt dann durch ein Heterodynsystem, bei dem die heruntergemischte Eigenfrequenz einem Frequenzzähler zugeführt wird. Konstruktionsbedingt weist der beschriebene Abstandssensor eine große Baugröße auf, da der Durchmesser des Resonators verhältnismäßig groß gewählt werden muss, um die Strahlungsverluste in radialer Richtung klein zu halten. Der Durchmesser des beschriebenen Resonators beträgt für den Betrieb zwischen 8 - 12 GHz 60 mm bei einer Plattengröße von 200 mm x 200 mm. Der damit erzielte Messbereich erstreckt sich von 13 - 15 mm. Wird der Plattenabstand weiter vergrößert, können im betrachteten Frequenzbereich höhere Wellenmoden auftreten, wodurch Mehrdeutigkeit entsteht.
In der Patentschrift DE 10 2010 009 664 A1 ist ein Abstandssensor beschrieben, der einerseits zur Überwachung des Abstands zwischen einer Arbeitsspindel einer Werkzeugmaschine und dem stationären Teil der Werkzeugmaschine und andererseits zur Kontrolle einer Werkzeugplananlage eingesetzt wird. Zusätzlich sind Rückschlüsse auf die Drehzahl der Arbeitsspindel und die Qualität der Spindellager möglich. Der Abstandssensor enthält eine Hochfrequenzleitung, die mit einem Oszillator und mit einer Reflexionsmesseinrichtung verbunden ist. Die Position der Arbeitsspindel relativ zu der Hochfrequenzleitung beeinflusst das Reflexionsverhalten, sodass aus dem ermittelten Reflexionsfaktor auf den Abstand geschlossen werden kann. Die Hochfrequenzleitung ist beispielsweise als Mikrostreifenleitung realisiert, die aus flexiblem Material hergestellt ist, welches durch Klebung auf der Oberfläche des stationären Teils der Werkzeugmaschine befestigt wird.
Ein von einem Oszillator bereitgestelltes hochfrequentes Sendesignal wird in die Hochfrequenzleitung eingekoppelt. Ein Teil des Sendesignals wird von einem ersten Richtkoppler ausgekoppelt und einem ersten Leistungsdetektor zugeführt. Der überwiegende Teil des Sendesignals wird nach dem Durchlaufen eines zweiten Richtkopplers in die Hochfrequenzleitung eingespeist.
Das vom Target zurückgestrahlte Reflexionssignal überlagert sich dem
Sendesignal. Ein Teil des Reflexionssignals wird vom zweiten Richtkoppler ausgekoppelt und einem zweiten Leistungsdetektor zugeführt. Die beiden
Leistungsdetektoren sind mit einer Auswerteeinheit verbunden, welche das Verhältnis der beiden Leistungen, das heißt den Reflexionsfaktor ermittelt und ausgibt, woraus ein Maß für den Abstand des Targets angegeben werden kann.
Zusätzlich kann noch ein dielektrischer Resonator vorgesehen sein, der ein ausgeprägtes Resonanzverhalten des Abstandssensors bewirkt. Eine Veränderung des Abstandes des Targets von dem dielektrischen Resonator hat eine
Verschiebung der Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators zur Folge. Die Ermittlung des Abstandes des Targets kann dann zusätzlich oder alternativ auf die Bewertung der Frequenzänderung gestützt werden.
In dem Fachbeitrag von C. Nguyen, S. Kim, Theory,„Analysis and Design of RF Interferometric Sensors", Springer-Verlag 2012 ist ein interferometrisches
Verfahren zum Betreiben eines Abstandssensors beschrieben. Zur Gewinnung der Abstandsinformation wird bei diesen Verfahren die Phasenverschiebung zwischen einem gesendeten und dem empfangenen Signal ausgewertet. Hierbei können Abstände zwischen dem Abstandssensor und dem Target, die größer sind als die halbe Wellenlänge des Signals nicht mehr eindeutig aus der Phasenlage erkannt werden. Im Fachbeitrag wird vorgeschlagen, eine eindeutige Phaseninformation mittels Algorithmen der Signalverarbeitung zu erhalten. Allerdings ist es hierzu notwendig, dass das Target vom Ursprung aus an die zu messende Position verschoben wird, wobei die Phase kontinuierlich aufgezeichnet wird. Ein absolut messender Abstandssensor kann damit nicht realisiert werden.
In dem Fachbeitrag von A. Stelzer et. al.„A Microwave Position Sensor with Submillimeter Accuracy", IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques, Vol. 47, No. 12, Dezember 1999, ist ein Hybridverfahren beschrieben, bei dem das interferometrische Verfahren mit bekannten Radarverfahren, beispielsweise dem FMCW- Verfahren (Frequency Modulation Continuous Wave) kombiniert wird. Obwohl ein solches Verfahren wieder eine eindeutige Abstandsbestimmung ermöglicht, kann das Verfahren nicht ohne Weiteres zum Ersetzen von bekannten induktiven Abstandssensoren im industriellen Umfeld herangezogen werden. Der Hauptgrund liegt darin, dass typischerweise der minimal mögliche Messabstand über die Bandbreite der Betriebsfrequenz bestimmt wird, sodass nicht bis zur Position null gemessen werden kann. Weiterhin müssen geltende Vorschriften betreffend Emissionen von elektromagnetischer Strahlung beachtet werden. Ein Betrieb ist nur innerhalb eines ISM-Bandes möglich, weshalb nicht frei über die Bandbreite und den daraus resultierenden Minimalabstand entschieden werden kann. Beispielsweise ergibt sich für ein Standardsystem bei der vollen Ausnutzung der zulässigen Bandbreite von 250 MHz des ISM-Bandes bei 24 GHz ein
Minimalabstand von 60 cm.
In der nicht vorveröffentlichten Patentanmeldung PCT/DE2013/000342 ist ein Sensor zum Ermitteln der Position bzw. des Abstands eines Targets beschrieben, bei welchem ebenfalls die Mikrowellentechnik zur Positions- bzw. Abstandsmessung herangezogen wird. Der beschriebene Näherungssensor enthält einen Mikrowellenoszillator, der als Ausgangssignal eine Sendewelle bereitstellt, welche der Näherungssensor in Richtung auf das Target als Freiraum-Sendewelle abstrahlt, die das Target, welches elektrisch leitfähig ist oder zumindest eine elektrisch leitfähige Oberfläche aufweist, als Freiraum-Reflexionswelle reflektiert und der Näherungssensor als Reflexionswelle empfängt. Vorgesehen ist eine Ermittlung des Reflexionsfaktors aus der Sendewelle und der Reflexionswelle, welchen der Näherungssensor als ein Maß für den Abstand bereitstellt. Der beschriebene Näherungssensor zeichnet sich dadurch aus, dass die Sendewelle in einem Hohlleiter als Hohlleiter-Sendewelle geführt ist, dass die Einkopplung der Sendewelle in den Hohlleiter mit einem Wellenmode vorgesehen ist, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle an der Apertur am vorderen Ende des
Hohlleiters in die Freiraum-Sendewelle und zur Propagierung der Freiraum- Sendewelle zum Target führt. Vorgenommen werden können eine Messung mit hoher und eine Messung mit niedrigerer Auflösung, um Eindeutigkeit über einen größeren Abstand zu erzielen. Bei größeren Abständen tritt eine Mehrdeutigkeit des Phasenwinkels des komplexen Reflexionsfaktors auf. Eine eindeutige
Ermittlung des Abstands aus der Phase des Reflexionsfaktors ist deshalb unter Berücksichtigung des Betrags des Reflexionsfaktors vorgesehen, falls innerhalb des vorgegebenen Messbereichs Mehrdeutigkeit der Phase des Reflexionsfaktors vorliegt.
Unter dem Internet-Link http://www.w1 ghz.org/antbook/conf/SEPTUM.pdf wird ein Septumpolarisator beschrieben, der eine Trennung von in einem Hohlleiter laufenden elektromagnetischen Wellen ermöglicht. Das Septum ist eine am hinteren Ende des Hohlleiters bezogen auf die Apertur angeordnete, in
Ausbreitungsrichtung der Wellen orientierte elektrisch leitende Trennwand. Die vordere Begrenzungslinie des Septums weist in Seitenansicht einen
kontinuierlichen oder gestuften Verlauf auf, sodass die Fläche des Septums in Richtung der Apertur kleiner wird. Auf beiden Seiten des Hohlleiters im Bereich des Septums befinden sich die Anschlüsse, wobei ein Anschluss zur Einspeisung eines Hochfrequenzsignals und der gegenüberliegende Anschluss zur Auskopplung eines Hochfrequenzsignals genutzt werden kann. Die speziell ausgestaltete vordere Begrenzungslinie des Septums führt dazu, dass in einem kreiszylindrischen Hohlleiter zwei orthogonale TE1 1 -Wellenmoden angeregt werden, die so ausgerichtet sind, dass das E-Feld des einen Wellenmodes senkrecht zum Septum und das E-Feld des anderen Wellenmodes parallel zum Septum ausgerichtet ist. Unter der Voraussetzung, dass das Septum dünn ausgebildet ist, wird der senkrecht zum Septum stehende Wellenmode vom Septum nicht beeinflusst, wogegen die Phasengeschwindigkeit des parallel zum Septum liegenden Wellenmodes durch die vordere
Begrenzungslinie des Septums beeinflusst werden kann. Die beispielsweise stufenförmig ausgebildete Begrenzungslinie wird derart gewählt, dass die beiden Wellenmoden eine Phasenverschiebung von 90 Grad aufweisen, womit deren Überlagerung eine zirkulär polarisierte Welle ergibt. Da die senkrechten
Komponenten in beiden unterschiedlichen Hälften entgegengesetzt ausgerichtet sind, ergibt die Anregung in einer Hälfte eine rechtsdrehend zirkulär polarisierte Welle, wogegen aus der Anregung in der anderen Hälfte eine linksdrehend zirkulär polarisierende Welle folgt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Näherungssensor und ein
Verfahren zur Messung des Abstands eines Targets mit einem weiten
Erfassungsbereich anzugeben, die darüber hinaus nahezu unabhängig von der Permeabilität des zu erfassenden metallischen Targets sind und die eine Ermittlung des Abstands mit unterschiedlichen Verfahren ermöglichen.
Die Aufgabe wird durch die in den unabhängigen Ansprüchen angegebenen Merkmale jeweils gelöst.
Offenbarung der Erfindung Die Erfindung geht aus von einem Näherungssensor zur Messung des Abstands eines Targets vom Näherungssensor. Der Näherungssensor enthält einen
Mikrowellenoszillator, der als Ausgangssignal eine Sendewelle bereitstellt, welche der Näherungssensor in Richtung auf das Target als Freiraum-Sendewelle abstrahlt, die das Target, welches elektrisch leitfähig ist oder zumindest eine elektrisch leitfähige Oberfläche aufweist, als Freiraum-Reflexionswelle reflektiert und der Näherungssensor als Reflexionswelle empfängt, wobei eine Ermittlung des Abstands aus der Sendewelle und der Reflexionswelle vorgesehen ist. Die
Sendewelle ist in einem Hohlleiter als Hohlleiter-Sendewelle geführt. Die
Einkopplung der Sendewelle in den Hohlleiter ist mit einem Wellenmode vorgesehen, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle an der Apertur am vorderen Ende des Hohlleiters in die Freiraum-Sendewelle und zur Propagierung der Freiraum-Sendewelle zum Target führt. Der erfindungsgemäße
Näherungssensor zeichnet sich dadurch aus, dass im Hohlleiter ein Sendepfad zur Führung der Sendewelle als eine Hohlleiter-Sendewelle und wenigstens ein vom Sendepfad elektromagnetisch entkoppelter Empfangspfad zur Führung der Reflexionswelle als eine Hohlleiter-Reflexionswelle vorgesehen sind.
Die erfindungsgemäße Realisierung des Näherungssensors mit den im Hohlleiter zwei vorgesehenen elektromagnetisch voneinander entkoppelten Pfade für die Hohlleiter-Sendewelle einerseits und für die Hohlleiter-Reflexionswelle andererseits ermöglicht es, zusätzlich oder alternativ zum Reflexionsfaktor den
Transmissionsfaktor zu ermitteln, wobei der Reflexionsfaktor aus dem Verhältnis von Reflexionswelle zu Sendewelle innerhalb eines Pfades und der
Transmissionsfaktor aus dem Verhältnis von Reflexionswelle im Empfangspfad zu Sendewelle im Sendepfad berechnet wird. Allgemein bestimmt sich der
Transmissionsfaktor aus dem Verhältnis von aus- zu einlaufender Welle an getrennten Toren.
Der Transmissionsfaktor ist eine vom Abstand des Targets abhängig messbare Größe, da dadurch der Signalpfad beschrieben wird, der durch den Sendepfad im Hohlleiter, der Laufstrecke zum Target und wieder zurück sowie dem
Empfangspfad im Hohlleiter gebildet wird. Somit ist die zweifache Wegstrecke zwischen Sensor und Target sowohl im Reflexionsfaktor als auch im
Transmissionsfaktor enthalten, jedoch unterscheiden sich ihre Pfade im Hohlleiter, woraus sich unterschiedliche Messwerte ergeben.
Hierbei kann durch die Formgebung der Wellenführung innerhalb des Hohlleiters beeinflusst werden, in welcher Weise sich der Abstand zum Target auf den Betrag des Transmissionsfaktors auswirkt. Beispielsweise kann der Sensorkopf so gestaltet werden, dass der Sende- und Empfangspfad bis an die aktive Fläche des Sensors getrennt voneinander verlaufen, womit der Transmissionsfaktor zu null wird, wenn das Target vollständig an der aktiven Fläche ansteht. In diesem Fall unterbricht das Target den Signalpfad zwischen dem Sende- und Empfangspfad, wohingegen der Reflexionsfaktor maximal wird. Alternativ können Sende- und Empfangspfad schon vor der aktiven Fläche zusammengeführt werden, wodurch das Betragsmaximum hin zu kleineren Abstandswerten verschoben werden kann.
Der erfindungsgemäße Näherungssensor bietet gegenüber beispielsweise induktiven Näherungssensoren einen erheblich breiteren Messbereich, der um bis zu einem Faktor 10 größer sein kann, sowie einen größeren Linearitätsbereich.
Mit dem erfindungsgemäßen Näherungssensor können beispielsweise gegenüber einem Näherungssensor nach dem Standard-Radarprinzip, das prinzipbedingt einen Blindbereich von null bis zu einem Mindestabstand aufweist, sehr geringe Abstände im Bereich von null bis zu wenigen Zentimetern erfasst werden.
Gegenüber einem Näherungssensor, der eine charakteristische
Resonanzeigenschaft ausnutzt, entfällt das teilweise zeitintensive Suchen einer Resonanzfrequenz und die Bandbreite ist unabhängig vom Abstands-Messbereich, wobei ein sehr schmalbandiger Betrieb oder sogar ein Betrieb mit der Bandbreite von null möglich ist. Aufgrund des Wegfalls einer Modulation der Sendewelle und Wegfall des diskontinuierlichen Betriebs des Mikrowellenoszillators beansprucht der
erfindungsgemäße Näherungssensor nur eine geringe Hochfrequenz-Bandbreite. Möglich ist daher sogar die Bandbreite null. Dadurch hält der erfindungsgemäße Näherungssensor problemlos die geltenden EMV-Vorschriften ein.
Ein weiterer wesentlicher Vorteil des erfindungsgemäßen Näherungssensors liegt darin, dass das Messergebnis weitgehend unabhängig von der Permeabilität des Targets ist.
Mit Blick auf die Fertigung ist es von Vorteil, dass der erfindungsgemäße
Näherungssensor in Standardbauformen von bekannten induktiven
Näherungssensoren realisiert werden kann.
Die erfindungsgemäße Ausgestaltung des Näherungssensors mit einem Hohlleiter, in welchen die Einkopplung der Sendewelle mit einem Wellenmode vorgesehen ist, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle an der Apertur am vorderen Ende des Hohlleiters in eine Freiraum-Sendewelle und zu Propagierung der Freiraum- Sendewelle zum Target führt, ermöglicht einerseits die Beeinflussung der
Ausbreitungsrichtung der abgestrahlten Freiraum-Sendewelle und andererseits eine Bereitstellung der Sendewelle mit einer möglichst niedrigen Leistung.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des erfindungsgemäßen
Näherungssensors sind jeweils Gegenstände von abhängigen
Vorrichtungsansprüchen.
Eine Ausgestaltung sieht vor, dass der Hohlleiter zwei für den Sende- und
Empfangspfad getrennte Wellenleiter aufweist. Bei dieser Ausgestaltung sind die Hohlleitermoden beider Wellenleiter identisch und die Sendewelle führt auch bei dieser Ausgestaltung zu einer propagierenden Welle im Freiraum. Für die Sendewelle steht der eine Wellenleiter zur Verfügung, während für die
Empfangswelle beide Wellenleiter herangezogen werden können.
Eine andere Ausgestaltung sieht vor, dass die beiden voneinander getrennten entkoppelten Pfade durch eine zirkulär polarisierte Hohlleiter-Sendewelle und eine in der anderen Drehrichtung zirkulär polarisierte Hohlleiter-Reflexionswelle realisiert sind. Die Drehung der Polarisationsrichtung der Freifeld-Sendewelle findet auf der elektrisch leitenden Oberfläche des Targets statt.
Die Hohlleiter-Sendewelle ist beispielsweise eine rechts- bzw. linksdrehende zirkulär polarisierte Welle, während die Hohlleiter-Reflexionswelle eine links- bzw. rechtsdrehende zirkulär polarisierte Welle ist. Beide Wellentypen entstehen durch Rotation des TE1 1-Hohlleitermodes um die Achse des Hohlleiters.
Der wesentliche Vorteil dieser Ausgestaltung liegt darin, dass sowohl dem
Sendepfad als auch den Empfangspfad die gesamte Fläche des Hohlleiters zur Verfügung steht. Aufgrund der vergrößerten Flächen werden sowohl die
Abstrahlungs- als auch die Empfangseigenschaften des Hohlleiters vorteilhaft verbessert. Diese Eigenschaft liegt in der Tatsache begründet, dass es sich bei dem betrachteten Sensorkopf um einen sogenannten Aperturstrahler handelt. Die Apertur des Strahlers entspricht dabei der aktiven Fläche des Sensorkopfs. Gemäß der Antennentheorie wird die Fähigkeit eines Aperturstrahlers elektromagnetische Energie gezielt in eine Raumrichtung abstrahlen und empfangen zu können, unmittelbar durch die Größe der Apertur und somit der aktiven Fläche des
Sensorkopfs bestimmt.
Eine Weiterbildung dieser Ausgestaltung sieht vor, dass zur Bereitstellung der zirkulär polarisierten Hohlleiter-Sendewelle und zur Entkopplung der zirkulär polarisierten Hohlleiter-Sendewelle von der ebenfalls zirkulär polarisierten
Hohlleiter-Reflexionswelle ein Septumpolarisator vorgesehen ist. Der bereits zuvor beschriebene Septumspolarisator kann als planare Struktur in einem fotolithografischen Prozess gefertigt und somit direkt auf einer Platine einer Elektronik innerhalb des Hohlleiters integriert werden.
Der Hohlleiter kann derart ausgestaltet werden, dass der Verlauf des
Transmissionsfaktors qualitativ dem des Reflexionsfaktors entspricht. Dieser Fall bietet den Vorteil, dass allein die Auswertung des Transmissionsfaktors
ausreichend ist, den Abstand zu bestimmen, wodurch die Signaltrennung durch einen Richtkoppler eingespart werden kann. Hierbei gelten die in der detaillierten Beschreibung enthaltenen Ausführungen betreffend den Reflexionsfaktor auch für den Transmissionsfaktor.
Eine propagierende Freiraum-Sendewelle wird mit der vergleichsweise einfachen Anregung des einem kreiszylindrischen Hohlleiter zugehörigen TE11 -Wellenmodes der Hohlleiter-Sendewelle erzielt.
Der Hohlleiter kann prinzipiell rechteckförmig oder kreiszylindrisch ausgestaltet sein. Eine vorteilhafte Ausgestaltung sieht vor, dass der Hohlleiter kreiszylindrisch ausgestaltet ist. Dadurch kann der erfindungsgemäße Näherungssensor mit vorhandenen Bauteilen der bekannten induktiven Näherungssensoren
kostengünstig realisiert werden. Weiterhin ist ein unmittelbarer Austausch eines herkömmlichen induktiven Sensors gegen den erfindungsgemäßen
Näherungssensor möglich, ohne dass konstruktive Änderungen an der
Messapparatur vorgenommen werden müssen.
Eine andere vorteilhafte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Näherungssensors sieht vor, dass an der Apertur am vorderen Ende des Hohlleiters ein dielektrisches Fenster angeordnet ist. Das dielektrische Fenster verhindert das Eindringen von Schmutz in den Hohlleiter. Alternativ oder insbesondere zusätzlich kann der gesamte Hohlleiter mit einem dielektrischen Material gefüllt sein. Mit dieser Maßnahme ist es möglich, einen vorzugsweise vorhandenen Wellentypwandler unmittelbar im Hohlleiter zu fixieren. Die Einkopplung der Sendewelle in den Hohlleiter mit einem vorgegebenen
Wellenmode wird am einfachsten mit einem Wellentypwandler erzielt, der die Leitungs-Sendewelle in die Hohlleiter-Sendewelle umsetzt. Mit einem solchen Wellentypwandler, beispielsweise dem bereits erwähnten stufenförmig
ausgestalteten Septumpolarisator, kann auch eine zirkulär polarisierte Hohlleiter- Sendewelle bereitgestellt und eine zirkulär polarisierte Hohlleiter-Reflexionswelle ausgekoppelt werden.
Zum Ermitteln eines Maßes für den Abstand beispielsweise aus dem
Reflexionsfaktor ist ein Quadraturmischer oder alternativ die 6-Tor-Technik aufgrund der Verfügbarkeit als fertige technische Lösungen besonders vorteilhaft einzusetzen.
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Messung des Abstands eines Targets sieht vor, dass ein Ausgangssignal eines Mikrowellenoszillators als eine Sendewelle bereitgestellt wird, welche in Richtung auf das Target als Freiraum-Sendewelle abgestrahlt wird, welche vom Target, welches elektrisch leitfähig ist oder zumindest eine elektrisch leitfähige Oberfläche aufweist, als Freiraum-Reflexionswelle reflektiert wird und als Reflexionswelle empfangen wird, wobei der Abstand aus der Sendewelle und der Reflexionswelle ermittelt wird, wobei die Sendewelle in einem Hohlleiter als Hohlleiter-Sendewelle geführt wird und wobei die Einkopplung der Sendewelle in den Hohlleiter mit einem Wellenmode vorgenommen wird, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle an der Apertur am vorderen Ende des
Hohlleiters in die Freiraum-Sendewelle und zur Propagierung der Freiraum- Sendewelle zum Target führt. Das erfindungsgemäße Verfahren zeichnet sich dadurch aus, dass im Hohlleiter in einem Sendepfad die Sendewelle als eine Hohlleiter-Sendewelle und in wenigstens einem vom Sendepfad elektromagnetisch entkoppelten Empfangspfad die Reflexionswelle als eine Hohlleiter-Reflexionswelle geführt werden. Das erfindungsgemäße Verfahren kann alternativ auch als ein Verfahren zum Betreiben des erfindungsgemäßen Näherungssensors bezeichnet werden. Daher liegen die bereits zu dem erfindungsgemäßen Näherungssensor vorgetragenen Vorteile auch bei dem erfindungsgemäßen Verfahren vor.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Messung des Abstands eines Targets sind jeweils Gegenstände von abhängigen Verfahrensansprüchen.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens sieht vor, dass zur Ermittlung des Abstands nur der Reflexionsfaktor oder nur der
Transmissionsfaktor herangezogen werden.
Eine andere vorteilhafte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens sieht vor, dass zur Ermittlung des Abstands zusätzlich zum Reflexionsfaktor der Transmissionsfaktor gezogen wird. Dadurch ist eine Plausibilisierung des
Messergebnisses möglich.
Experimentell wurde festgestellt, dass die Ermittlung des Abstands aus dem Transmissionsfaktor robuster gegenüber äußeren Störeinflüssen als die Ermittlung des Abstands aus dem Reflexionsfaktor ist.
Vorteilhafterweise wird als Wellenmode der einem kreiszylindrischen Hohlleiter zugehörige TE1 1-Mode vorgesehen.
Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht die Ermittlung des Abstands bei nur einer Frequenz der Sendewelle und nur einem vorgegebenen Wellenmode.
Eine alternative oder zusätzliche Ausgestaltung sieht vor, dass zur Ermittlung des Abstands eine Abstimmung des Mikrowellenoszillators alternierend auf wenigstens zwei unterschiedliche Frequenzen der Sendewelle vorgenommen wird. Damit kann die Ermittlung des Abstands bei wenigstens zwei unterschiedlichen Frequenzen der Sendewelle und bei einem einzigen Wellenmode vorgenommen werden.
Eine Ausgestaltung sieht vor, dass zur Einkopplung der Sendewelle in den
Hohlleiter alternierend zum ersten Wellenmode wenigstens ein zweiter
Wellenmode vorgesehen wird.
Mit dieser Maßnahme ist gemäß einer anderen Alternative oder gemäß einer zusätzlichen Ausgestaltung vorgesehen, dass die Ermittlung des Abstands bei einer einzigen Frequenz der Sendewelle und wenigstens bei zwei
unterschiedlichen Wellenmoden vorgenommen wird.
Bei dieser Ausgestaltung ist beispielsweise wenigstens ein solcher weiterer Wellenmode vorgesehen, der zu einer vorwiegend evaneszenten Feldverteilung vor dem Hohlleiter führt, die sich deutlich von der propagierenden Freiraum- Sendewelle unterscheidet, sodass der Unterschied möglichst groß ist. Besonders geeignet ist hierfür der dem kreiszylindrischen Hohlleiter zugehörige TM01 -Mode.
Durch die beschriebenen Ausgestaltungen wird die Ermittlung des Abstands auf wenigstens zwei unterschiedliche Arten möglich, sodass die auf die
unterschiedlichen Arten ermittelten Ergebnisse auch hier wieder plausibilisiert werden können und/oder Eindeutigkeit hergestellt werden kann.
Ein unmittelbares Maß für den Abstand des Targets von der Apertur des Hohlleiters wird anhand einer Rückrechnung des ermittelten Reflexionsfaktors aus der Sendewelle und der Reflexionswelle auf den an der Apertur des Hohlleiters auftretenden Reflexionsfaktor erhalten. Die Rückrechnung erfolgt bevorzugt mit einer konformen Abbildung, welche winkelerhaltend ist, sodass die wesentliche Phaseninformation nicht verloren geht.
Hierbei kann bereits allein aus der Phase des Reflexionsfaktors das Maß für den Abstand gewonnen werden. Vorzugsweise wird weiterhin der Betrag des
Reflexionsfaktors berücksichtigt. Insbesondere kann dann eine eindeutige
Ermittlung des Abstands aus der Phase des Reflexionsfaktors anhand des Betrags des Reflexionsfaktors gewonnen werden, wenn innerhalb des vorgegebenen Messbereichs Mehrdeutigkeit der Phase des Reflexionsfaktors vorliegt.
Vorteilhafte Weiterbildungen sehen zum einen eine Grobkalibrierung und gegebenenfalls zusätzlich eine Feinkalibrierung vor.
Gemäß einer Ausgestaltung kann vorgesehen sein, dass der Abstand als analoges Signal bereitgestellt wird.
Zusätzlich oder alternativ kann gemäß einer Ausgestaltung vorgesehen sein, dass ein Schaltsignal bereitgestellt wird, welches signalisiert, dass ein bestimmter Abstand überschritten oder unterschritten ist.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Näherungssensors und des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Messung des Abstands eines Targets ergeben sich aus der folgenden Beschreibung.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert.
Kurzbeschreibung der Figuren
Figur 1 zeigt eine Skizze eines erfindungsgemäßen Näherungssensors,
Figur 2a zeigt ein Diagramm der elektrischen Feldstärke in einem Querschnitt eines
Hohlleiters bei einer ersten Anregung,
Figur 2b zeigt schematisch eine resultierende Feldstärkeverteilung im Hohlleiter und im Freifeld bei einer Anregung gemäß Figur 2a, Figur 3a zeigt ein Diagramm der elektrischen Feldstärke in einem Querschnitt eines Hohlleiters bei einer zweiten Anregung,
Figur 3b zeigt schematisch eine resultierende Feldstärkeverteilung im Hohlleiter und im Freifeld bei einer Anregung gemäß Figur 3a,
Figur 4a zeigt ein Blockschaltbild einer signalverarbeitenden Anlage,
Figur 4b zeigt ein Blockschaltbild eines Quadraturmischers,
Figur 4c zeigt ein Blockschaltbild einer 6-Tor-Technik,
Figur 5a zeigt einen Betrag eines gemessenen komplexen Reflexionsfaktors,
Figur 5b zeigt einen Phasenwinkel eines gemessenen komplexen
Reflexionsfaktors,
Figur 6a zeigt einen Betrag eines gemessenen komplexen Reflexionsfaktors nach einer konformen Abbildung,
Figur 6b zeigt einen Phasenwinkel eines gemessenen komplexen Reflexionsfaktors nach einer konformen Abbildung und
Figur 7 zeigt einen gemessenen Reflexionsfaktor bei zwei verschiedenen
Frequenzen nach einer konformen Abbildung.
Figur 8 zeigt voneinander entkoppelte Signalpfade in einem Hohlleiter, wobei ein
Sendepfad und wenigstens ein Empfangspfad vorgesehen sind,
Figur 9 zeigt eine Feldverteilung in den beiden Pfaden,
Figur 10 zeigt einen Hohlleiter, bei welchem die Entkopplung der Signalpfade mittels zirkulär polarisierter Wellen erfolgt,
Figur 11 zeigt eine Draufsicht auf die Apertur des Hohlleiters mit einer
eingetragenen zirkulär polarisierten Freifeld-Sendewelle sowie mit einer
eingetragenen in Gegenrichtung zirkulär polarisierten Freifeld-Reflexionswelle und Figur 12 zeigt eine Draufsicht auf das Target, dessen Abstand gemessen werden soll, mit einer eingetragenen Freifeld-Sendewelle und einer eingetragenen Freifeld- Reflexionswelle.
Detaillierte Beschreibung der Ausführungsbeispiele Figur 1 zeigt eine Skizze eines Näherungssensors 10 entsprechend dem Stand der Technik gemäß der nicht vorveröffentlichten Offenlegungsschrift
PCT/DE2013/000342, der den Abstand D zwischen dem Näherungssensor 10 und einem Target 12 erfasst. Die bekannte Anordnung dient als Grundlage für die folgende Beschreibung, welche jedoch gleichermaßen den erfindungsgemäßen Näherungssensor charakterisiert. Die konstruktiven Unterschiede zwischen der bekannten Anordnung und dem erfindungsgemäßen Näherungssensor werden in Verbindung mit der Beschreibung der in Figuren 8 - 12 gezeigten Anordnungen herausgestellt.
Eine signalverarbeitende Anordnung 14 stellt eine Sendewelle 16 bereit, die in einer Hochfrequenz-Leitung 18 als Leitungs-Sendewelle 16a bis an einen
Wellentypwandler 20 geführt ist. Der Wellentypwandler 20, der den
leitungsgebundenen Zweileiter-Wellenmode (QTEM) der Leitungs-Sendewelle 16a in einen vorgegebenen Hohlleiter-Wellenmode überführt, koppelt die Leitungs- Sendewelle 16a in einen Hohlleiter 22 ein.
Der Hohlleiter 22 weist einen vorgegebenen Querschnitt auf, der beispielsweise rechteckförmig oder kreiszylindrisch sein kann. Gegebenenfalls ist eine
kreiszylindrische Bauform vorteilhaft, wobei ein unmittelbarer Austausch von vorhandenen induktiven Näherungssensoren mit kreiszylindrischen Gehäusen gegen den erfindungsgemäßen Näherungssensor 10 in einfacher weise möglich wird. Insbesondere können vorhandene Halterungen verwendet werden.
Die angeregte Hohlleiter-Sendewelle 16b breitet sich im Hohlleiter 22 aus, erreicht eine Öffnung oder Apertur 26 am vorderen Ende des Hohlleiters 22 und bestimmt die Feldverteilung im Bereich der Apertur 26.
Die im Hohlleiter 22 laufende Hohlleiter-Sendewelle 16b, deren Wellenfronten in Figur 1 skizziert sind, tritt an der Apertur 26 des Hohlleiters 22 als abgestrahlte dominierende Freiraum-Sendewelle 16c auf, von der ebenfalls die Wellenfronten skizziert sind. Die Apertur 26 des Hohlleiters 22 entspricht der aktiven Fläche des Näherungssensors 10.
Der Hohlleiter 22 kann an seiner Apertur 26 an dem vorderen Ende ein
dielektrisches Fenster 28 aufweisen. Das dielektrische Fenster 28 verhindert das Eindringen von Schmutz in den Hohlleiter 22. Als Material für das dielektrische Fenster 28 kommen dielektrische Werkstoffe in Betracht, die für die Hohlleiter- Sendewelle 16b einen möglichst geringen Transmissionsverlust aufweisen.
Geeignete Materialien sind beispielsweise Teflon oder Aluminiumoxid. Als
Auswahlkriterium spielt dabei die elektrische Permittivität des Materials eine Rolle, da diese Größe neben dem Durchmesser d unmittelbar in die sich ergebenden Wellenwiderstände der Hohlleiter-Wellenmoden mit eingeht.
Der Wellenwiderstand ZHLSr eines mit Dielektrikum gefüllten Hohlleiters ergibt sich aus dem Wellenwiderstand ΖΗΙ_εο des ungefüllten Hohlleiters:
Vsr
Prinzipiell sollten die Werte derart festgelegt werden, dass der charakteristische Wellenwiderstand des propagierenden Modes der Hohlleiter-Sendewelle 16b dem Wellenwiderstand des Freiraums ZF0 = 377 Ω vor dem Hohlleiter 22 entspricht. Dadurch wird sichergestellt, dass ein reflexionsarmer Übergang von der Hohlleiter- Sendewelle 16b zur abgestrahlten Freiraum-Sendewelle 16c erfolgt.
Alternativ oder zusätzlich zur Ausgestaltung mit dem dielektrischen Fenster 28 kann der Hohlleiter 22, gegebenenfalls einschließlich des Wellentypwandlers 20, mit dem Dielektrikum ausgefüllt sein. Diese Ausführung erweist sich als besonders vorteilhaft, weil hierdurch der Wellentypwandler 20 mechanisch im Hohlleiter 22 fixiert werden kann. In Figur 1 ist die Ausgestaltung gezeigt, bei welcher der Wellentypwandler 20 in Richtung der Sendewelle 16 betrachtet aus darstellungstechnischen Gründen außerhalb des Hohlleiters 22 positioniert ist.
Die abgestrahlte Freiraum-Sendewelle 16c trifft auf das Target 12, welches sich in dem bestimmten Abstand D vor der Apertur 26 des Hohlleiters 22 befindet. Der erfindungsgemäße Näherungssensor 10 ermittelt und stellt ein Maß für den
Abstand D zwischen der Apertur 26 des Hohlleiters 22 und dem Target 12 bereit.
Das Target 12, welches entweder vollständig aus einem elektrisch leitfähigen Material gefertigt ist oder zumindest eine Oberfläche aus einem elektrisch leitfähigen Material aufweist, reflektiert die außerhalb des Hohlleiters 22 laufende Freiraum-Sendewelle 16c, sodass eine Reflexionswelle 30 auftritt, die zunächst in Form einer Freiraum-Reflexionswelle 30a vorliegt, von der in Figur 1 die
Wellenfronten skizziert sind. Die Freiraum-Reflexionswelle 30a gelangt durch die Apertur 26 zurück in den Hohlleiter 22, in welchem die Reflexionswelle 30 als Hohlleiter-Reflexionswelle 30b vorliegt, wobei wieder die Wellenfronten der
Hohlleiter-Reflexionswelle 30b skizziert sind.
Die Hohlleiter-Reflexionswelle 30b wird im Wellentypwandler 20 in eine Leitungs- Reflexionswelle 30c überführt und gelangt als Reflexionswelle 30 in die
signalverarbeitende Anordnung 14.
Die gesamte Anordnung zwischen der signalverarbeitenden Anordnung 14 und dem Target 12 kann abschnittsweise als eine Hochfrequenzleitung betrachtet werden, die schematisch im unteren Teilbild der Figur 1 skizziert ist. Jedem
Abschnitt kann eine Eingangsimpedanz Ζ-ι , Z2, Z3 bzw. ein Reflexionsfaktor Γ-ι , Γ2, Γ3 zugeordnet werden. An der elektrisch leitfähigen Oberfläche des Targets 12 liegt idealerweise ein Kurzschluss vor, der zu einem Betrag des Reflexionsfaktors TD von wenigstens näherungsweise 1 und zu einem Phasensprung der Phase Ph rD zwischen der Freiraum-Sendewelle 16c und der Freiraum-Reflexionswelle 30a von wenigstens näherungsweise 180° führt. Gemäß einer Ausgestaltung kann anhand einer Messung der Impedanz Z oder des Reflexionsfaktors P| , die an der Apertur 26 des Hohlleiters 22 vorliegt, ein Maß für den Abstand D ermittelt werden. Die Phase Ph Π| des Reflexionsfaktors Π| stellt in Abhängigkeit von der bekannten Frequenz der Sendewelle 16 ein zunächst mehrdeutiges Maß für den Abstand D dar.
Im gezeigten Ausführungsbeispiel tritt an der Apertur 26 des Hohlleiters 22 die erste Impedanz Zi bzw. der erste Reflexionsfaktor Π auf. Weiterhin wird davon ausgegangen, dass im Freiraum Luft vorhanden ist, deren Wellenwiderstand wenigstens näherungsweise 377 Ohm beträgt. Anstelle von Luft kann jedoch auch ein anderes Medium, beispielsweise eine dielektrische Wand vorgesehen sein, wobei sich dann der Wellenwiderstand entsprechend ändert.
Die unmittelbare Messung des Reflexionsfaktors Γ an der Apertur 26 des
Hohlleiters 22, konkret als Messung des ersten Reflexionsfaktors Γι wäre technisch sehr aufwendig. Vorzugsweise wird deshalb der dritte Reflexionsfaktor Γ3 zu Beginn der Hochfrequenz-Leitung 18 an der Position der signalverarbeitenden Anordnung 14 gemessen. Der wesentliche Vorteil liegt darin, dass die Messung innerhalb der signalverarbeitenden Anordnung 14 durchgeführt werden kann.
Leitungstheoretisch lässt sich die gesamte Anordnung zwischen der
signalverarbeitenden Anordnung 14 und dem Target 12 als eine Kaskade verschiedener Leitungsabschnitte 32, 34, 36 darstellen. Die Leitungsabschnitte 32, 34, 36 werden durch den vom Abstand D abhängigen Freiraum, dem Hohlleiter 22 sowie der Hochfrequenz-Leitung 18 unter Vernachlässigung des
Wellentypwandlers 20 gebildet. Jeder Leitungsabschnitt 32, 34, 36 weist einen bestimmten Wellenwiderstand, eine (Eingangs-) Impedanz Ζ-ι , Z2, Z3 sowie einen (Eingangs-) Reflexionsfaktor Γ-ι , Γ2, Γ3 auf. Dabei sind die Reflexionsfaktoren Π, Γ2, Γ3 jeweils auf den Wellenwiderstand des entsprechenden Abschnitts 32, 34, 36 bezogen. Beispielsweise ergibt sich der erste Reflexionsfaktor Π| aus der (Eingangs-) Impedanz Z-i , die an der Apertur 26 des Hohlleiters 22 in Richtung des Targets 12 blickend ermittelt wird, und dem Wellenwiderstand des Freiraums.
Wrd im ersten Leitungsabschnitt 32, dem Freiraum, lokal eine ebene Welle angenommen, weist die Phase des ersten Reflexionsfaktors Γ1 einen
abschnittsweise linearen funktionalen Zusammenhang vom Abstand D auf. Mit steigendem Abstand D ergibt sich für den Betrag des ersten Reflexionsfaktors Γ1 eine monoton fallende Funktion.
Der nächste Leitungsabschnitt 34, der dem Hohlleiter 22 entspricht, transformiert die Impedanz Z1 in die Impedanz Z2.
Einfach messbar ist der dritte (Eingangs-) Reflexionsfaktor Γ3 des
Leitungsabschnitts 36, der Hochfrequenz-Leitung 18, der wiederum durch eine Transformation aus Z2 entstanden ist.
Mittels einer konformen Abbildung 38 kann von dem dritten Reflexionsfaktor Γ3, der in der signalverarbeitenden Anordnung 14 ermittelt wird, auf einen mit Γ1 korrespondierenden Reflexionsfaktor geschlossen werden, der ein Maß für den Abstand D widerspiegelt. Der Reflexionsfaktor Γ ist eine komplexe Größe und als Quotient der Reflexionswelle 30 und der Sendewelle 16, die dasselbe Tor passieren, definiert. Der Reflexionsfaktor Γ1 kann beispielsweise mittels folgendem Zusammenhang gemäß einer konformen Abbildung ermittelt werden, wobei Zref eine Normierungsimpedanz ist, die bei einer später beschriebenen
Grobkalibrierung bestimmt werden kann:
mit
Zref = a + \b.
Um möglichst große Abstände D erfassen zu können, sollen gemäß einem
Ausführungsbeispiel möglichst wenig evaneszente Beiträge der Freiraum- Sendewelle 16c im Bereich vor der Apertur 26 des Hohlleiters 22 vorhanden sein, da diese mit zunehmender Entfernung schnell abklingen und schon in einem geringen Abstand D nur noch einen geringen Beitrag zur Feldverteilung liefern. Vorgesehen ist deshalb, dass zur Ermittlung des Abstands D die Freiraum- Sendewelle 16c zumindest zeitweise einen dominierenden Beitrag einer in
Richtung des Targets 12 propagierenden ebenen Welle aufweist.
Die Feldverteilung in der Apertur 26 wird durch die Wellenmodenverteilung im Hohlleiter 22 vorgegeben. Angeregt wird deshalb ein Wellenmode, der explizit vorwiegend zu einer in Richtung des Targets 12 propagierenden Freiraum- Sendewelle 16c führt. Die Hohlleiter-Sendewelle 16b soll demnach mit möglichst wenig Reflexionen an der Apertur 26 in die Freifeld-Sendewelle 16c übergehen. Hierzu muss sowohl der Wellenwiderstand des Hohlleiter-Wellenmodes möglichst dem Wellenwiderstand des Freiraums sowie dessen Feldverteilung möglichst dem einer ebenen Welle entsprechen. Diese Bedingungen können beispielsweise durch den Grund-Wellenmode eines rechteckigen oder kreiszylindrischen Hohlleiters 22 erfüllt werden.
Entsprechend der geltenden Norm für induktive Näherungssensoren ist eine kreiszylinderförmige Bauform vorgegeben. Bei einer sinngemäßen Anwendung der Norm auf den Näherungssensor 10 bedeutet dies, dass der Hohlleiter 22 vorzugsweise als kreiszylindrischer Hohlleiter 22 mit vorzugsweise einem kreisförmigen Querschnitt realisiert ist. Ohne Berücksichtigung der Norm, die streng genommen nur für induktive Näherungssensoren gilt, kann jedoch rein prinzipiell auch ein frei wählbarer anderer Querschnitt des Hohlleiters 22, beispielsweise ein rechteckförmiger Querschnitt vorgesehen werden.
In den Figuren 2a - 3b sind zwei unterschiedliche Feldverteilungen am Beispiel eines kreiszylindrischen Hohlleiters 22 dargestellt. In beiden Beispielen sind die Feldverteilungen durch eine monomodale Anregung im kreiszylindrischen
Hohlleiter 22 entstanden.
Figur 2a zeigt eine Anregung 40 im einem kreiszylindrischen Hohlleiter
zugehörigen TE1 1-Mode. In Figur 2a ist in einem Querschnitt des Hohlleiters 22 die elektrische Feldstärke 40 skizziert, deren Betrag und Richtung durch die
eingetragenen Dreiecke symbolisiert sind.
Die entsprechende Feldverteilung 42 innerhalb des Hohlleiters 22 und die
Feldverteilung 44 im Freiraum vor der Apertur 26 des Hohlleiters 22 sind in einer Draufsicht in Figur 2b dargestellt. Die Anregung im TE 11 -Mode führt vorwiegend zu einer gewünschten, in Richtung des Targets 12 propagierenden Freiraum- Sendewelle 16c. Eine solche propagierende Freiraum-Sendewelle 16c soll der Näherungssensor 10 zumindest zeitweise bereitstellen.
Figur 3a zeigt eine zweite Anregung im einem kreiszylindrischen Hohlleiter zugehörigen TM01 -Mode. In Figur 3a ist die elektrische Feldstärke 46 in einem Querschnitt des Hohlleiters 22 skizziert, deren Betrag und Richtung durch die eingetragenen Dreiecke symbolisiert sind.
Die entsprechende zweite Feldverteilung 48 innerhalb des Hohlleiters 22 und zweite Feldverteilung 50 im Freiraum vor der Apertur 26 des Hohlleiters 22 sind in Figur 3b in einer Draufsicht dargestellt. Die Anregung im TM01 -Mode führt zu einer vorwiegend evaneszenten Feldverteilung 50 im Freiraum vor der Apertur 26.
Die Ermittlung des Reflexionsfaktors Γ, im Speziellen des dritten Reflexionsfaktors Γ3 erfolgt in der signalverarbeitenden Anordnung 14, deren Blockschaltbild in Figur 4a gezeigt ist.
Diejenigen in Figur 4a gezeigten Teile, die mit dem in Figur 1 gezeigten Teilen übereinstimmen, sind mit denselben Bezugszeichen versehen.
Die signalverarbeitende Anordnung 14, deren Komponenten entsprechend einer vorteilhaften Ausgestaltung im hinteren Ende des Hohlleiters 22 angeordnet sein können, enthält einen Mikrowellenoszillator 52, dessen Ausgangssignal 54 sowohl einem Richtkoppler 56 als auch einem Quadraturmischer 58 zur Verfügung gestellt werden. Der Richtkoppler 56 leitet das Ausgangssignal 54 des
Mikrowellenoszillators 52 über die Hochfrequenz-Leitung 18 weiter an den
Wellentypwandler 20. Weiterhin koppelt der Richtkoppler 56 die Reflexionswelle 30 aus und leitet ein der Reflexionswelle 30 entsprechendes Reflexionssignal 60 an den Quadraturmischer 58 weiter.
Gegebenenfalls ist ein Umschalter 62 vorgesehen. Der Umschalter 62 ermöglicht das Umschalten von einer ersten Frequenz des Ausgangssignals 54 des
Mikrowellenoszillators 52 auf wenigstens eine weitere Frequenz.
Im Richtkoppler 56 wird die Sendewelle 16 von der Reflexionswelle 30 getrennt. Der Richtkoppler 56 kann in planarer Leitungstechnik ausgeführt werden, beispielsweise in Mikrostreifentechnik. Der Reflexionsfaktor Γ, im Speziellen der dritte Reflexionsfaktor Γ3 kann auf der Grundlage der separierten Wellen 16, 30 beispielsweise mittels
Quadraturmischung im Quadraturmischer 58 bestimmt werden.
Ein Blockschaltbild des Quadraturmischers 58 ist in Figur 4b gezeigt. Der
Quadraturmischer 58 bildet durch Mischen der Reflexionswelle 30 mit der
Sendewelle 16 eine Inphase- und eine Quadraturkomponente I, Q. Die
Quadraturmischung ermöglicht die Bestimmung von Real- und Imaginärteil der komplexen Einhüllenden des zu analysierenden Signals, hier des Reflexionssignals 60 bezogen auf Amplitude und Phase des Referenzsignals, hier des
Ausgangssignals 54.
Eine alternative Möglichkeit zur Bestimmung des Reflexionsfaktors Γ bietet die 6- Tor-Technik. Ein Realisierungsbeispiel der 6-Tor-Technik ist in Figur 4c gezeigt. Auch die 6-Tor-Technik stellt die Inphase- und die Quadraturkomponente I, Q bereit.
Eine weitere alternative Möglichkeit zur Bestimmung des Reflexionsfaktors Γ ist im Rahmen einer Messung der Stehwelligkeit entlang von Leitungsabschnitten möglich.
Beide Komponenten I, Q werden einer Berechnungseinheit 64 zugeführt, die daraus den komplexen Reflexionsfaktor Γ, speziell den dritten Reflexionsfaktor Γ3 ermittelt und vorzugsweise eine weiter unten beschriebene Kalibrierung sowie eine Messwertauswertung übernimmt.
Die Berechnungseinheit 64 enthält vorzugsweise weiterhin die konforme Abbildung 38 zur Transformation des komplexen dritten Reflexionsfaktors Γ3 in den ersten komplexen Reflexionsfaktor Π| . Ein Ausgangssignal 66 der Berechnungseinheit 64 kann unmittelbar als ein Maß für den Abstand D gewertet werden. Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung des Näherungssensors 10 werden der Mikrowellenoszillator 52, der Wellentypwandler 20, der Richtkoppler 56, der Quadraturmischer 58 sowie die Berechnungseinheit 64 auf einer einzigen Platine angeordnet, die aus hochfrequenztauglichem Basismaterial, beispielsweise glasfaserverstärktem Teflon, hergestellt ist.
Dem Messprinzip folgend, ist die konforme Abbildung 38 vorgesehen, die den ersten Reflexionsfaktor Π in der komplexen Ebene auf eine Spirale mit dem Bezugswellenwiderstand als Mittelpunkt abbildet, entsprechend einem
Umnormieren des Wellenwiderstands. Dabei werden alle ebenen Wellen im Freiraum zwischen der Apertur 26 und dem Target 12 in einer dominierenden fortschreitenden Welle zusammengefasst. Da diese Welle Leistung durch Verluste und Abstrahlung verliert, ist sowohl deren Ausbreitungskonstante als auch deren Wellenwiderstand komplex, woraus ebenfalls ein komplexer
Bezugswellenwiderstand folgt.
Für den Fall, dass der Bezugswellenwiderstand des ersten Reflexionsfaktors Π dem Wellenwiderstand einer äquivalenten Leitung entspricht, beschreibt der erste Reflexionsfaktor Π einer kurzgeschlossenen Leitung in der komplexen Ebene eine Spirale, die mit zunehmender Entfernung vom Kurzschluss in Richtung dem Inneren der Spirale durchlaufen wird.
Ohne die weiteren Einflüsse des Wellentypwandlers 20 zu berücksichtigen, beschreibt der Verlauf des dritten Reflexionsfaktors Γ3 eine Spirale in der komplexen Reflexionsfaktorebene als Funktion vom Abstand D, deren Lage aus den einzelnen Transformationen resultiert. Obwohl prinzipiell noch ein
spiralförmiger Verlauf vorliegt, kann daraus für den dritten komplexen
Reflexionsfaktor Γ3 in der üblichen Polarkoordinatendarstellung ein komplizierter Verlauf entstehen. Zur Veranschaulichung soll vereinfachend angenommen werden, dass die Spirale vollständig im ersten Quadranten der kartesischen Reflexionsfaktorebene liegt. Unter dieser Annahme folgt für die Winkel des
Reflexionsfaktors Π in Polarkoordinaten ein Wertebereich von 0 bis π 12. Aus dem zuvor bei zunehmendem Abstand D linear fallenden Phasenverlauf ist nun eine Kurve entstanden, die ohne Phasensprünge abschnittsweise anwachsende
Phasenwerte aufweist. Gleichermaßen ergeben sich aus den Transformationen verschiedene Maxima und Minima im Betrag des Reflexionsfaktors Γ3. Ziel der konformen Abbildung 38 ist es schließlich, durch Umnormieren den Einfluss der Impedanztransformationen zu beseitigen und somit den Mittelpunkt des
spiralförmigen Verlaufs in den Ursprung der Reflexionsfaktorebene zu verschieben.
In Figur 5a ist der Betrag des dritten Reflexionsfaktors Γ3 vor der konformen Abbildung und in Figur 6a nach der konformen Abbildung gezeigt.
In Figur 5b ist die Phase Ph Γ1 des dritten Reflexionsfaktors Γ3 vor der konformen Abbildung und in Figur 6b nach der konformen Abbildung gezeigt.
We zu erkennen ist, ergibt sich nach der konformen Abbildung für den Betrag des dritten Reflexionsfaktors Γ3 eine monoton fallende Funktion und eine lineare Beziehung zwischen dem Abstand D und der Phase Ph Γ3.
In Figur 7 ist der komplexe dritte Reflexionsfaktor Γ, speziell der dritte
Reflexionsfaktor Γ3 in einem Smith-Diagramm gezeigt, wobei zwei Kurvenverläufe gezeigt sind, die für zwei unterschiedliche Frequenzen der Sendewelle 16 gelten, zwischen denen mittels des Umschalters 62 periodisch umgeschaltet werden kann.
Aus dem linearen Phasenverlauf kann unmittelbar über die Phasenkonstante der Sendewelle 16 auf den Abstand D des Targets 12 geschlossen werden. Wie in Figur 7 zu sehen, ist aufgrund der Periodizität des Phasenverlaufs Ph Γ die Zuordnung zwischen Abstand D und der Phase Ph Γ zunächst nicht eindeutig, wenn der Erfassungsbereich des Näherungssensors 10 die halbe Wellenlänge der Sendewelle 16 übersteigt. Um auch eine eindeutige Lösung für einen größeren Messbereich des Abstands D realisieren zu können, wird zusätzlich der
Betragsverlauf des Reflexionsfaktors Γ ausgewertet und somit die Mehrdeutigkeit der reinen Phasenauswertung beseitigt. Diese Auswertung wird erfolgreich durchgeführt, da die konforme Abbildung 38 den Betrag des ermittelten ersten Reflexionsfaktors Π auf einen monoton fallenden Verlauf abbildet.
Zur Umsetzung des Sensorkonzepts sind gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung zumindest eine Grobkalibrierung, vorzugsweise jedoch eine Grob- und eine Feinkalibrierung vorgesehen.
Bei der Grobkalibrierung wird die für die konforme Abbildung:
benötigte Normierungsimpedanz: Zref = a + b bestimmt. Als Ergebnis der Grobkalibrierung beschreibt Π eine Spirale um den Ursprung der komplexen Reflexionsfaktorebene, woraufhin sich ein monoton fallender Reflexionsfaktorbetrag und eine nahezu linear fallende Phase, wie in Fig. 6a und 6b gezeigt ist, einstellt. Obwohl die Phase augenscheinlich linear verläuft, sind kleine Abweichungen von diesem idealen Verlauf nahezu unvermeidlich. Ziel der vorzugsweise zusätzlich vorgesehenen Feinkalibrierung ist es zum einen, diese Abweichungen durch ein Polynom anzunähern, das anschließend der
Messwertauswertung zur Fehlerkompensation bereitgestellt wird. Zum anderen wird während der Feinkalibrierung eine Polynombeschreibung von |r ;{D} entwickelt, mit deren Hilfe die Mehrdeutigkeit der Phasenmessung beseitigt wird. Die Grundlage beider Kalibrierungen bilden Messwerte (Referenzwerte) des komplexen Reflexionsfaktors Γ3, die einmalig nach der Sensorfertigung entlang des Erfassungsbereichs D aufgenommen und abgespeichert werden. Die Anzahl der aufzunehmenden Wertepaare bestimmt sich dabei hauptsächlich durch die zu erreichende Genauigkeit des Sensors.
Die Grobkalibrierung kann beispielsweise folgendermaßen durchgeführt werden:
Um sämtliche parasitäre Einflüsse entlang der Leitungsabschnitte 36, 34, 32 berücksichtigen zu können, wird nicht versucht, die Normierungsimpedanz analytisch aus den Ersatzschaltbildern zu bestimmen, sondern Zref direkt aus den Referenzwerten des fertigen Sensors zu gewinnen. Beginnend mit:
Zref = a + b, lautet die konforme Abbildung:
Figure imgf000034_0001
wobei a und b durch einen iterativen Prozess so bestimmen werden, sodass monoton mit zunehmendem Abstand D fällt.
Hierfür wird |Γ1; 0)| als Funktion von D mit den beiden Parametern a und b betrachtet. Die Forderung von Monotonie ist gleichbedeutend mit dem
Verschwinden der lokalen Maxima von wird If^D^. Die k Positionen üt Φ Q, an denen diese Funktion ihre Maxima annimmt, lassen sich mittels: und der Bedingung:
Figure imgf000035_0001
finden. Ziel des numerischen Optimierungsprozesses ist es nun, a und b so zu bestimmen, dass |ff{DäN- minimal wird und im Idealfall k - 0 folgt.
Als Startwert der Iteration bietet es sich an:
zu wählen und damit zu berechnen.
Gemäß einer Ausgestaltung ist vorgesehen, den Wellentypwandler 20 derart zu gestalten, dass dieser direkt eine Impedanztransformation von vollzieht, wodurch die konforme Abbildung stark vereinfacht oder sogar ganz entfallen kann.
Die vorzugsweise zusätzlich vorgesehene Feinkalibrierung kann beispielsweise folgendermaßen durchgeführt werden:
Im ersten Schritt der Feinkalibrierung wird ein Interpolationspolynom für die
Funktion |Γ ;(Ρ}! entwickelt, dessen Grad die Güte der Approximation bestimmt. Der Grad des Polynoms wird wiederum durch die Anzahl der Entwicklungspunkte, welche hier die gemessenen Referenzpunkte sind, begrenzt. Da jedoch beliebig viele Punkte messtechnisch aufgenommen werden können, kann auch ein
Interpolationspolynom für eine beliebige Genauigkeit gefunden werden. Zweck dieses Polynoms ist es, über den gemessenen Betrag des Reflexionsfaktors Γ eine Grobmessung des Abstands D durchzuführen. Diese Messung dient lediglich dazu, das richtige Intervall der Phase zu bestimmen. Die in der Praxis trotz konformer Abbildung auftretenden Nichtlinearitäten im Phasenverlauf schlagen sich unmittelbar auf die zu erwartende Genauigkeit bei der Ermittlung des Abstands D nieder. Zur Reduzierung des Messfehlers wird daher vorzugsweise eine nachgelagerte Linearisierung bei der Ermittlung des Abstands D durchgeführt.
Ausgehend vom Phasenverlauf des Reflexionsfaktors Γ nach der konformen Abbildung, wird der unstetige Phasenverlauf mithilfe von |Γ| in eine stetige und eindeutige Funktion überführt. Die Phasenwerte an den einzelnen
Referenzpositionen werden durch die Sensorauswertung ermittelt und die Differenz zwischen Ist- und Sollwert bestimmt. Alle Abweichungen der Phase entlang dem Erfassungsbereich werden wieder durch ein Polynom dargestellt. Auch hier kann ein beliebig hoher Grad und somit eine beliebige Genauigkeit durch eine beliebige Anzahl von Messpunkten erreicht werden.
Ist das Polynom bestimmt und gespeichert, kann daraus bei der eigentlichen Ermittlung des Abstands D die Abweichung zur exakten Phase ermittelt und das Messergebnis korrigiert werden.
An dieser Stelle wird nochmals darauf hingewiesen, dass die für die Kalibrierung notwendigen Daten des erfindungsgemäßen Näherungssensors 10 ermittelt und in einem in Figur 4 nicht näher gezeigten Speicher hinterlegt werden. Der
Näherungssensor 10 stellt ein Maß für absolute Abstände D bereit und benötigt im Betrieb keine Referenz.
Gemäß einer Weiterbildung des Näherungssensors 10 bzw. des Verfahrens zur Messung des Abstands D eines Targets 12 ist vorgesehen, den Reflexionsfaktor Γ und somit den Abstand D anstatt bei einer vorgegebenen Frequenz des
Mikrowellenoszillators 54 bei wenigstens zwei unterschiedlichen Frequenzen zu ermitteln. Zur Umschaltung zwischen den Frequenzen ist der Umschalter 62 vorgesehen, der den Mikrowellenoszillator 52 alternierend zur Bereitstellung des Ausgangssignals 54 mit der ersten und mit der wenigstens einen weiteren
Frequenz veranlasst. Hierdurch ergeben sich, wie bereits in Verbindung mit Figur 7 erwähnt, bei einer korrekten konformen Abbildung 38 des Reflexionsfaktors T für weitere Frequenzen weitere spiralförmige Verläufe 68, 70. So folgt theoretisch aus der Auswertung bei zwei unterschiedlichen Frequenzen bei zunehmendem
Abstand D des Targets 12 eine zunehmende Phasendifferenz Ph Γ, aus der die Eindeutigkeit gewonnen werden kann. Diese Ausgestaltung ist insbesondere für große Abstände D vorteilhaft, da hier der Verlauf des Betrags des Reflexionsfaktors Γ flacher und somit dessen Ermittlung gegebenenfalls fehleranfälliger wird.
Prinzipiell wird durch die Messung des Abstands D mit zwei unterschiedlichen Frequenzen und mit einem einzigen Wellenmode eine Plausibilisierung bzw.
Verifizierung des ermittelten Abstands D möglich. Eine weitere vorteilhafte Weiterbildung sieht vor, dass anstelle einer monomodalen
Anregung zusätzlich weitere Wellenmoden im Hohlleiter 22 erzeugt und der Reflexionsfaktor Γ bei den unterschiedlichen Wellenmoden ermittelt wird. Dadurch wird wenigstens eine weitere unabhängige komplexe Größe erhalten, die zur Ermittlung des Abstands D und/oder zur Beseitigung der Mehrdeutigkeit bei der Phase Ph Γ herangezogen werden kann. Bei dieser Weiterbildung sind mehrere
Wellentypwandler 20 erforderlich.
Auch hierdurch wird eine Plausibilisierung bzw. Verifizierung des ermittelten Abstands D möglich.
Gegebenenfalls können zur Ermittlung des Abstands D sowohl wenigstens zwei unterschiedliche Frequenzen der Sendewelle 16 als auch wenigstens zwei unterschiedliche Wellenmoden verwendet werden. Das ermittelte Maß für den Abstand D entsprechend dem Ausgangssignal 66 kann als Analogsignal bereitgestellt werden. Alternativ oder zusätzlich kann das Ausgangssignal 66 als Schaltsignal bereitgestellt werden, welches signalisiert, dass ein bestimmter Abstand D über- bzw. unterschritten ist.
Die bisher beschriebene Anordnung sowie die beschriebenen Vorgehensweisen zum Ermitteln des Abstands D gelten nicht nur für den bekannten
Näherungssensor, sondern gelten insbesondere in gleicher weise auch für den erfindungsgemäßen Näherungssensor 10.
Der erfindungsgemäße Näherungssensor 10 weicht von dem aus der
Offenlegungsschrift PCT/DE2013/000342 bekannten Näherungssensor dadurch ab, dass erfindungsgemäß im Hohlleiter 22 zwei voneinander elektromagnetisch entkoppelte Pfade, ein Sendepfad 80 für die Hohlleiter-Sendewelle 16b und wenigstens ein Empfangspfad 82 für die Hohlleiter-Reflexionswelle 30b
vorgesehen sind.
Die Hohlleiter-Sendewelle 16b wird ausschließlich im Sendepfad 80 geführt und an der Apertur 26 abgestrahlt. Die Freiraum-Sendewelle 16c wird am Target 12 reflektiert und vom Target 12 als die Freiraum-Reflexionswelle 30a in Richtung des Hohlleiters 22 abgestrahlt.
Die Freiraum-Reflexionswelle 30a gelangt in den Empfangspfad 82 des Hohlleiters 22. Im gezeigten Ausführungsbeispiel wird davon ausgegangen, dass die
Freiraum-Reflexionswelle 30a nicht nur in den einen Empfangspfad 82, sondern auch in den Sendepfad 80 gelangt, der somit Sendepfad 80 und Empfangspfad 82 gleichzeitig ist. Für den Empfang der Freiraum-Reflexionswelle 30a steht daher die gesamte Apertur 26 des Hohlleiters 22 zur Verfügung.
Der Wellentypwandler 20 ist bei dieser Ausgestaltung derart ausgestaltet, dass er einerseits die Leitungs-Sendewelle 16a in die Hohlleiter-Sendewelle 16b transformiert und die reflektierte Welle im Sendepfad 80 wieder in eine
leitungsgebundene Welle überführt und andererseits die im Empfangspfad 82 auftretende Hohlleiter-Reflexionswelle 30b, in eine leitungsgebundene Welle am Empfangstor umwandelt. Der Wellentypwandler 20 ist im gezeigten
Ausführungsbeispiel als Septums-Polarisator realisiert, dessen Wrkungsweise bereits ausführlich beschrieben wurde.
Somit können aus den leitungsgebundenen Wellen der Reflexionsfaktor Γ zwischen empfangener und gesendeter Welle im Sendepfad 80 sowie der
Transmissionsfaktor tr zwischen empfangener Welle im Empfangspfad 82 und der gesendeten Welle im Sendepfad 80 bestimmt werden. Dabei ist der
Reflexionsfaktor Γ durch den Quotienten aus reflektierter und gesendeter Welle an einem Tor definiert und der Transmissionsfaktor tr durch den Quotienten aus empfangener und gesendeter Welle an zwei unterschiedlichen Toren definiert.
Der wesentliche Vorteil bei der Realisierung des Sendepfads 80 und des davon elektromagnetisch entkoppelten Empfangspfads 82 im Hohlleiter 22 liegt darin, dass zusätzlich zum Reflexionsfaktor Γ oder alternativ zum Reflexionsfaktor Γ der Transmissionsfaktor tr bestimmt werden kann.
Bei dem in Figur 8 gezeigten Ausführungsbeispiel erfolgt die Entkopplung zwischen dem Sendepfad 80 und dem Empfangspfad 82 durch zwei separate Wellenleiter im Hohlleiter 22, die durch eine elektrisch leitfähige Trennwand 84 bereitgestellt werden können.
Unter der Annahme, dass der Hohlleiter 22 als zylindrischer Hohlleiter 22 realisiert ist, zeigt Figur 9 eine Feldverteilung der Hohlleiter-Sendewelle 16b im Sendepfad 80 und der Hohlleiter Reflexionswelle 30b im Empfangspfad 82.
Figur 10 zeigt eine vorteilhafte alternative Ausgestaltung des Hohlleiters 22 zur Realisierung des Sendepfads 80 und des elektromagnetisch vom Sendepfad 80 getrennten Empfangspfads 82. Bei dieser Ausgestaltung steht das gesamte Volumen des Hohlleiters 22 sowohl für die Hohlleiter-Sendewelle 16b als auch für die Hohlleiter-Reflexionswelle 30b zur Verfügung. Sowohl die Hohlleiter- Sendewelle 16b als auch die Hohlleiter-Reflexionswelle 30b können die gesamte vom Hohlleiter 22 zur Verfügung gestellte Öffnung nutzen. Die Trennung in den Sendepfad 80 und den Empfangspfad 82 erfolgt im Bereich als Septumpolarisator realisierten Wellentypwandlers 20, wobei die Pfade 80, 82 auf den beiden Seiten des Septumpolarisators ausgebildet werden. Jedem Signalpfad 80, 82 steht somit die gesamte Apertur 26 des Hohlleiters 22 zur Verfügung, sodass die Abstrahl- und Empfangseigenschaften des Hohlleiters 22 bei gegebenem Außendurchmesser optimiert sind.
Figur 1 1 zeigt eine Draufsicht A - A' auf die Apertur 26 des Hohlleiters 22, ausgehend von der Linie A - A' in Figur 10. Im gezeigten Ausführungsbeispiel wird davon ausgegangen, dass die Hohlleiter-Sendewelle 16b rechtsdrehend zirkulär polarisiert ist (Blickrichtung in Wellenausbreitungsrichtung von hinten auf die Welle) und als entsprechende rechtsdrehende zirkulär polarisierte Freiraum-Sendewelle 16c abgestrahlt wird.
Figur 12 zeigt eine Draufsicht auf das Target 12, ausgehend von der Linie B - B' in Figur 10. Aufgrund der elektrisch leitfähigen Oberfläche des Targets 12 wird die rechtsdrehend zirkulär polarisierte Freiraum-Sendewelle 16c als linksdrehend zirkulär polarisierte Freiraumwelle 30a reflektiert. Wegen der spiegelverkehrt dargestellten Draufsicht in Figur 12 in Bezug zu Figur 1 1 sind die Drehrichtungen der Wellen entgegengesetzt eingezeichnet.
Die linksdrehend zirkulär polarisierte Freifeld-Reflexionswelle 30a tritt im Hohlleiter 22 weiterhin als linksdrehend zirkulär polarisierte Hohlleiter-Reflexionswelle 30b auf.
Der Wellentypwandler 22 wird bei der Ausgestaltung mit zirkulär polarisierten Wellen vorzugsweise als Septumpolarisator realisiert. Im gezeigten
Ausführungsbeispiel weist der als Septumpolarisator realisierte Wellentypwandler 22 eine stufenförmige planare Struktur auf, die vorzugsweise mit einem
fotolithographischen Prozess gefertigt wird und somit direkt auf einer Platine einschließlich weiterer elektronischen Komponenten integriert werden kann. Auf die Integration elektronischer Komponenten im Hohlleiter 22 wurde bereits weiter oben eingegangen.
Wie bereits erwähnt, liegt der wesentliche Vorteil in der Realisierung von elektromagnetisch entkoppelten Signalpfaden 80, 82 darin, dass zusätzlich oder alternativ zum Reflexionsfaktor Γ der Transmissionsfaktor tr erfasst werden kann, der eine vom Abstand D zum Target 12 abhängig messbare Größe ist.
Der Transmissionsfaktor tr beschreibt den Signalpfad, der durch den Sendepfad 80 im Hohlleiter 22, der Laufstrecke zum Target 12 und wieder zurück zu dem
Empfangspfad 82 im Hohlleiter 22 gebildet wird.
Der Zusammenhang zwischen dem Abstand D und dem Betrag des
Transmissionsfaktors tr kann durch die Formgebung der Wellenführung innerhalb des Hohlleiters 22 beeinflusst werden. Beispielsweise wird die Lage des
Betragsmaximums dadurch beeinflusst, ob der Sende- und Empfangspfad 80, 82 erst an der aktiven Fläche des Näherungssensors 10 zusammengeführt werden oder noch innerhalb des kreiszylindrischen Hohlleiters 22. Verlaufen beide Pfade 80, 82 bis zur aktiven Fläche getrennt voneinander, weist der Transmissionsfaktor tr beim Targetabstand null eine Nullstelle auf.
Hingegen kann der Hohlleiter bzw. Sensorkopf auch so gestaltet werden, dass das Betragsmaximum des Transmissionsfaktors tr beim Targetabstand null auftritt, wie es zum Beispiel bei der Verwendung eines Septumpolarisators und zirkulär polarisierter Wellen möglich ist. Insbesondere kann damit der Hohlleiter 22 derart realisiert werden, dass der Verlauf des Transmissionsfaktors tr qualitativ demjenigen des Reflexionsfaktors Γ entspricht. Dieser Fall bringt den erheblichen Vorteil mit, dass die Ermittlung des Abstands D ausschließlich auf der Ermittlung des Transmissionsfaktors tr beruhen kann.
Hierdurch kann eine Signaltrennung durch den Richtkoppler 56 entfallen, da sowohl die Sendewelle 16 als auch die Reflexionswelle 30 ohnehin bereits getrennt vorliegen.

Claims

Ansprüche
1. Näherungssensor zur Messung des Abstands (D) eines Targets (12), mit einem Mikrowellenoszillator (52), der als Ausgangssignal (54) eine
Sendewelle (16) bereitstellt, welche der Näherungssensor (10) in Richtung auf das Target (12) als Freiraum-Sendewelle (16c) abstrahlt, die das Target (12), welches elektrisch leitfähig ist oder zumindest eine elektrisch leitfähige Oberfläche aufweist, als Freiraum-Reflexionswelle (30a) reflektiert und der Näherungssensor (10) als Reflexionswelle (30) empfängt, wobei eine
Ermittlung des Abstands (D) aus der Sendewelle (16) und der
Reflexionswelle (30) vorgesehen ist, wobei die Sendewelle (16) in einem Hohlleiter (22) als Hohlleiter-Sendewelle (16b) geführt ist, und wobei die Einkopplung der Sendewelle (16) in den Hohlleiter (22) mit einem
Wellenmode vorgesehen ist, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle (16b) an der Apertur (26) am vorderen Ende des Hohlleiters (22) in die Freiraum-Sendewelle (16c) und zur Propagierung der Freiraum-Sendewelle (16c) zum Target (12) führt, dadurch gekennzeichnet, dass im Hohlleiter (22) ein Sendepfad (80) zur Führung der Sendewelle (16) als eine Hohlleiter- Sendewelle (16b) und wenigstens ein vom Sendepfad (80) elektromagnetisch entkoppelter Empfangspfad (82) zur Führung der Reflexionswelle (30) als eine Hohlleiter-Reflexionswelle (30b, 30d) vorgesehen sind.
2. Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der
Hohlleiter (22) zwei für den Sendepfad (80) und den wenigstens einen Empfangspfad (82) getrennte Wellenleiter aufweist. Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die beiden voneinander entkoppelten Pfade (80, 82) durch eine zirkulär polarisierte Hohlleiter-Sendewelle (16b) und eine in der anderen Drehrichtung zirkulär polarisierte Hohlleiter-Reflexionswelle (30b) realisiert sind, wobei die Drehung der Polarisationsrichtung am Target (12) bei der Reflexion erfolgt.
Näherungssensor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bereitstellung der zirkulär polarisierten Hohlleiter-Sendewelle (16b) und zum Empfang der Hohlleiter-Sendewelle (30b) ein Wellentypwandler (20) vorgesehen ist, der als Septumpolarisator realisiert ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass als Wellenmode bei Verwendung eines kreiszylindrischen Hohlleiters (22) der TE1 1-Mode vorgesehen ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Hohlleiter (22) kreiszylindrisch ausgestaltet ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass an der Apertur (26) am vorderen Ende des Hohlleiters (22) ein dielektrisches Fenster (28) vorgesehen ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Hohlleiter (22) mit einem dielektrischen Material gefüllt ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass zur Festlegung des Wellenmodes der Hohlleiter-Sendewelle (16b) im Hohlleiter (22) wenigstens ein Wellentypwandler (20) vorgesehen ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass zur Ermittlung des Reflexionsfaktors (Γ) aus der Sendewelle (16) und der Reflexionswelle (30) ein Quadraturmischer (58) vorgesehen ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass zur Ermittlung des Reflexionsfaktors (Γ) aus der Sendewelle (16) und der Reflexionswelle (30) die 6-Tor-Technik vorgesehen ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Hohlleiter (22), der Wellentypwandler (20) und eine signalverarbeitende Anordnung (14) eine einteilige Einheit bilden, deren Gehäuse vorzugsweise der Hohlleiter (22) ist.
Verfahren zur Messung des Abstands (D) eines Targets (12), bei dem ein Ausgangssignal (54) eines Mikrowellenoszillator (52) als eine Sendewelle (16) bereitgestellt wird, welche in Richtung auf das Target (12) als Freiraum- Sendewelle (16c) abgestrahlt wird, welche vom Target (12), welches elektrisch leitfähig ist oder zumindest eine elektrisch leitfähige Oberfläche aufweist, als Freiraum-Reflexionswelle (30a) reflektiert wird und als
Reflexionswelle (30) empfangen wird, wobei der Abstand (D) aus der Sendewelle (16) und der Reflexionswelle (30) ermittelt wird, wobei die Sendewelle (16) in einem Hohlleiter (22) als Hohlleiter-Sendewelle (16b) geführt wird und wobei die Einkopplung der Sendewelle (16) in den Hohlleiter (22) mit einem Wellenmode vorgenommen wird, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle (16b) an der Apertur (26) am vorderen Ende des Hohlleiters (22) in die Freiraum-Sendewelle (16c) und zur Propagierung der Freiraum-Sendewelle (16c) zum Target (12) führt, dadurch gekennzeichnet, dass im Hohlleiter (22) in einem Sendepfad (80) die Sendewelle (16) als eine Hohlleiter-Sendewelle (16b) und in wenigstens einem vom Sendepfad (80) elektromagnetisch entkoppelten Empfangspfad (82) die Reflexionswelle (30) als eine Hohlleiter-Reflexionswelle (30b) geführt werden.
14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Abstand (D) aus dem Reflexionsfaktor (Γ) oder dem Transmissionsfaktor (tr) ermittelt wird.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Abstand (D) aus dem Reflexionsfaktor (Γ) und dem Transmissionsfaktor (tr) ermittelt wird.
Näherungssensor nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass als Wellenmode bei Verwendung eines kreiszylindrischen Hohlleiters (22) der TE1 1 -Wellenmode vorgesehen wird.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Ermittlung des Abstands (D) bei einer Frequenz der Sendewelle (16) und einem
Wellenmode vorgenommen wird.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass zur Ermittlung des Abstands (D) eine Abstimmung des Mikrowellenoszillators (52) alternierend auf wenigstens zwei unterschiedliche Frequenzen der
Sendewelle (16) vorgenommen wird und dass die Ermittlung des Abstands (D) bei wenigstens zwei unterschiedlichen Frequenzen sowie einem
Wellenmode vorgenommen wird.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass zur Einkopplung der Sendewelle (16) in den Hohlleiter (22) alternierend zum ersten
Wellenmode wenigstens ein zweiter Wellenmode vorgesehen wird.
Verfahren nach Anspruch 19 dadurch gekennzeichnet, dass die Ermittlung des Abstands (D) bei einer Frequenz der Sendewelle (16) und wenigstens bei zwei unterschiedlichen Wellenmoden vorgenommen wird.
Verfahren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass ein solcher weiterer Wellenmode vorgegeben wird, der zu einer vorwiegend
evaneszenten Feldverteilung vor dem Hohlleiter (22) führt.
22. Verfahren nach Anspruch 21 , dadurch gekennzeichnet, dass bei Verwendung eines kreiszylindrischen Hohlleiters (22) als wenigstens ein weiterer
Wellenmode der TM01-Mode vorgesehen wird.
23. Verfahren nach Anspruch 18 oder 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Ermittlung des Abstands (D) auf wenigstens zwei unterschiedliche Arten vorgenommen wird und dass eine Plausibilisierung der auf unterschiedliche Arten ermittelten Ergebnisse vorgesehen wird.
24. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass eine
Rückrechnung eines ermittelten ersten Reflexionsfaktors (Γ) aus der
Sendewelle (16) und der Reflexionswelle (30) auf einen an einer Apertur (26) des Hohlleiters (22) auftretenden Reflexionsfaktor (Γ3) vorgesehen ist.
25. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass die
Rückrechnung mittels einer konformen Abbildung (38) erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dadurch
gekennzeichnet, dass eine Ermittlung der Phase (Ph Γ) des Reflexionsfaktors (Γ) als Maß für den Abstand (D) vorgesehen wird.
27. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dadurch
gekennzeichnet, dass eine Ermittlung der Phase (Ph Γ) und des Betrags |Γ| des Reflexionsfaktors (Γ) als Maß für den Abstand (D) vorgesehen wird.
28. Verfahren nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass eine eindeutige Ermittlung des Abstands (D) aus der Phase (Ph Γ) des Reflexionsfaktors (Γ) anhand des Betrags des Reflexionsfaktors (Γ) vorgesehen ist, wenn innerhalb des vorgegebenen Messbereichs Mehrdeutigkeit der Phase (Ph Γ) des
Reflexionsfaktors (Γ) vorliegt.
29. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass eine
Grobkalibrierung vorgenommen wird. 30. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass eine
Feinkalibrierung vorgenommen wird.
31. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Abstand (D) als analoges Signal bereitgestellt wird.
32. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass ein Schaltsignal bereitgestellt wird, welches signalisiert, dass ein bestimmter Abstand (D) überschritten oder unterschritten ist.
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