WO2015000452A1 - Näherungssensor und verfahren zur messung des abstands eines objekts - Google Patents

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WO2015000452A1
WO2015000452A1 PCT/DE2013/000342 DE2013000342W WO2015000452A1 WO 2015000452 A1 WO2015000452 A1 WO 2015000452A1 DE 2013000342 W DE2013000342 W DE 2013000342W WO 2015000452 A1 WO2015000452 A1 WO 2015000452A1
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wave
waveguide
distance
proximity sensor
reflection
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PCT/DE2013/000342
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Sorin Fericean
Mark EBERSPÄCHER
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Balluff Gmbh
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    • G01S7/352—Receivers
    • G01S7/358—Receivers using I/Q processing

Definitions

  • the invention is based on a proximity sensor and a method for measuring the distance of an object according to the preamble of the independent claims.
  • the patent EP 1 000 314 B1 describes a circular-cylindrical distance measuring device which is based on the determination of the resonant frequency of a cavity resonator.
  • the resonator is formed from the resonator housing and the object to be detected.
  • the physical resonator length is composed of the length of the resonator housing and the distance to the object. If a minimum size of the object to be detected is exceeded, the resonance frequency is linked directly to the length of the resonator, from which it is possible to deduce the object distance.
  • the exact relationship between resonator length and resonant frequency depends on the field distribution and thus on the waveguide wave mode used.
  • the decisive factor in the design is the electrical permittivity of the waveguide filling. If this value increases, on the one hand, the overall length of the
  • a metallized dielectric is provided as resonator rear wall, on which the evaluation electronics are located on the outside.
  • a coplanar slot coupling or a microstrip line is proposed.
  • the coupling by means of microstrip line is especially helpful if the evaluation electronics to be mounted remotely from the resonator, for example, for reasons of thermal decoupling.
  • either one or two coupling points can be realized, depending on whether the resonator is to be used in the transmission or reflection mode.
  • the evaluation electronics contains an adjustable oscillator whose frequency is tuned in a linear manner within a certain bandwidth and the resulting reflection or transmission factor of the resonator is observed. In the vicinity of a resonant frequency, these factors have large variations that can be systematically identified by differentiating by frequency. Since the circuitry has a linear relationship between frequency and time due to the activation, the derivative with respect to the frequency can be obtained by means of a derivative with respect to time. If the second derivative thus obtained exceeds a predetermined threshold, a resonance is detected and the frequency is no longer detuned but held constant and its current value is determined by means of a frequency counter.
  • EP 1 000 314 B1 proposes a concept based on a closed-phase-locked loop (PLL).
  • the setpoint frequency is specified via a direct digital synthesizer (DOS) as the reference variable of the PLL. If the detection circuit detects a resonance, the frequency is determined by the settings of the di- digital synthesizer immediately known, whereby the cycle time of a measurement can be significantly shortened.
  • DOS direct digital synthesizer
  • Resonator method disadvantageous fact that the distance range to be detected directly specifies the required bandwidth of the operating frequency.
  • the usable bandwidth is fixed and thus the distance range.
  • ISM bands Industrial, Scientific and Medical Band
  • a frequency range is proposed for operation between 1 - 100 GHz, the bandwidth being approximately 2 GHz or 10%.
  • ISM bands Industrial, Scientific and Medical Band
  • the decreasing quality of the resonator leads only to weakly expressed minima in the reflection or transmission factors, as a result of which the detection of the associated resonant frequencies becomes error-prone. This can be seen by illustrating the location of the resonant frequency in the complex frequency plane.
  • the complex natural frequency moves away from the ⁇ -axis, which means that no more singularity can be traversed when the oscillator is detuned.
  • the limited range is additionally due to the choice of the TE01 mode used, since the field distribution around the waveguide in this case has predominantly evanescent waves, which decay rapidly with increasing distance.
  • a groove guide in microwave technology, is understood to mean a waveguide which contains two opposing plates into which a notch of rectangular cross-section is respectively introduced in the propagation direction. The entire arrangement is symmetrical with respect to a plane whose normal coincides with the connecting line of both plates. In the space provided by the notches and the conductive plates, wave modes propagatable toward the notch may exist. Due to the required symmetry and the strong dependence of the propagation properties of the plate spacing, this waveguide places high demands on the manufacturing accuracy.
  • the notch is no longer straight, but circular introduced for the realization of a resonator, so that a circular conductor loop is formed.
  • a resonance occurs if and only if an integer multiple of the guided wavelength just corresponds to the circumference of the conductor. Since the guided wavelength is a function of the plate spacing and the frequency, the resonance condition can be satisfied within a certain bandwidth for different distances and from this the information about the distance can be obtained.
  • the oscillator is excited by means of a Gunn element, causing the oscillator to oscillate at its natural frequency.
  • the frequency is then determined by a heterodyne system in which the down-converted natural frequency is fed to a frequency counter.
  • the distance sensor described has a large size, since the diameter of the resonator must be chosen to be relatively large in order to keep the radiation losses in the radial direction small.
  • the diameter of the described resonator is for operation between 8 - 12 GHz 60 mm with a plate size of 200 mm x 200 mm.
  • the measuring range achieved ranges from 13 to 15 mm. If the plate spacing is further increased, higher wave modes can occur in the considered frequency range, which results in ambiguity.
  • the distance sensor includes a high frequency line connected to an oscillator and to a reflectance measuring device.
  • the position of the work spindle relative to the high-frequency line influences the reflection behavior, so that it is possible to deduce the distance from the determined reflection factor.
  • the High frequency line is realized for example as a microstrip line, which is made of flexible material which is fixed by gluing on the surface of the stationary part of the machine tool.
  • a high-frequency transmission signal provided by an oscillator is coupled into the high-frequency line.
  • a part of the transmission signal is decoupled from a first directional coupler and fed to a first power detector.
  • the majority of the transmission signal is fed into the high-frequency line after passing through a second directional coupler.
  • the reflected back from the object reflection signal is superimposed on the transmission signal.
  • a part of the reflection signal is decoupled from the second directional coupler and fed to a second power detector.
  • the two power detectors are connected to an evaluation unit, which determines the ratio of the two powers, that is, the reflection factor and outputs, from which a measure of the distance of the object can be specified.
  • a dielectric resonator which effects a pronounced resonance behavior of the distance sensor.
  • a change in the distance of the object from the dielectric resonator results in a shift in the resonant frequency of the dielectric resonator.
  • the determination of the distance of the object can then additionally or alternatively be based on the evaluation of the frequency change.
  • the invention has for its object to provide a proximity sensor and a method for measuring the distance of an object with a wide detection range, which are also almost independent of the permeability of the metallic object to be detected.
  • the invention is based on a proximity sensor for measuring the distance of an object from the proximity sensor.
  • the proximity sensor includes a microwave oscillator which provides as an output signal a transmission wave which the proximity sensor radiates towards the object as a free space transmission wave which reflects the object which is electrically conductive or at least has an electrically conductive surface as a free space reflection wave and the Proximity sensor receives as a reflection wave, wherein a determination of the reflection factor of the transmission wave and the reflection wave is provided, which provides the proximity sensor as a measure of the distance.
  • the proximity sensor according to the invention is characterized in that the transmission wave is guided in a waveguide as a waveguide transmission wave, that the coupling of the transmission wave is provided in the waveguide with a wave mode, for the replacement of the waveguide transmission wave at the aperture at the front end of the waveguide into the free space broadcast wave and propagate the free space broadcast wave to the object.
  • the proximity sensor according to the invention offers, for example, inductive proximity sensors a considerably wider measuring range, which can be greater by up to a factor of 10, and a larger linearity range.
  • proximity sensor With the proximity sensor according to the invention, very small distances in the range of zero to a few centimeters can be detected, for example, with respect to a proximity sensor according to the standard radar principle, which inherently has a blind range from zero to a minimum distance.
  • the proximity sensor according to the invention Compared to a proximity sensor that exploits a characteristic resonance characteristic, the sometimes time-consuming search for a resonant frequency is eliminated and the bandwidth is independent of the distance measuring range, whereby a very narrow-band operation or even operation with zero bandwidth is possible. Due to the omission of a modulation of the transmission wave and omission of the discontinuous operation of the microwave oscillator, the proximity sensor according to the invention requires only a small high-frequency bandwidth. Therefore, even the bandwidth is zero possible. As a result, the proximity sensor according to the invention easily adopts the applicable EMC regulations.
  • Another significant advantage of the proximity sensor according to the invention is that the measurement result is largely independent of the permeability of the object.
  • the proximity sensor according to the invention in standard designs of known inductive proximity sensors can be realized.
  • a propagating free-space transmission wave is achieved with the comparatively simple excitation of the circular waveguide associated TE1 1 mode of the waveguide transmission wave.
  • the waveguide can in principle be configured rectangular or circular cylindrical be.
  • An advantageous embodiment provides that the waveguide is designed circular cylindrical.
  • Another advantageous embodiment of the proximity sensor according to the invention provides that at the aperture at the front end of the waveguide, a dielectric window is provided.
  • the dielectric window prevents the ingress of dirt into the waveguide.
  • the entire waveguide can be filled with a dielectric material. With this measure, it is possible to fix a preferably existing Wellentypwandler directly in the waveguide.
  • the coupling of the transmission wave with its predetermined wave mode is most easily achieved with a Wellentypwandler that converts the line transmission wave in the waveguide transmission wave.
  • a quadrature mixer or, alternatively, the 6-port technique is particularly advantageous to use due to the availability as a finished technical solutions.
  • the inventive method for measuring the distance of an object wherein an output signal of a microwave oscillator is provided as a transmission wave, which is emitted toward the object as a free-space transmission wave, which from the object which is electrically conductive or at least has an electrically conductive surface is reflected as a free-space reflection wave and received as a reflection wave, the reflection factor from the transmission wave and the reflection wave is determined and provided as a measure of the distance, characterized in that the transmission wave in a waveguide is performed as a waveguide transmission wave, that the coupling of the transmission wave is made in the waveguide with a wave mode for the replacement of the waveguide transmission wave at the aperture at the front end of the waveguide in the free space transmission wave and for propagating the free space transmission wave to the object leads.
  • the method according to the invention may also be referred to as a method for operating the proximity sensor according to the invention. Therefore, the advantages already presented for the proximity sensor according to the invention are also present in the method according to the invention.
  • the wave mode of the circular waveguide associated TE11-mode is advantageously provided.
  • the inventive method allows the determination of the distance at only one frequency of the transmission wave and only one predetermined wave mode.
  • An alternative or additional embodiment provides that, to determine the distance, a tuning of the microwave oscillator is performed alternately to at least two different frequencies of the transmission wave.
  • a tuning of the microwave oscillator is performed alternately to at least two different frequencies of the transmission wave.
  • An embodiment provides that at least one second wave mode is provided for coupling the transmission wave into the waveguide alternately to the first wave mode. With this measure it is provided according to another alternative or according to an additional embodiment that the determination of the distance is made at a single frequency of the transmission wave and at least at two different wave modes.
  • At least one such further wave mode is provided, which leads to a predominantly evanescent field distribution in front of the waveguide, which differs significantly from the propagating free space transmission wave, so that the difference is as large as possible.
  • Particularly suitable for this purpose is the round waveguide associated TM01 mode.
  • the described embodiments make it possible to determine the distance in at least two different ways, so that the results determined on the different types can be made plausible and / or unambiguous.
  • a direct measure of the distance of the object from the aperture of the waveguide is obtained by means of a retroactive calculation of the determined reflection factor from the transmission wave and the reflection wave to the reflection factor occurring at the aperture of the waveguide.
  • the recalculation preferably takes place with a conformal image which is angle-preserving so that the essential phase information is not lost.
  • the measure of the distance can already be obtained from the phase of the reflection factor alone.
  • the amount of the reflection factor is further taken into account.
  • an unambiguous determination of the distance from the phase of the reflection factor can then be obtained on the basis of the magnitude of the reflection factor if there is ambiguity in the phase of the reflection factor within the predetermined measuring range.
  • advantageous refinements provide a rough calibration and, If necessary, additionally a fine calibration.
  • the distance is provided as an analog signal.
  • a switching signal is provided which signals that a certain distance has been exceeded or fallen short of.
  • FIG. 1 shows a sketch of a proximity sensor according to the invention
  • Figure 2a shows a diagram of the electric field strength in a cross section of a
  • FIG. 2b schematically shows a resulting field strength distribution in the waveguide and in the free field in an excitation according to FIG. 2a
  • FIG. 3 a shows a diagram of the electric field strength in a cross section of a waveguide at a second excitation
  • FIG. 3b schematically shows a resulting field strength distribution in the waveguide and in the free field in an excitation according to FIG. 3a
  • FIG. 4a shows a block diagram of a signal processing system
  • FIG. 4b shows a block diagram of a quadrature mixer
  • FIG. 4c shows a block diagram of a 6-port technique
  • FIG. 5a shows an amount of a measured complex reflection factor.
  • FIG. 5b shows a phase angle of a measured complex reflection factor
  • FIG. 6a shows an amount of a measured complex reflection factor after a conformal mapping
  • Figure 6b shows a phase angle of a measured complex reflection factor after a conformal mapping
  • Figure 7 shows a measured reflection factor at two different frequencies after a conformal mapping.
  • FIG. 1 shows a sketch of a proximity sensor 10 according to the invention, which detects the distance D between the proximity sensor 10 and an object 12.
  • a signal-processing arrangement 14 provides a transmission wave 16, which is guided in a high-frequency line 18 as a line transmission wave 16 a to a shaft type converter 20.
  • the mode converter 20, which converts the line-connected two-wire wave mode (QTEM) of the line transmission wave 16a into a predetermined waveguide wave mode, couples the line transmission wave 16a into a waveguide 22.
  • QTEM line-connected two-wire wave mode
  • the waveguide 22 has a predetermined cross section, which may be, for example, rectangular or circular cylindrical.
  • a circular cylindrical design is advantageous, with a direct exchange of existing inductive proximity sensors with circular cylindrical housings against the proximity sensor 10 according to the invention is possible in a simple manner.
  • existing brackets can be used.
  • the excited waveguide transmission wave 16b propagates in the waveguide 22, reaches an opening or aperture 26 at the front end of the waveguide 22 and determines the field distribution in the region of the aperture 26.
  • the waveguide transmission wave 16b running in the waveguide 22 whose wavefronts are sketched in FIG. 1 occurs at the aperture 26 of the waveguide 22 as radiated dominant free-space transmission wave 16c, from which the wavefronts are likewise sketched.
  • the aperture 26 of the waveguide 22 corresponds to the active surface of the
  • the waveguide 22 may have a dielectric window 28 at its aperture 26 at the front end.
  • the dielectric window 28 prevents the penetration of dirt into the waveguide 22.
  • dielectric materials are considered which have the lowest possible transmission loss for the waveguide transmission wave 16b. Suitable materials include Teflon or alumina.
  • the electrical permittivity of the material plays a role, since this variable, in addition to the diameter d, is directly included in the resulting characteristic impedance of the waveguide wave modes.
  • Transmission wave 16b to the radiated free-space transmission wave 16c takes place.
  • FIG. 1 shows the embodiment in which the wave-type converter 20, viewed in the direction of the transmission shaft 16, is positioned outside the waveguide 22 for illustrative purposes.
  • the radiated free-space transmission wave 16c impinges on the object 12, which is located in the specific distance D in front of the aperture 26 of the waveguide 22.
  • the proximity sensor 10 according to the invention detects and provides a measure of the distance D between the aperture 26 of the waveguide 22 and the object 12.
  • the object 12 which is either completely made of an electrically conductive material or has at least one surface made of an electrically conductive material, reflects the free-space transmission shaft 16c running outside the waveguide 22, so that a reflection wave 30 occurs, which initially takes the form of a free space.
  • Reflection wave 30a is present, from which the wave fronts are sketched in Figure 1.
  • the free-space reflection wave 30a passes through the aperture 26 back into the waveguide 22, in which the reflection wave 30 is present as a waveguide reflection wave 30b, again the wave fronts of the waveguide reflection wave 30b are sketched.
  • the waveguide reflection wave 30b is converted in the wave type converter 20 into a line reflection wave 30c and arrives as a reflection wave 30 in the signal processing arrangement 14th
  • the entire arrangement between the signal-processing arrangement 14 and the object 12 can be viewed in sections as a high-frequency line, which is sketched schematically in the lower part of Figure 1.
  • Each section can be assigned an input impedance ⁇ - ⁇ , Z2, Z3 or a reflection factor ⁇
  • a measure of the distance D can be determined.
  • the phase Ph l ⁇ i of the reflection factor ⁇ represents an initially ambiguous measure of the distance D as a function of the known frequency of the transmission wave 16.
  • the first impedance Zi or the first reflection factor ⁇ -1 occurs at the aperture 26 of the waveguide 22. Furthermore, it is assumed that there is air in the free space whose characteristic impedance is at least approximately 377 ohms. Instead of air, however, it is also possible to provide another medium, for example a dielectric wall, in which case the characteristic impedance changes accordingly.
  • the third reflection factor ⁇ 3 at the beginning of the high frequency line 18 at the position of the signal processing device 14 is measured.
  • the essential advantage is that the measurement can be carried out within the signal-processing arrangement 14.
  • the entire arrangement between the signal-processing arrangement 14 and the object 12 can be represented as a cascade of different line sections 32, 34, 36.
  • the line sections 32, 34, 36 are formed by the space dependent on the distance D, the waveguide 22 and the high-frequency line 18, neglecting the Wellentypwandlers 20.
  • Each line section 32, 34, 36 has a certain characteristic impedance, an (input) impedance ⁇ - ⁇ , Z2, Z3 and a (input) reflection factor ⁇
  • the reflection factors ⁇ , l ⁇ 2, ⁇ 3 are each related to the characteristic impedance of the corresponding section 32, 34, 36.
  • the phase of the first reflection factor ⁇ 1 has a sectionally linear functional relationship from the distance D. With increasing distance D results for the amount of the first reflection factor ⁇ a monotonically decreasing function.
  • the next line section 34 which corresponds to the waveguide 22, transforms the impedance Z1 into the impedance Z2.
  • the reflection factor ⁇ is a complex quantity and defined as the quotient of the reflection wave 30 and the transmission wave 16.
  • the reflection factor ⁇ for example, by the following context according to a conforming Where Z re f is a normalization impedance that can be determined during a coarse calibration described below: r _ Z 3 -Z ref
  • the free space transmission shaft 16c has at least temporarily a dominating contribution of a plane wave propagating in the direction of the object 12.
  • the field distribution in the aperture 26 is predetermined by the wave mode distribution in the waveguide 22. Therefore, a wave mode is excited which leads explicitly predominantly to a free-space transmission wave 16c propagating in the direction of the object.
  • the waveguide transmission wave 16b should accordingly pass with as few reflections on the aperture 26 into the free-field transmission wave 16c.
  • both the characteristic impedance of the wave waveguide mode as possible correspond to the wave resistance of the free space and its field distribution as possible that of a plane wave.
  • These conditions can be met, for example, by the fundamental wave mode of a rectangular or circular cylindrical waveguide 22. In accordance with the applicable standard for inductive proximity sensors, a circular cylindrical design is specified.
  • the waveguide 22 is preferably realized as a circular cylindrical waveguide 22, preferably with a circular cross-section.
  • a freely selectable other cross-section of the waveguide 22, for example a rectangular cross-section can also be provided in principle.
  • FIGS. 2a-3b show two different field distributions using the example of a circular-cylindrical waveguide 22.
  • the field distributions are caused by a monomodal excitation in the circular cylindrical waveguide 22.
  • FIG. 2a shows an excitation 40 in the TE11 mode associated with a circular waveguide.
  • the electric field strength 40 is sketched in a cross section of the waveguide 22, the amount and direction are symbolized by the registered triangles.
  • the corresponding field distribution 42 within the waveguide 22 and the field distribution 44 in the free space in front of the aperture 26 of the waveguide 22 are shown in a plan view in Figure 2b.
  • the excitation in the TE11 mode leads predominantly to a desired free-space transmission wave 16c propagating in the direction of the object D.
  • a propagating free-space transmission wave 16c is to be provided at least temporarily by the proximity sensor 10 according to the invention.
  • FIG. 3a shows a second excitation in the TM01 mode associated with a circular waveguide.
  • the electric field strength 46 is sketched in a cross section of the waveguide 22, whose amount and direction are symbolized by the registered triangles.
  • the corresponding second field distribution 48 within the waveguide 22 and second field distribution 50 in the free space in front of the aperture 26 of the waveguide 22 are shown in a plan view in FIG. 3b.
  • the excitation in the TM01 mode leads to a predominantly evanescent field distribution 50 in the free space in front of the aperture 26.
  • the determination of the reflection factor ⁇ , in particular the third reflection factor l ⁇ 3 takes place in the signal processing arrangement 14, the block diagram of which is shown in FIG. 4a.
  • the signal processing arrangement 14, whose components can be arranged according to an advantageous embodiment in the rear end of the waveguide 22, includes a microwave oscillator 52, the output signal 54 are provided both a directional coupler 56 and a quadrature mixer 58 are available.
  • the directional coupler 56 passes the output signal 54 of the microwave oscillator 52 via the high-frequency line 18 to the wave-type converter 20. Further, the directional coupler 56 couples the reflection wave 30 and passes a reflection signal 30 corresponding reflection signal 60 to the quadrature mixer 58 on.
  • a switch 62 is provided.
  • the switch 62 allows switching from a first frequency of the output signal 54 of the microwave oscillator 52 to at least one further frequency.
  • the transmission shaft 16 is separated from the reflection wave 30.
  • the directional coupler 56 may be implemented in planar line technology, for example in microstrip technology.
  • the reflection factor ⁇ , in particular the third reflection factor ⁇ 3 can be determined on the basis of the separated waves 16, 30, for example by means of quadrature mixing in the quadrature mixer 58.
  • a block diagram of the quadrature mixer 58 is shown in Figure 4b.
  • the quadrature mixer 58 forms an in-phase and a quadrature component I, Q by mixing the reflection wave 30 with the transmission wave 16.
  • the quadrature mixture makes it possible to determine the real and imaginary parts of the complex envelope of the signal to be analyzed, here the reflection signal 60 in terms of amplitude and phase the reference signal, here the output signal 54.
  • An alternative option for determining the reflection factor ⁇ is the 6-port technique.
  • An implementation example of the 6-port technique is shown in FIG. 4c.
  • the 6-port technique also provides the in-phase and quadrature components I, Q.
  • a further alternative possibility for determining the reflection factor ⁇ is possible within the scope of a measurement of the standing ripple along line sections.
  • Both components I, Q are supplied to a calculation unit 64, which determines therefrom the complex reflection factor ⁇ , in particular the third reflection factor ⁇ 3, and preferably takes on a calibration described below and a measurement value evaluation.
  • the calculation unit 64 preferably furthermore contains the conformal mapping 38 for transforming the complex third reflection factor ⁇ 3 into the first complex reflection factor ⁇ -.
  • An output signal 66 of the calculation unit 64 can be evaluated directly as a measure of the distance D.
  • the microwave oscillator 52, the mode converter 20, the directional coupler 56, the quadrature mixer 58 and the computing unit 64 are arranged on a single board made of high frequency suitable base material, for example glass fiber reinforced Teflon.
  • the conformal image 38 is provided, which images the first reflection factor f " i in the complex plane onto a spiral with the reference wave resistance as the center, corresponding to a re-normalization of the characteristic impedance, whereby all the plane waves become free in the space between the apertures 26 and As the wave loses power through losses and radiation, both its propagation constant and its characteristic impedance are complex, which also results in a complex reference wave resistance.
  • the course of the third reflection factor ⁇ 3 describes a spiral in the complex reflection factor plane as a function of the distance D whose position results from the individual transformations. Although, in principle, there is still a spiral course, this can result in a complicated course for the third complex reflection factor ⁇ 3 in the usual polar coordinate representation.
  • the spiral lies completely in the first quadrant of the Cartesian reflection factor plane.
  • the values for the angles of the reflection factor ⁇ 1 in polar coordinates are Range from 0 to ⁇ 12. From the previously linearly decreasing with increasing distance D phase curve, a curve has now emerged, the phase without phase jumps growing phase values. Equally, the transformations produce different maxima and minima in the amount of the reflection factor ⁇ 3.
  • the goal of compliant figure 38 is through
  • FIG. 5a shows the magnitude of the third reflection factor ⁇ 3 before the conformal mapping and in FIG. 6a after the conformal mapping.
  • the result for the magnitude of the third reflection factor ⁇ 3 is a monotonically decreasing function and a linear relationship between the distance D and the phase Ph ⁇ 3.
  • the complex third reflection factor ⁇ especially the third reflection factor ⁇ 3 shown in a Smith chart, two curves are shown, which apply to two different frequencies of the transmission shaft 16, which can be switched by means of the switch 62 periodically. From the linear phase curve can directly over the phase constant of the
  • Transmission wave 16 to the distance D of the object 12 are closed.
  • the association between distance D and phase Ph ⁇ is initially unclear if the detection range of proximity sensor 10 exceeds half the wavelength of transmission wave 16.
  • the magnitude profile of the reflection factor ⁇ is additionally evaluated and thus the ambiguity of the pure phase evaluation is eliminated. This evaluation is carried out successfully, since the conformal mapping 38 maps the magnitude of the determined first reflection factor ⁇ to a monotonously decreasing profile.
  • At least one coarse calibration but preferably a coarse and a fine calibration are provided according to an advantageous embodiment.
  • the basis of both calibrations are measured values (reference values) of the complex reflection factor ⁇ 3, which are generated once after sensor production along the be recorded and stored.
  • the number of value pairs to be recorded is determined mainly by the accuracy of the sensor to be achieved.
  • the coarse calibration can be carried out, for example, as follows:
  • the mode converter 20 it is provided to design the mode converter 20 in such a way that it implements an impedance transformation of Zi directly, as a result of which the conformal mapping can be greatly simplified or even completely eliminated.
  • the preferably additionally provided fine calibration can be carried out, for example, as follows:
  • whose degree determines the quality of the approximation.
  • the degree of the polynomial is in turn limited by the number of development points, which here are the measured reference points. However, since any number of points can be recorded metrologically, an interpolation polynomial for any accuracy can be found.
  • the purpose of this polynomial is to perform a coarse measurement of the distance D over the measured amount of the reflection factor ⁇ . This measurement only serves to determine the correct interval of the phase.
  • phase curve which occur in practice despite conformal mapping, directly affect the accuracy to be expected in the case of Determination of the distance D down.
  • a downstream linearization is preferably carried out in the determination of the distance D.
  • phase values at the individual reference positions are determined by the sensor evaluation and the difference between actual and setpoint is determined. All deviations of the phase along the detection range are again represented by a polynomial. Again, an arbitrarily high degree and thus any accuracy can be achieved by any number of measurement points.
  • the deviation from the exact phase can be determined during the actual determination of the distance D and the measurement result corrected.
  • the proximity sensor 10 according to the invention provides a measure of absolute distances D and requires no reference during operation.
  • the proximity sensor 10 According to a development of the proximity sensor 10 according to the invention or of the method according to the invention for measuring the distance D of an object 12, it is provided to determine the reflection factor ⁇ and thus the distance D instead of at a predetermined frequency of the microwave oscillator 54 at at least two different frequencies.
  • the switch 62 For switching between the frequencies of the switch 62 is provided which causes the microwave oscillator 52 alternately to provide the output signal 54 with the first and at least one further frequency.
  • further spiral-shaped courses 68, 70 are mentioned.
  • This embodiment is particularly advantageous for large distances D, since here the course of the magnitude of the reflection factor ⁇ becomes flatter and thus its determination possibly error-prone.
  • a further advantageous development provides that instead of a monomodal excitation additional wave modes generated in the waveguide 22 and the reflection factor ⁇ is determined at the different wave modes. As a result, at least one further independent complex variable is obtained, which can be used to determine the distance D and / or to eliminate the ambiguity in the phase Ph ⁇ . In this development, several Wellentyp- converters 20 are required.
  • both at least two different frequencies of the transmission wave 16 and at least two different wave modes can be used to determine the distance D.
  • the determined measure of the distance D corresponding to the output signal 66 can be provided as an analog signal. Alternatively or additionally, the be provided as a switching signal 66, which signals that certain distance D is exceeded or fallen below.

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Abstract

Die Erfindung betrifft einen Näherungssensor (10) und ein Verfahren zur Messung des Abstands (D) eines Objekts (12). Der Näherungssensor (10) enthält einen Mikrowellenoszillator (52), der als Ausgangssignal (54) eine Sendewelle (16) bereitstellt, welche der Näherungssensor (10) in Richtung auf das Objekt (12) als Freiraum-Sendewelle (16c) abstrahlt, die das Objekt (12), welches elektrisch leitfähigist oder zumindest eine elektrisch leitfähige Oberfläche aufweist, als Freiraum-Reflexionswelle (30a) reflektiert und der Näherungssensor (10) als Reflexionswelle (30) empfängt, wobei eine Ermittlung des Reflexionsfaktors (Γ) aus der Sendewelle (16) und der Reflexionswelle (30) vorgesehen ist, welchen der Näherungssensor (10) als ein Maß für den Abstand (D) bereitstellt. Der erfindungsgemäße Näherungssensor (10) und das erfindungsgemäße Verfahren zeichnen sich dadurch aus, dass die Sendewelle (16) in einem Hohlleiter (22) als Hohlleiter-Sendewelle (16b) geführt ist, dass die Einkopplung der Sendewelle (16) in den Hohlleiter (22) mit einem Wellenmode vorgesehen ist, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle (16b) an der Apertur (26) am vorderen Ende des Hohlleiters (22) in die Freiraum-Sendewelle (16c) und zur Propagierung der Freiraum-Sendewelle (16c) zum Objekt (12) führt.

Description

Titel
Näherungssensor und Verfahren zur Messung des Abstands eines Objekts
Die Erfindung geht aus von einem Näherungssensor und einem Verfahren zur Messung des Abstands eines Objekts nach der Gattung der unabhängigen Ansprüche.
Stand der Technik
In der Patentschrift EP 1 000 314 B1 wird eine kreiszylindrische Abstandsmessvor- richtung beschrieben, die auf der Ermittlung der Resonanzfrequenz eines Hohlraumresonators beruht. Der Resonator wird aus dem Resonatorgehäuse und dem zu detektierenden Objekt gebildet. Die physikalische Resonatorlänge setzt sich dabei aus der Länge des Resonatorgehäuses und dem Abstand zum Objekt zusammen. Wird eine Mindestgröße des zu detektierenden Objekts überschritten, ist die Resonanzfrequenz unmittelbar mit der Länge des Resonators verknüpft, woraus auf den Objektabstand geschlossen werden kann. Die genaue Abhängigkeit zwischen Resonatorlänge und Resonanzfrequenz hängt von der vorliegenden Feldverteilung und somit vom verwendeten Hohlleiter-Wellenmode ab. Als entscheidender Faktor beim Entwurf geht dabei die elektrische Permittivität der Hohlleiterfüllung mit ein. Nimmt dieser Wert zu, verkleinern sich einerseits sowohl die Baulänge des
BESTÄTIGUNGSKOPIE Resonators als auch der benötigte Querschnitt aber andererseits verringert sich auch mit zunehmender Permittivität die Reichweite der Abstandsmessvorrichtung.
Bei dem beschriebenen Konzept wird als Resonatorrückwand ein metallisiertes Dielektrikum vorgesehen, auf dem sich auf der Außenseite die Auswertelektronik befindet. Zur Ankopplung der Elektronik an den Resonator wird entweder eine koplanare Schlitzkopplung oder eine Mikrostreifenleitung vorgeschlagen. Die Einkopplung mittels Mikrostreifenleitung ist vor allem dann hilfreich, wenn die Auswertelektronik vom Resonator abgesetzt montiert werden soll, beispielsweise aus Gründen der thermischen Entkopplung. Zusätzlich können entweder ein oder zwei Koppelstellen realisiert werden, je nachdem ob der Resonator im Transmissionsoder im Reflexionsbetrieb verwendet werden soll.
Zur Bestimmung der Resonanzfrequenz enthält die Auswertelektronik einen einstellbaren Oszillator, dessen Frequenz innerhalb einer gewissen Bandbreite linear durchgestimmt und der resultierende Reflexions- bzw. Transmissionsfaktor des Resonators beobachtet wird. In der Umgebung einer Resonanzfrequenz weisen diese Faktoren starke Variationen auf, die sich systematisch durch Differenzieren nach der Frequenz erkennen lassen. Da schaltungstechnisch durch die Ansteue- rung ein linearer Zusammenhang zwischen Frequenz und Zeit besteht, kann die Ableitung nach der Frequenz mittels einer Ableitung nach der Zeit erhalten werden. Übersteigt die so gewonnene zweite Ableitung eine vorgegebene Schwelle, ist eine Resonanz erkannt und die Frequenz wird nicht weiter verstimmt, sondern konstant gehalten und ihr aktueller Wert mittels eines Frequenzzählers ermittelt.
Als alternativer Ansatz zur Frequenzbestimmung wird in der Patentschrift
EP 1 000 314 B1 ein Konzept auf Basis einer geschlossenen Phasenregelschleife (PLL) vorgeschlagen. Hierbei wird die Sollfrequenz über einen direkten digitalen Synthesizer (DOS) als Führungsgröße der PLL vorgegeben. Erkennt nun die De- tektionsschaltung eine Resonanz, ist die Frequenz durch die Einstellungen des di- gitalen Synthesizers unmittelbar bekannt, wodurch die Zyklusdauer einer Messung deutlich verkürzt werden kann.
Unabhängig davon, wie die Resonanzfrequenz ermittelt wird, ist bei diesem
Resonatorverfahren die Tatsache nachteilig, dass der zu erfassende Abstandsbereich unmittelbar die benötigte Bandbreite der Betriebsfrequenz vorgibt. Für industrielle Sensoren ist die nutzbare Bandbreite fest vorgegeben und somit auch der Abstandsbereich.
Ungeachtet der zulässigen ISM-Bänder (Industrial, Scientific and Medical Band) wird ein Frequenzbereich für den Betrieb zwischen 1 - 100 GHz vorgeschlagen, wobei die Bandbreite ungefähr 2 GHz bzw. 10 % betragen soll. Zusätzlich erweist es sich als schwierig, mit diesem Resonatorkonzept große Abstandsbereiche realisieren zu können. Grund hierfür ist zum einen, dass bei größer werdenden Abständen die Änderungen der Resonanzfrequenz kleiner werden. Zusätzlich führt die kleiner werdende Güte des Resonators nur noch zu schwach ausgeprägten Minima in den Reflexions- bzw. Transmissionsfaktoren, wodurch die Detektion der zugehörigen Resonanzfrequenzen fehleranfällig wird. Dies ist ersichtlich, wenn die Lage der Resonanzfrequenz in der komplexen Frequenz-Ebene veranschaulicht wird. Mit abnehmender Güte entfernt sich die komplexe Eigenfrequenz von der ω-Achse, wodurch beim Verstimmen des Oszillators keine Singularität mehr durchlaufen werden kann. Die begrenzte Reichweite ist zusätzlich durch die Wahl des verwendeten TE01-Modes bedingt, da die Feldverteilung um den Hohlleiter in diesem Fall vorwiegend evaneszente Wellen aufweist, die schnell mit zunehmender Entfernung abklingen.
In dem Fachbeitrag von S. Bonerz, W. Bechteler, J. Greif,„Sensorsystem zur Überwachung der Werkzeugplananlage auf Basis von Keramikresonatoren und Hohlleiterstrukturen", ANSYS Conference and 29th CADFEM Users Meeting, 19. - 21. Oktober 201 1 , wurde ein Verfahren vorgestellt, bei dem die Ermittlung eines Abstands eines Objekts von einem Abstandssensor ebenfalls auf Grundlage eines Hohlleiterresonators basiert. Auch hier bestimmt der zu messende Abstand die Länge eines Resonators und somit dessen Resonanzfrequenz. Der verwendete Hohlleiter-Wellenmode ist hier der Grundmode TE11 eines kreiszylindrischen Hohlleiters. Die Resonanzfrequenz wird durch einen Frequenzsweep mittels einer Messung der aufgenommen Wirkleistung des Resonators ermittelt.
In dem Fachbeitrag von T. F. Bechteler, A. S. A. Bechteler, "The Groove-Guide Oscillator," IEEE Microwave Magazine, Vol. 12, No. 6, Seiten 110 - 119, Okt. 2011 , ist ein Abstandsmessverfahren auf Grundlage eines sogenannten Groove-Guide Oscillators beschrieben, das ebenfalls einem Resonatorkonzept entspricht. Obwohl auch hier das Problem der Abstandsmessung auf die Ermittlung von Eigenfrequenzen eines Resonators zurückgeführt wird, unterscheidet sich jedoch dieses System sowohl im Aufbau des Resonators als auch in der vorgeschlagenen Ermittlung der Resonanzfrequenz grundlegend von dem in der Patentschrift EP 1 000 314 B1 beschriebenen Lösungsansatz. Kernstück des bekannten Abstandsensors bildet ein Groove-Guide Oscillator. Prinzipiell versteht man in der Mikrowellentechnik unter einem Groove-Guide einen Wellenleiter, der zwei gegenüber liegende Platten enthält, in die jeweils in Ausbreitungsrichtung eine Kerbe mit rechteckigem Querschnitt eingebracht ist. Die gesamte Anordnung ist symmetrisch bezüglich einer Ebene, deren Normale mit der Verbindungslinie beider Platten zusammenfällt. In dem Raum, der sich durch die Kerben und die leitenden Platten ergibt, können in Richtung der Kerbe ausbreitungsfähige Wellenmoden existieren. Aufgrund der geforderten Symmetrie und der starken Abhängigkeit der Ausbreitungseigenschaften vom Plattenabstand, stellt dieser Wellenleiter hohe Anforderung an die Fertigungsgenauigkeit.
Wesentlich einfacher ist die Fertigung eines alternativ einsetzbaren„halbsymmetrischen" Wellenleiters, bei dem die eine Hälfte der Anordnung vollständig durch eine leitende Ebene ersetzt wird.
Die auch bei den beschriebenen Wellenleitern vorhandene Abhängigkeit der Ausbreitungskonstanten vom Abstand zum Objekt, wird zur Ermittlung des Abstands herangezogen. Dabei wird zur Realisierung eines Resonators die Kerbe nicht mehr gerade, sondern kreisförmig eingebracht, damit eine kreisförmige Leiterschleife entsteht. Eine Resonanz ergibt sich genau dann, wenn ein ganzzahliges Vielfaches der geführten Wellenlänge gerade dem Leiterumfang entspricht. Da die geführte Wellenlänge eine Funktion des Plattenabstandes und der Frequenz ist, kann die Resonanzbedingung innerhalb einer gewissen Bandbreite für verschiedene Abstände erfüllt und daraus die Information über den Abstand erhalten werden.
Der Oszillator wird mittels eines Gunn-Elements angeregt, wodurch der Oszillator auf seiner Eigenfrequenz schwingt. Die Frequenzbestimmung erfolgt dann durch ein Heterodynsystem, bei dem die heruntergemischte Eigenfrequenz einem Frequenzzähler zugeführt wird. Konstruktionsbedingt weist der beschriebene Abstandssensor eine große Baugröße auf, da der Durchmesser des Resonators verhältnismäßig groß gewählt werden muss, um die Strahlungsverluste in radialer Richtung klein zu halten. Der Durchmesser des beschriebenen Resonators beträgt für den Betrieb zwischen 8 - 12 GHz 60 mm bei einer Plattengröße von 200 mm x 200 mm. Der damit erzielte Messbereich erstreckt sich von 13 - 15 mm. Wird der Plattenabstand weiter vergrößert, können im betrachteten Frequenzbereich höhere Wellenmoden auftreten, wodurch Mehrdeutigkeit entsteht.
In der Patentschrift DE 10 2010 009 664 A1 ist ein Abstandssensor beschrieben, der einerseits zur Überwachung des Abstands zwischen einer Arbeitsspindel einer Werkzeugmaschine und dem stationären Teil der Werkzeugmaschine und andererseits zur Kontrolle einer Werkzeugplananlage eingesetzt wird. Zusätzlich sind Rückschlüsse auf die Drehzahl der Arbeitsspindel und die Qualität der Spindellager möglich.
Der Abstandssensor enthält eine Hochfrequenzleitung, die mit einem Oszillator und mit einer Reflexionsmesseinrichtung verbunden ist. Die Position der Arbeitsspindel relativ zu der Hochfrequenzleitung beeinflusst das Reflexionsverhalten, sodass aus dem ermittelten Reflexionsfaktor auf den Abstand geschlossen werden kann. Die Hochfrequenzleitung ist beispielsweise als Mikrostreifenleitung realisiert, die aus flexiblem Material hergestellt ist, welches durch Klebung auf der Oberfläche des stationären Teils der Werkzeugmaschine befestigt wird.
Ein von einem Oszillator bereitgestelltes hochfrequentes Sendesignal wird in die Hochfrequenzleitung eingekoppelt. Ein Teil des Sendesignals wird von einem ersten Richtkoppler ausgekoppelt und einem ersten Leistungsdetektor zugeführt. Der überwiegende Teil des Sendesignals wird nach dem Durchlaufen eines zweiten Richtkopplers in die Hochfrequenzleitung eingespeist.
Das vom Objekt zurückgestrahlte Reflexionssignal überlagert sich dem Sendesignal. Ein Teil des Reflexionssignals wird vom zweiten Richtkoppler ausgekoppelt und einem zweiten Leistungsdetektor zugeführt. Die beiden Leistungsdetektoren sind mit einer Auswerteeinheit verbunden, welche das Verhältnis der beiden Leistungen, das heißt den Reflexionsfaktor ermittelt und ausgibt, woraus ein Maß für den Abstand des Objekts angegeben werden kann.
Zusätzlich kann noch ein dielektrischer Resonator vorgesehen sein, der ein ausgeprägtes Resonanzverhalten des Abstandssensors bewirkt. Eine Veränderung des Abstandes des Objekts von dem dielektrischen Resonator hat eine Verschiebung der Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators zur Folge. Die Ermittlung des Abstandes des Objekts kann dann zusätzlich oder alternativ auf die Bewertung der Frequenzänderung gestützt werden.
In dem Fachbeitrag von C. Nguyen, S. Kim, Theory,„Analysis and Design of RF Interferometric Sensors", Springer-Verlag 2012 ist ein interferometrisches Verfahren zum Betreiben eines Abstandssensors beschrieben. Zur Gewinnung der Abstandsinformation wird bei diesen Verfahren die Phasenverschiebung zwischen einem gesendeten und dem empfangenen Signal ausgewertet. Hierbei können Abstände zwischen dem Abstandssensor und dem Objekt, die größer sind als die halbe Wellenlänge des Signals nicht mehr eindeutig aus der Phasenlage erkannt wer- den. Im Fachbeitrag wird vorgeschlagen, eine eindeutige Phaseninformation mittels Algorithmen der Signalverarbeitung zu erhalten. Allerdings ist es hierzu notwendig, dass das Objekt vom Ursprung aus an die zu messende Position verschoben wird, wobei die Phase kontinuierlich aufgezeichnet wird. Ein absolut messender Abstandssensor kann damit nicht realisiert werden.
In dem Fachbeitrag von A. Stelzer et. al.„A Microwave Position Sensor with Sub- millimeter Accuracy", IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques, Vol. 47, No. 12, Dezember 1999, ist ein Hybridverfahren beschrieben, bei dem das interferometrische Verfahren mit bekannten Radarverfahren, beispielsweise dem FMCW-Verfahren (Frequency Modulation Continuous Wave) kombiniert wird. Obwohl ein solches Verfahren wieder eine eindeutige Abstandsbestimmung ermöglicht, kann das Verfahren nicht ohne Weiteres zum Ersetzen von bekannten induktiven Abstandssensoren im industriellen Umfeld herangezogen werden. Der Hauptgrund liegt darin, dass typischerweise der minimal mögliche Messabstand über die Bandbreite der Betriebsfrequenz bestimmt wird, sodass nicht bis zur Position null gemessen werden kann. Weiterhin müssen geltende Vorschriften betreffend Emissionen von elektromagnetischer Strahlung beachtet werden. Ein Betrieb ist nur innerhalb eines ISM-Bandes möglich, weshalb nicht frei über die Bandbreite und den daraus resultierenden Minimalabstand entschieden werden kann. Beispielsweise ergibt sich für ein Standardsystem bei der vollen Ausnutzung der zulässigen Bandbreite von 250 MHz des ISM-Bandes bei 24 GHz ein Minimalabstand von 60 cm.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Näherungssensor und ein Verfahren zur Messung des Abstands eines Objekts mit einem weiten Erfassungsbereich anzugeben, die darüber hinaus nahezu unabhängig von der Permeabilität des zu erfassenden metallischen Objekts sind.
Die Aufgabe wird durch die in den unabhängigen Ansprüchen angegebenen Merkmale jeweils gelöst. Offenbarung der Erfindung
Die Erfindung geht aus von einem Näherungssensor zur Messung des Abstands eines Objekts vom Näherungssensor. Der Näherungssensor enthält einen Mikrowellenoszillator, der als Ausgangssignal eine Sendewelle bereitstellt, welche der Näherungssensor in Richtung auf das Objekt als Freiraum-Sendewelle abstrahlt, die das Objekt, welches elektrisch leitfähig ist oder zumindest eine elektrisch leitfähige Oberfläche aufweist, als Freiraum-Reflexionswelle reflektiert und der Näherungssensor als Reflexionswelle empfängt, wobei eine Ermittlung des Reflexionsfaktors aus der Sendewelle und der Reflexionswelle vorgesehen ist, welchen der Näherungssensor als ein Maß für den Abstand bereitstellt. Der erfindungsgemäße Näherungssensor zeichnet sich dadurch aus, dass die Sendewelle in einem Hohlleiter als Hohlleiter-Sendewelle geführt ist, dass die Einkopplung der Sendewelle in den Hohlleiter mit einem Wellenmode vorgesehen ist, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle an der Apertur am vorderen Ende des Hohlleiters in die Freiraum- Sendewelle und zur Propagierung der Freiraum-Sendewelle zum Objekt führt.
Der erfindungsgemäße Näherungssensor bietet gegenüber beispielsweise induktiven Näherungssensoren einen erheblich breiteren Messbereich, der um bis zu einem Faktor 10 größer sein kann, sowie einen größeren Linearitätsbereich.
Mit dem erfindungsgemäßen Näherungssensor können beispielsweise gegenüber einem Näherungssensor nach dem Standard-Radarprinzip, das prinzipbedingt einen Blindbereich von null bis zu einem Mindestabstand aufweist, sehr geringe Abstände im Bereich von null bis zu wenigen Zentimetern erfasst werden.
Gegenüber einem Näherungssensor, der eine charakteristische Resonanzeigenschaft ausnutzt, entfällt das teilweise zeitintensive Suchen einer Resonanzfrequenz und die Bandbreite ist unabhängig vom Abstands-Messbereich, wobei ein sehr schmalbandiger Betrieb oder sogar ein Betrieb mit der Bandbreite von null möglich ist. Aufgrund des Wegfalls einer Modulation der Sendewelle und Wegfall des diskontinuierlichen Betriebs des Mikrowellenoszillators beansprucht der erfindungsgemäße Näherungssensor nur eine geringe Hochfrequenz-Bandbreite. Möglich ist daher sogar die Bandbreite null. Dadurch hält der erfindungsgemäße Näherungssensor problemlos die geltenden EMV-Vorschriften ein.
Ein weiterer wesentlicher Vorteil des erfindungsgemäßen Näherungssensors liegt darin, dass das Messergebnis weitgehend unabhängig von der Permeabilität des Objekts ist.
Mit Blick auf die Fertigung ist es von Vorteil, dass der erfindungsgemäße Näherungssensor in Standardbauformen von bekannten induktiven Näherungssensoren realisiert werden kann.
Die erfindungsgemäße Ausgestaltung des Näherungssensors mit einem Hohlleiter, in welchen die Einkopplung der Sendewelle mit einem Wellenmode vorgesehen ist, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle an der Apertur am vorderen Ende des Hohlleiters in eine Freiraum-Sendewelle und zu Propagierung der Freiraum- Sendewelle zum Objekt führt, ermöglicht einerseits die Beeinflussung der Ausbreitungsrichtung der abgestrahlten Freiraum-Sendewelle und andererseits eine Bereitstellung der Sendewelle mit einer möglichst niedrigen Leistung.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Näherungssensors sind jeweils Gegenstände von abhängigen Vorrichtungsansprüchen.
Eine propagierende Freiraum-Sendewelle wird mit der vergleichsweise einfachen Anregung des dem Rundhohlleiter zugehörigen TE1 1-Modes der Hohlleiter- Sendewelle erzielt.
Der Hohlleiter kann prinzipiell rechteckförmig oder kreiszylindrisch ausgestaltet sein. Eine vorteilhafte Ausgestaltung sieht vor, dass der Hohlleiter kreiszylindrisch ausgestaltet ist. Dadurch kann der erfindungsgemäße Näherungssensor mit vorhandenen Bauteilen der bekannten induktiven Näherungssensoren kostengünstig realisiert werden. Weiterhin ist ein unmittelbarer Austausch eines herkömmlichen induktiven Sensors gegen den erfindungsgemäßen Näherungssensor möglich, ohne dass Änderungen an der Messapparatur vorgenommen werden müssen.
Eine andere vorteilhafte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Näherungssensors sieht vor, dass an der Apertur am vorderen Ende des Hohlleiters ein dielektrisches Fenster vorgesehen ist. Das dielektrische Fenster verhindert das Eindringen von Schmutz in den Hohlleiter. Alternativ oder insbesondere zusätzlich kann der gesamte Hohlleiter mit einem dielektrischen Material gefüllt sein. Mit dieser Maßnahme ist es möglich, einen vorzugsweise vorhandenen Wellentypwandler unmittelbar im Hohlleiter zu fixieren.
Die Einkopplung der Sendewelle mit seinem vorgegebenen Wellenmode wird am einfachsten mit einem Wellentypwandler erzielt, der die Leitungs-Sendewelle in die Hohlleiter-Sendewelle umsetzt.
Zum Ermitteln eines Maßes für den Abstand aus dem Reflexionsfaktor ist ein Quadraturmischer oder alternativ die 6-Tor-Technik aufgrund der Verfügbarkeit als fertige technische Lösungen besonders vorteilhaft einzusetzen.
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Messung des Abstands eines Objekts, bei dem ein Ausgangssignal eines Mikrowellenoszillator als eine Sendewelle bereitgestellt wird, welche in Richtung auf das Objekt als Freiraum-Sendewelle abgestrahlt wird, welche vom Objekt, welches elektrisch leitfähig ist oder zumindest eine elektrisch leitfähige Oberfläche aufweist, als Freiraum-Reflexionswelle reflektiert wird und als Reflexionswelle empfangen wird, wobei der Reflexionsfaktor aus der Sendewelle und der Reflexionswelle ermittelt und als ein Maß für den Abstand bereitgestellt wird, zeichnet sich dadurch aus, dass die Sendewelle in einem Hohlleiter als Hohlleiter-Sendewelle geführt wird, dass die Einkopplung der Sendewelle in den Hohlleiter mit einem Wellenmode vorgenommen wird, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle an der Apertur am vorderen Ende des Hohlleiters in die Freiraum-Sendewelle und zur Propagierung der Freiraum-Sendewelle zum Objekt führt.
Das erfindungsgemäße Verfahren kann alternativ auch als ein Verfahren zum Betreiben des erfindungsgemäßen Näherungssensors bezeichnet werden. Daher liegen die bereits zu dem erfindungsgemäßen Näherungssensor vorgetragenen Vorteile auch bei dem erfindungsgemäßen Verfahren vor.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Messung des Abstands eines Objekts sind jeweils Gegenstände von abhängigen Verfahrensansprüchen.
Vorteilhafterweise wird als Wellenmode der dem Rundhohlleiter zugehörigen TE11- Mode vorgesehen.
Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht die Ermittlung des Abstands bei nur einer Frequenz der Sendewelle und nur einem vorgegebenen Wellenmode.
Eine alternative oder zusätzliche Ausgestaltung sieht vor, dass zur Ermittlung des Abstands eine Abstimmung des Mikrowellenoszillators alternierend auf wenigstens zwei unterschiedliche Frequenzen der Sendewelle vorgenommen wird. Damit kann die Ermittlung des Abstands bei wenigstens zwei unterschiedlichen Frequenzen der Sendewelle und bei einem einzigen Wellenmode vorgenommen werden.
Eine Ausgestaltung sieht vor, dass zur Einkopplung der Sendewelle in den Hohlleiter alternierend zum ersten Wellenmode wenigstens ein zweiter Wellenmode vorgesehen wird. Mit dieser Maßnahme ist gemäß einer anderen Alternative oder gemäß einer zusätzlichen Ausgestaltung vorgesehen, dass die Ermittlung des Abstands bei einer einzigen Frequenz der Sendewelle und wenigstens bei zwei unterschiedlichen Wellenmoden vorgenommen wird.
Bei dieser Ausgestaltung ist beispielsweise wenigstens ein solcher weiterer Wellenmode vorgesehen, der zu einer vorwiegend evaneszenten Feldverteilung vor dem Hohlleiter führt, die sich deutlich von der propagierenden Freiraum- Sendewelle unterscheidet, sodass der Unterschied möglichst groß ist. Besonders geeignet ist hierfür der dem Rundhohlleiter zugehörigen TM01 -Mode.
Durch die beschriebenen Ausgestaltungen wird die Ermittlung des Abstands auf wenigstens zwei unterschiedlichen Arten möglich, sodass die auf die unterschiedlichen Arten ermittelten Ergebnisse plausibilisiert und/oder Eindeutigkeit hergestellt werden kann.
Ein unmittelbares Maß für den Abstand des Objekts von der Apertur des Hohlleiters wird anhand einer Rückrechnung des ermittelten Reflexionsfaktors aus der Sendewelle und der Reflexionswelle auf den an der Apertur des Hohlleiters auftretenden Reflexionsfaktor erhalten. Die Rückrechnung erfolgt bevorzugt mit einer konformen Abbildung, welche winkelerhaltend ist, sodass die wesentliche Phaseninformation nicht verloren geht.
Hierbei kann bereits allein aus der Phase des Reflexionsfaktors das Maß für den Abstand gewonnen werden. Vorzugsweise wird weiterhin der Betrag des Reflexionsfaktors berücksichtigt. Insbesondere kann dann eine eindeutige Ermittlung des Abstands aus der Phase des Reflexionsfaktors anhand des Betrags des Reflexionsfaktors gewonnen werden, wenn innerhalb des vorgegebenen Messbereichs Mehrdeutigkeit der Phase des Reflexionsfaktors vorliegt.
Vorteilhafte Weiterbildungen sehen zum einen eine Grobkalibrierung und gegebe- nenfalls zusätzlich eine Feinkalibrierung vor.
Gemäß einer Ausgestaltung kann vorgesehen sein, dass der Abstand als analoges Signal bereitgestellt wird.
Zusätzlich oder alternativ kann gemäß einer Ausgestaltung vorgesehen sein, dass ein Schaltsignal bereitgestellt wird, welches signalisiert, dass ein bestimmter Abstand überschritten oder unterschritten ist.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Näherungssensors und des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Messung des Ab- stands eines Objekts ergeben sich aus der folgenden Beschreibung.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert.
Kurzbeschreibung der Figuren
Figur 1 zeigt eine Skizze eines erfindungsgemäßen Näherungssensors,
Figur 2a zeigt ein Diagramm der elektrischen Feldstärke in einem Querschnitt eines
Hohlleiters bei einer ersten Anregung,
Figur 2b zeigt schematisch eine resultierende Feldstärkeverteilung im Hohlleiter und im Freifeld bei einer Anregung gemäß Figur 2a,
Figur 3a zeigt ein Diagramm der elektrischen Feldstärke in einem Querschnitt eines Hohlleiters bei einer zweiten Anregung,
Figur 3b zeigt schematisch eine resultierende Feldstärkeverteilung im Hohlleiter und im Freifeld bei einer Anregung gemäß Figur 3a,
Figur 4a zeigt ein Blockschaltbild einer signalverarbeitenden Anlage,
Figur 4b zeigt ein Blockschaltbild eines Quadraturmischers,
Figur 4c zeigt ein Blockschaltbild einer 6-Tor-Technik,
Figur 5a zeigt einen Betrag eines gemessenen komplexen Reflexionsfaktors, Figur 5b zeigt einen Phasenwinkel eines gemessenen komplexen Reflexionsfaktors,
Figur 6a zeigt einen Betrag eines gemessenen komplexen Reflexionsfaktors nach einer konformen Abbildung,
Figur 6b zeigt einen Phasenwinkel eines gemessenen komplexen Reflexionsfaktors nach einer konformen Abbildung und
Figur 7 zeigt einen gemessenen Reflexionsfaktor bei zwei verschiedenen Frequenzen nach einer konformen Abbildung. Detaillierte Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Figur 1 zeigt eine Skizze eines erfindungsgemäßen Näherungssensors 10, der den Abstand D zwischen dem Näherungssensor 10 und einem Objekt 12 erfasst. Eine signalverarbeitende Anordnung 14 stellt eine Sendewelle 16 bereit, die in einer Hochfrequenz-Leitung 18 als Leitungs-Sendewelle 16a bis an einen Wellen- typwandler 20 geführt ist. Der Wellentypwandler 20, der den leitungsgebundenen Zweileiter-Wellen mode (QTEM) der Leitungs-Sendewelle 16a in einen vorgegebenen Hohlleiter-Wellenmode überführt, koppelt die Leitungs-Sendewelle 16a in ei- nen Hohlleiter 22 ein.
Der Hohlleiter 22 weist einen vorgegebenen Querschnitt auf, der beispielsweise rechteckförmig oder kreiszylindrisch sein kann. Gegebenenfalls ist eine kreiszylindrische Bauform vorteilhaft, wobei ein unmittelbarer Austausch von vorhandenen in- duktiven Näherungssensoren mit kreiszylindrischen Gehäusen gegen den erfindungsgemäßen Näherungssensor 10 in einfacher Weise möglich wird. Insbesondere können vorhandene Halterungen verwendet werden.
Die angeregte Hohlleiter-Sendewelle 16b breitet sich im Hohlleiter 22 aus, erreicht eine Öffnung oder Apertur 26 am vorderen Ende des Hohlleiters 22 und bestimmt die Feldverteilung im Bereich der Apertur 26. Die im Hohlleiter 22 laufende Hohlleiter-Sendewelle 16b, deren Wellenfronten in Figur 1 skizziert sind, tritt an der Apertur 26 des Hohlleiters 22 als abgestrahlte dominierende Freiraum-Sendewelle 16c auf, von der ebenfalls die Wellenfronten skizziert sind. Die Apertur 26 des Hohlleiters 22 entspricht der aktiven Fläche des
Näherungssensors 10.
Der Hohlleiter 22 kann an seiner Apertur 26 an dem vorderen Ende ein dielektrisches Fenster 28 aufweisen. Das dielektrische Fenster 28 verhindert das Eindrin- gen von Schmutz in den Hohlleiter 22. Als Material für das dielektrische Fenster 28 kommen dielektrische Werkstoffe in Betracht, die für die Hohlleiter-Sendewelle 16b einen möglichst geringen Transmissionsverlust aufweisen. Geeignete Materialien sind beispielsweise Teflon oder Aluminiumoxid. Als Auswahlkriterium spielt dabei die elektrische Permittivität des Materials eine Rolle, da diese Größe neben dem Durchmesser d unmittelbar in die sich ergebenden Wellenwiderstände der Hohlleiter-Wellenmoden mit eingeht.
Der Wellenwiderstand ZHLcr eines mit Dielektrikum gefüllten Hohlleiters ergibt sich aus dem Wellenwiderstand ZHLeo des ungefüllten Hohlleiters:
ZHLt -
Prinzipiell sollten die Werte derart festgelegt werden, dass der charakteristische Wellenwiderstand des propagierenden Modes der Hohlleiter-Sendewelle 16b dem Wellenwiderstand des Freiraums ZF0 =377 Ω vor dem Hohlleiter 22 entspricht. Da- durch wird sichergestellt, dass ein reflexionsarmer Übergang von der Hohlleiter-
Sendewelle 16b zur abgestrahlten Freiraum-Sendewelle 16c erfolgt.
Alternativ oder zusätzlich zur Ausgestaltung mit dem dielektrischen Fenster 28 kann der Hohlleiter 22, gegebenenfalls einschließlich des Wellentypwandlers 20, mit dem Dielektrikum ausgefüllt sein. Diese Ausführung erweist sich als besonders vorteilhaft, weil hierdurch der Wellentypwandler 20 mechanisch im Hohlleiter 22 fixiert werden kann. In Figur 1 ist die Ausgestaltung gezeigt, bei welcher der Wellentypwandler 20 in Richtung der Sendewelle 16 betrachtet aus darstellungstechnischen Gründen außerhalb des Hohlleiters 22 positioniert ist.
Die abgestrahlte Freiraum-Sendewelle 16c trifft auf das Objekt 12, welches sich in dem bestimmten Abstand D vor der Apertur 26 des Hohlleiters 22 befindet. Der erfindungsgemäße Näherungssensor 10 ermittelt und stellt ein Maß für den Abstand D zwischen der Apertur 26 des Hohlleiters 22 und dem Objekt 12 bereit.
Das Objekt 12, welches entweder vollständig aus einem elektrisch leitfähigen Material gefertigt ist oder zumindest eine Oberfläche aus einem elektrisch leitfähigen Material aufweist, reflektiert die außerhalb des Hohlleiters 22 laufende Freiraum- Sendewelle 16c, sodass eine Reflexionswelle 30 auftritt, die zunächst in Form einer Freiraum-Reflexionswelle 30a vorliegt, von der in Figur 1 die Wellenfronten skizziert sind. Die Freiraum-Reflexionswelle 30a gelangt durch die Apertur 26 zurück in den Hohlleiter 22, in welchem die Reflexionswelle 30 als Hohlleiter-Reflexionswelle 30b vorliegt, wobei wieder die Wellenfronten der Hohlleiter-Reflexionswelle 30b skizziert sind.
Die Hohlleiter-Reflexionswelle 30b wird im Wellentypwandler 20 in eine Leitungs- Reflexionswelle 30c überführt und gelangt als Reflexionswelle 30 in die signalverarbeitende Anordnung 14.
Die gesamte Anordnung zwischen der signalverarbeitenden Anordnung 14 und dem Objekt 12 kann abschnittsweise als eine Hochfrequenzleitung betrachtet werden, die schematisch im unteren Teilbild der Figur 1 skizziert ist. Jedem Abschnitt kann eine Eingangsimpedanz Ζ-ι , Z2, Z3 bzw. ein Reflexionsfaktor Π|, Γ2, Γ3 zugeordnet werden. An der elektrisch leitfähigen Oberfläche des Objekts 12 liegt idealerweise ein Kurzschluss vor, der zu einem Betrag des Reflexionsfaktors TD von wenigstens näherungsweise 1 und zu einem Phasensprung der Phase Ph TD zwischen der Freiraum-Sendewelle 16c und der Freiraum-Reflexionswelle 30a von wenigstens näherungsweise 180° führt.
Anhand einer Messung der Impedanz Zi oder des Reflexionsfaktors Γ-ι , die an der Apertur 26 des Hohlleiters 22 vorliegt, kann ein Maß für den Abstand D ermittelt werden. Die Phase Ph l~i des Reflexionsfaktors Γι stellt in Abhängigkeit von der bekannten Frequenz der Sendewelle 16 ein zunächst mehrdeutiges Maß für den Abstand D dar.
Im gezeigten Ausführungsbeispiel tritt an der Apertur 26 des Hohlleiters 22 die erste Impedanz Zi bzw. der erste Reflexionsfaktor Γ-ι auf. Weiterhin wird davon ausgegangen, dass im Freiraum Luft vorhanden ist, deren Wellenwiderstand wenigstens näherungsweise 377 Ohm beträgt. Anstelle von Luft kann jedoch auch ein anderes Medium, beispielsweise eine dielektrische Wand vorgesehen sein, wobei sich dann der Wellenwiderstand entsprechend ändert.
Die unmittelbare Messung des Reflexionsfaktors Γ an der Apertur 26 des Hohlleiters 22, konkret als Messung des ersten Reflexionsfaktors Γι wäre technisch sehr aufwendig. Vorzugsweise wird deshalb der dritte Reflexionsfaktor Γ3 zu Beginn der Hochfrequenz-Leitung 18 an der Position der signalverarbeitenden Anordnung 14 gemessen. Der wesentliche Vorteil liegt darin, dass die Messung innerhalb der signalverarbeitenden Anordnung 14 durchgeführt werden kann.
Leitungstheoretisch lässt sich die gesamte Anordnung zwischen der signalverarbeitenden Anordnung 14 und dem Objekt 12 als eine Kaskade verschiedener Leitungsabschnitte 32, 34, 36 darstellen. Die Leitungsabschnitte 32, 34, 36 werden durch den vom Abstand D abhängigen Freiraum, dem Hohlleiter 22 sowie der Hochfrequenz-Leitung 18 unter Vernachlässigung des Wellentypwandlers 20 gebildet. Jeder Leitungsabschnitt 32, 34, 36 weist einen bestimmten Wellenwiderstand, eine (Eingangs-) Impedanz Ζ-ι , Z2, Z3 sowie einen (Eingangs-) Reflexionsfaktor Π| , Γ2, Γ3 auf.
Dabei sind die Reflexionsfaktoren Π, l~2, Γ3 jeweils auf den Wellenwiderstand des entsprechenden Abschnitts 32, 34, 36 bezogen. Beispielsweise ergibt sich der erste Reflexionsfaktor l~i aus der (Eingangs-) Impedanz Zi, die an der Apertur 26 des Hohlleiters 22 in Richtung des Objekts 12 blickend ermittelt wird, und dem Wellenwiderstand des Freiraums.
Wird im ersten Leitungsabschnitt 32, dem Freiraum, lokal eine ebene Welle angenommen, weist die Phase des ersten Reflexionsfaktors Γ1 einen abschnittsweise linearen funktionalen Zusammenhang vom Abstand D auf. Mit steigendem Abstand D ergibt sich für den Betrag des ersten Reflexionsfaktors Π eine monoton fallende Funktion.
Der nächste Leitungsabschnitt 34, der dem Hohlleiter 22 entspricht, transformiert die Impedanz Z1 in die Impedanz Z2.
Einfach messbar ist der dritte (Eingangs-) Reflexionsfaktor Γ3 des Leitungsabschnitts 36, der Hochfrequenz-Leitung 18, der wiederum durch eine Transformation aus Z2 entstanden ist.
Mittels einer konformen Abbildung 38 kann von dem dritten Reflexionsfaktor Γ3, der in der signalverarbeitenden Anordnung 14 ermittelt wird, auf einen mit Π korrespondierenden Reflexionsfaktor geschlossen werden, der ein Maß für den Abstand D widerspiegelt. Der Reflexionsfaktor Γ ist eine komplexe Größe und als Quotient der Reflexionswelle 30 und der Sendewelle 16 definiert. Der Reflexionsfaktor Π kann beispielsweise mittels folgendem Zusammenhang gemäß einer konformen Abbildung ermittelt werden, wobei Zref eine Normierungsimpedanz ist, die bei einer später beschriebenen Grobkalibrierung bestimmt werden kann: r _ Z3-Zref
1 z3+zref mit
Zref = a + j<b.
Um möglichst große Abstände D erfassen zu können, sollen gemäß einem Ausführungsbeispiel möglichst wenig evaneszente Beitrage der Freiraum-Sendewelle 16c im Bereich vor der Apertur 26 des Hohlleiters 22 vorhanden sein, da diese mit zunehmender Entfernung schnell abklingen und schon in einem geringen Abstand D nur noch einen geringen Beitrag zur Feldverteilung liefern. Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass zur Ermittlung des Abstands D die Freiraum-Sendewelle 16c zumindest zeitweise einen dominierenden Beitrag einer in Richtung des Objekts 12 propagierenden ebenen Welle aufweist.
Die Feldverteilung in der Apertur 26 wird durch die Wellenmodenverteilung im Hohlleiter 22 vorgegeben. Angeregt wird deshalb ein Wellenmode, der explizit vorwiegend zu einer in Richtung des Objekts propagierenden Freiraum-Sendewelle 16c führt. Die Hohlleiter-Sendewelle 16b soll demnach mit möglichst wenig Reflexionen an der Apertur 26 in die Freifeld-Sendewelle 16c übergehen. Hierzu muss sowohl der Wellenwiderstand des Hohlleiter-Wellenmodes möglichst dem Wellenwiderstand des Freiraums sowie dessen Feldverteilung möglichst dem einer ebenen Welle entsprechen. Diese Bedingungen können beispielsweise durch den Grund-Wellenmode eines rechteckigen oder kreiszylindrischen Hohlleiters 22 erfüllt werden. Entsprechend der geltenden Norm für induktive Näherungssensoren ist eine kreis- zylinderförmige Bauform vorgegeben. Bei einer sinngemäßen Anwendung der Norm auf den erfindungsgemäßen Näherungssensor 10 bedeutet dies, dass der Hohlleiter 22 vorzugsweise als kreiszylindrischer Hohlleiter 22 mit vorzugsweise einem kreisförmigen Querschnitt realisiert ist. Ohne Berücksichtigung der Norm, die streng genommen nur für induktive Näherungssensoren gilt, kann jedoch rein prinzipiell auch ein frei wählbarer anderer Querschnitt des Hohlleiters 22, beispielsweise ein rechteckförmiger Querschnitt vorgesehen werden.
In den Figuren 2a - 3b sind zwei unterschiedliche Feldverteilungen am Beispiel eines kreiszylindrischen Hohlleiters 22 dargestellt. In beiden Beispielen sind die Feldverteilungen durch eine monomodale Anregung im kreiszylindrischen Hohlleiter 22 entstanden.
Figur 2a zeigt eine Anregung 40 im einem Rundhohlleiter zugehörigen TE11-Mode. In Figur 2a ist in einem Querschnitt des Hohlleiters 22 die elektrische Feldstärke 40 skizziert, deren Betrag und Richtung durch die eingetragenen Dreiecke symbolisiert sind.
Die entsprechende Feldverteilung 42 innerhalb des Hohlleiters 22 und die Feldverteilung 44 im Freiraum vor der Apertur 26 des Hohlleiters 22 sind in einer Draufsicht in Figur 2b dargestellt. Die Anregung im TE11-Mode führt vorwiegend zu einer gewünschten, in Richtung des Objekts D propagierenden Freiraum-Sendewelle 16c. Eine solche propagierende Freiraum-Sendewelle 16c soll der erfindungsgemäße Näherungssensor 10 zumindest zeitweise bereitstellen.
Figur 3a zeigt eine zweite Anregung im einem Rundhohlleiter zugehörigen TM01- Mode. In Figur 3a ist die elektrische Feldstärke 46 in einem Querschnitt des Hohlleiters 22 skizziert, deren Betrag und Richtung durch die eingetragenen Dreiecke symbolisiert sind. Die entsprechende zweite Feldverteilung 48 innerhalb des Hohlleiters 22 und zweite Feldverteilung 50 im Freiraum vor der Apertur 26 des Hohlleiters 22 sind in Figur 3b in einer Draufsicht dargestellt. Die Anregung im TM01-Mode führt zu einer vorwiegend evaneszenten Feldverteilung 50 im Freiraum vor der Apertur 26.
Die Ermittlung des Reflexionsfaktors Γ, im Speziellen des dritten Reflexionsfaktors l~3 erfolgt in der signalverarbeitenden Anordnung 14, deren Blockschaltbild in Figur 4a gezeigt ist.
Diejenigen in Figur 4a gezeigten Teile, die mit dem in Figur 1 gezeigten Teilen übereinstimmen, sind mit denselben Bezugszeichen versehen.
Die signalverarbeitende Anordnung 14, deren Komponenten entsprechend einer vorteilhaften Ausgestaltung im hinteren Ende des Hohlleiters 22 angeordnet sein können, enthält einen Mikrowellenoszillator 52, dessen Ausgangssignal 54 sowohl einem Richtkoppler 56 als auch einem Quadraturmischer 58 zur Verfügung gestellt werden. Der Richtkoppler 56 leitet das Ausgangssignal 54 des Mikrowellenoszillators 52 über die Hochfrequenz-Leitung 18 weiter an den Wellentypwandler 20. Weiterhin koppelt der Richtkoppler 56 die Reflexionswelle 30 aus und leitet ein der Reflexionswelle 30 entsprechendes Reflexionssignal 60 an den Quadraturmischer 58 weiter.
Gegebenenfalls ist ein Umschalter 62 vorgesehen. Der Umschalter 62 ermöglicht das Umschalten von einer ersten Frequenz des Ausgangssignals 54 des Mikrowellenoszillators 52 auf wenigstens eine weitere Frequenz.
Im Richtkoppler 56 wird die Sendewelle 16 von der Reflexionswelle 30 getrennt. Der Richtkoppler 56 kann in planarer Leitungstechnik ausgeführt werden, beispielsweise in Mikrostreifentechnik. Der Reflexionsfaktor Γ, im Speziellen der dritte Reflexionsfaktor Γ3 kann auf der Grundlage der separierten Wellen 16, 30 beispielsweise mittels Quadraturmischung im Quadraturmischer 58 bestimmt werden.
Ein Blockschaltbild des Quadraturmischers 58 ist in Figur 4b gezeigt. Der Quadraturmischer 58 bildet durch Mischen der Reflexionswelle 30 mit der Sendewelle 16 eine Inphase- und eine Quadraturkomponente I, Q. Die Quadraturmischung ermöglicht die Bestimmung von Real- und Imaginärteil der komplexen Einhüllenden des zu analysierenden Signals, hier des Reflexionssignals 60 bezogen auf Amplitude und Phase des Referenzsignals, hier des Ausgangssignals 54.
Eine alternative Möglichkeit zur Bestimmung des Reflexionsfaktors Γ bietet die 6- Tor-Technik. Ein Realisierungsbeispiel der 6-Tor-Technik ist in Figur 4c gezeigt. Auch die 6-Tor-Technik stellt die Inphase- und die Quadraturkomponente I, Q bereit.
Eine weitere alternative Möglichkeit zur Bestimmung des Reflexionsfaktors Γ ist im Rahmen einer Messung der Stehwelligkeit entlang von Leitungsabschnitten möglich.
Beide Komponenten I, Q werden einer Berechnungseinheit 64 zugeführt, die daraus den komplexen Reflexionsfaktor Γ, speziell den dritten Reflexionsfaktor Γ3 ermittelt und vorzugsweise eine weiter unten beschriebene Kalibrierung sowie eine Messwertauswertung übernimmt.
Die Berechnungseinheit 64 enthält vorzugsweise weiterhin die konforme Abbildung 38 zur Transformation des komplexen dritten Reflexionsfaktors Γ3 in den ersten komplexen Reflexionsfaktor Γ-|. Ein Ausgangssignal 66 der Berechnungseinheit 64 kann unmittelbar als ein Maß für den Abstand D gewertet werden. Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Näherungssensors 10 werden der Mikrowellenoszillator 52, der Wellentypwandler 20, der Richt- koppler 56, der Quadraturmischer 58 sowie die Berechnungseinheit 64 auf einer einzigen Platine angeordnet, die aus hochfrequenztauglichem Basismaterial, beispielsweise glasfaserverstärktem Teflon, hergestellt ist.
Dem Messprinzip folgend, ist die konforme Abbildung 38 vorgesehen, die den ersten Reflexionsfaktor f"i in der komplexen Ebene auf eine Spirale mit dem Bezugswellenwiderstand als Mittelpunkt abbildet, entsprechend einem Umnormieren des Wellenwiderstands. Dabei werden alle ebenen Wellen im Freiraum zwischen der Apertur 26 und dem Objekt 12 in einer dominierenden fortschreitenden Welle zu- sammengefasst. Da diese Welle Leistung durch Verluste und Abstrahlung verliert, ist sowohl deren Ausbreitungskonstante als auch deren Wellenwiderstand komplex, woraus ebenfalls ein komplexer Bezugswellenwiderstand folgt.
Für den Fall, dass der Bezugswellenwiderstand des ersten Reflexionsfaktors Γι dem Wellenwiderstand einer äquivalenten Leitung entspricht, beschreibt der erste
Reflexionsfaktor Π einer kurzgeschlossenen Leitung in der komplexen Ebene eine
Spirale, die mit zunehmender Entfernung vom Kurzschluss in Richtung dem Inneren der Spirale durchlaufen wird.
Ohne die weiteren Einflüsse des Wellentypwandlers 20 zu berücksichtigen, beschreibt der Verlauf des dritten Reflexionsfaktors Γ3 eine Spirale in der komplexen Reflexionsfaktorebene als Funktion vom Abstand D, deren Lage aus den einzelnen Transformationen resultiert. Obwohl prinzipiell noch ein spiralförmiger Verlauf vorliegt, kann daraus für den dritten komplexen Reflexionsfaktor Γ3 in der üblichen Po- larkoordinatendarstellung ein komplizierter Verlauf entstehen. Zur Veranschaulichung soll vereinfachend angenommen werden, dass die Spirale vollständig im ersten Quadranten der kartesischen Reflexionsfaktorebene liegt. Unter dieser Annahme folgt für die Winkel des Reflexionsfaktors Γ1 in Polarkoordinaten ein Werte- bereich von 0 bis π 12. Aus dem zuvor bei zunehmendem Abstand D linear fallenden Phasenverlauf ist nun eine Kurve entstanden, die ohne Phasensprünge abschnittsweise anwachsende Phasenwerte aufweist. Gleichermaßen ergeben sich aus den Transformationen verschiedene Maxima und Minima im Betrag des Refle- xionsfaktors Γ3. Ziel der konformen Abbildung 38 ist es schließlich, durch
Umnormieren den Einfluss der Impedanztransformationen zu beseitigen und somit den Mittelpunkt des spiralförmigen Verlaufs in den Ursprung der
Reflexionsfaktorebene zu verschieben. In Figur 5a ist der Betrag des dritten Reflexionsfaktors Γ3 vor der konformen Abbildung und in Figur 6a nach der konformen Abbildung gezeigt.
In Figur 5b ist die Phase Ph l"i des dritten Reflexionsfaktors Γ3 vor der konformen Abbildung und in Figur 6b nach der konformen Abbildung gezeigt.
Wie zu erkennen ist, ergibt sich nach der konformen Abbildung für den Betrag des dritten Reflexionsfaktors Γ3 eine monoton fallende Funktion und eine lineare Beziehung zwischen dem Abstand D und der Phase Ph Γ3. In Figur 7 ist der komplexe dritte Reflexionsfaktor Γ, speziell der dritte Reflexionsfaktor Γ3 in einem Smith-Diagramm gezeigt, wobei zwei Kurvenverläufe gezeigt sind, die für zwei unterschiedliche Frequenzen der Sendewelle 16 gelten, zwischen denen mittels des Umschalters 62 periodisch umgeschaltet werden kann. Aus dem linearen Phasenverlauf kann unmittelbar über die Phasenkonstante der
Sendewelle 16 auf den Abstand D des Objekts 12 geschlossen werden. Wie in Figur 7 zu sehen, ist aufgrund der Periodizität des Phasenverlaufs Ph Γ die Zuordnung zwischen Abstand D und der Phase Ph Γ zunächst nicht eindeutig, wenn der Erfassungsbereich des Näherungssensors 10 die halbe Wellenlänge der Sende- welle 16 übersteigt. Um auch eine eindeutige Lösung für einen größeren Messbe- reich des Abstands D realisieren zu können, wird zusätzlich der Betragsverlauf des Reflexionsfaktors Γ ausgewertet und somit die Mehrdeutigkeit der reinen Phasenauswertung beseitigt. Diese Auswertung wird erfolgreich durchgeführt, da die konforme Abbildung 38 den Betrag des ermittelten ersten Reflexionsfaktors Π auf ei- nen monoton fallenden Verlauf abbildet.
Zur Umsetzung des Sensorkonzepts sind gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung zumindest eine Grobkalibrierung, vorzugsweise jedoch eine Grob- und eine Feinkalibrierung vorgesehen.
Bei der Grobkalibrierung wird die für die konforme Abbildung:
Figure imgf000027_0001
benötigte Normierungsimpedanz: Zret = a + ]b bestimmt. Als Ergebnis der Grobkalibrierung beschreibt Π eine Spirale um den Ursprung der komplexen Reflexionsfaktorebene, woraufhin sich ein monoton fallender Reflexionsfaktorbetrag und eine nahezu linear fallende Phase, wie in Fig. 6a und 6b gezeigt ist, einstellt. Obwohl die Phase augenscheinlich linear verläuft, sind kleine Abweichungen von diesem idealen Verlauf nahezu unvermeidlich. Ziel der vor- zugsweise zusätzlich vorgesehenen Feinkalibrierung ist es zum einen, diese Abweichungen durch ein Polynom anzunähern, das anschließend der Messwertauswertung zur Fehlerkompensation bereitgestellt wird. Zum anderen wird während der Feinkalibrierung eine Polynombeschreibung von |l~i (D) | entwickelt, mit deren Hilfe die Mehrdeutigkeit der Phasenmessung beseitigt wird.
Die Grundlage beider Kalibrierungen bilden Messwerte (Referenzwerte) des komplexen Reflexionsfaktors Γ3, die einmalig nach der Sensorfertigung entlang des Er- fassungsbereichs D aufgenommen und abgespeichert werden. Die Anzahl der aufzunehmenden Wertepaare bestimmt sich dabei hauptsächlich durch die zu erreichende Genauigkeit des Sensors.
Die Grobkalibrierung kann beispielsweise folgendermaßen durchgeführt werden:
Um sämtliche parasitäre Einflüsse entlang der Leitungsabschnitte 36, 34, 32 berücksichtigen zu können, wird nicht versucht, die Normierungsimpedanz analytisch aus den Ersatzschaltbildern zu bestimmen, sondern Zref direkt aus den Referenzwerten des fertigen Sensors zu gewinnen. Beginnend mit:
Zref = a + \b, lautet die konforme Abbildung:
Γ = Z3 - a - )b
1 Z3 + a + \b wobei a und b durch einen iterativen Prozess so bestimmen werden, sodass |Π| | monoton mit zunehmendem Abstand D fällt.
Hierfür wird |r"i (D)| als Funktion von D mit den beiden Parametern a und b betrachtet. Die Forderung von Monotonie ist gleichbedeutend mit dem Verschwinden der lokalen Maxima von wird |Π| (0)|. Die k Positionen Dt 0, an denen diese Funktion ihre Maxima annimmt, lassen sich mittels:
Figure imgf000028_0001
und der Bedingung: dD2 ^ U finden. Ziel des numerischen Optimierungsprozesses ist es nun, a und b so zu bestimmen, dass |Π| (ϋέ)|. minimal wird und im Idealfall k = 0 folgt.
Als Startwert der Iteration bietet es sich an: zref= limD_,«„ (Z3) zu wählen und damit |Π| | zu berechnen.
Gemäß einer Ausgestaltung ist vorgesehen, den Wellentypwandler 20 derart zu gestalten, dass dieser direkt eine Impedanztransformation von Zi vollzieht, wodurch die konforme Abbildung stark vereinfacht oder sogar ganz entfallen kann.
Die vorzugsweise zusätzlich vorgesehene Feinkalibrierung kann beispielsweise folgendermaßen durchgeführt werden:
Im ersten Schritt der Feinkalibrierung wird ein Interpolationspolynom für die Funkti- on |r.| (D)| entwickelt, dessen Grad die Güte der Approximation bestimmt. Der Grad des Polynoms wird wiederum durch die Anzahl der Entwicklungspunkte, welche hier die gemessenen Referenzpunkte sind, begrenzt. Da jedoch beliebig viele Punkte messtechnisch aufgenommen werden können, kann auch ein Interpolationspolynom für eine beliebige Genauigkeit gefunden werden. Zweck dieses Poly- noms ist es, über den gemessenen Betrag des Reflexionsfaktors Γ eine Grobmessung des Abstands D durchzuführen. Diese Messung dient lediglich dazu, das richtige Intervall der Phase zu bestimmen.
Die in der Praxis trotz konformer Abbildung auftretenden Nichtlinearitäten im Pha- senverlauf schlagen sich unmittelbar auf die zu erwartende Genauigkeit bei der Ermittlung des Abstands D nieder. Zur Reduzierung des Messfehlers wird daher vorzugsweise eine nachgelagerte Linearisierung bei der Ermittlung des Abstands D durchgeführt.
Ausgehend vom Phasenverlauf des Reflexionsfaktors Γ nach der konformen Abbildung, wird der unstetige Phasenverlauf mithilfe von |Γ| in eine stetige und eindeutige Funktion überführt. Die Phasenwerte an den einzelnen Referenzpositionen werden durch die Sensorauswertung ermittelt und die Differenz zwischen Ist- und Sollwert bestimmt. Alle Abweichungen der Phase entlang dem Erfassungsbereich werden wieder durch ein Polynom dargestellt. Auch hier kann ein beliebig hoher Grad und somit eine beliebige Genauigkeit durch eine beliebige Anzahl von Messpunkten erreicht werden.
Ist das Polynom bestimmt und gespeichert, kann daraus bei der eigentlichen Ermittlung des Abstands D die Abweichung zur exakten Phase ermittelt und das Messergebnis korrigiert werden.
An dieser Stelle wird nochmals darauf hingewiesen, dass die für die Kalibrierung benötigten Kenngrößen nur einmal nach der Fertigung des erfindungsgemäßen Näherungssensors 10 ermittelt und in einem in Figur 4 nicht näher gezeigten Speicher hinterlegt werden. Der erfindungsgemäße Näherungssensor 10 stellt ein Maß für absolute Abstände D bereit und benötigt im Betrieb keine Referenz.
Gemäß einer Weiterbildung des erfindungsgemäßen Näherungssensors 10 bzw. des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Messung des Abstands D eines Objekts 12 ist vorgesehen, den Reflexionsfaktor Γ und somit den Abstand D anstatt bei einer vorgegebenen Frequenz des Mikrowellenoszillators 54 bei wenigstens zwei unterschiedlichen Frequenzen zu ermitteln. Zur Umschaltung zwischen den Frequenzen ist der Umschalter 62 vorgesehen, der den Mikrowellenoszillator 52 alternierend zur Bereitstellung des Ausgangssignals 54 mit der ersten und mit der wenigstens einen weiteren Frequenz veranlasst. Hierdurch ergeben sich, wie bereits in Verbindung mit Figur 7 erwähnt, bei einer korrekten konformen Abbildung 38 des Reflexionsfaktors Γ für weitere Frequenzen weitere spiralförmige Verläufe 68, 70. So folgt theoretisch aus der Auswertung bei zwei unterschiedlichen Frequenzen bei zunehmendem Abstand D des Objekts 12 eine zunehmende Phasendifferenz Ph Γ, aus der die Eindeutigkeit gewonnen werden kann. Diese Ausgestaltung ist insbesondere für große Abstände D vorteilhaft, da hier der Verlauf des Betrags des Reflexionsfaktors Γ flacher und somit dessen Ermittlung gegebenenfalls fehleranfälliger wird.
Prinzipiell wird durch die Messung des Abstands D mit zwei unterschiedlichen Frequenzen und mit einem einzigen Wellenmode eine Plausibilisierung bzw. Verifizierung des ermittelten Abstands D möglich.
Eine weitere vorteilhafte Weiterbildung sieht vor, dass anstelle einer monomodalen Anregung zusätzlich weitere Wellenmoden im Hohlleiter 22 erzeugt und der Reflexionsfaktor Γ bei den unterschiedlichen Wellenmoden ermittelt wird. Dadurch wird wenigstens eine weitere unabhängige komplexe Größe erhalten, die zur Ermittlung des Abstands D und/oder zur Beseitigung der Mehrdeutigkeit bei der Phase Ph Γ herangezogen werden kann. Bei dieser Weiterbildung sind mehrere Wellentyp- wandler 20 erforderlich.
Auch hierdurch wird eine Plausibilisierung bzw. Verifizierung des ermittelten Abstands D möglich.
Gegebenenfalls können zur Ermittlung des Abstands D sowohl wenigstens zwei unterschiedliche Frequenzen der Sendewelle 16 als auch wenigstens zwei unterschiedliche Wellenmoden verwendet werden.
Das ermittelte Maß für den Abstand D entsprechend dem Ausgangssignal 66 kann als Analogsignal bereitgestellt werden. Alternativ oder zusätzlich kann das Aus- gangssignal 66 als Schaltsignal bereitgestellt werden, welches signalisiert, dass bestimmter Abstand D über- bzw. unterschritten ist.

Claims

Ansprüche
1 . Näherungssensor zur Messung des Abstands (D) eines Objekts (12), mit einem Mikrowellenoszillator (52), der als Ausgangssignal (54) eine Sendewelle (16) bereitstellt, welche der Näherungssensor (10) in Richtung auf das Objekt (12) als Freiraum-Sendewelle (16c) abstrahlt, die das Objekt (12), welches elektrisch leitfähig ist oder zumindest eine elektrisch leitfähige Oberfläche aufweist, als Freiraum-Reflexionswelle (30a) reflektiert und der Näherungssensor (10) als Reflexionswelle (30) empfängt, wobei eine Ermittlung des Reflexionsfaktors (Γ) aus der Sendewelle (16) und der Reflexionswelle (30) vorgesehen ist, welchen der Näherungssensor (10) als ein Maß für den Abstand (D) bereitstellt, dadurch gekennzeichnet, dass die Sendewelle (16) in einem Hohlleiter (22) als Hohlleiter-Sendewelle (16b) geführt ist, dass die Einkopplung der Sendewelle (16) in den Hohlleiter (22) mit einem Wellenmode vorgesehen ist, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle (16b) an der Apertur (26) am vorderen Ende des Hohlleiters (22) in die Freiraum- Sendewelle (16c) und zur Propagierung der Freiraum-Sendewelle (16c) zum Objekt (12) führt.
2. Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass als Wellenmode bei Verwendung eines Rundhohlleiters der TE1 1-Mode vorgesehen ist.
3. Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Hohlleiter (22) kreiszylindrisch ausgestaltet ist.
4. Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass an der Apertur (26) am vorderen Ende des Hohlleiters (22) ein dielektrisches Fenster (28) vorgesehen ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Hohl leiter (22) mit einem dielektrischen Material gefüllt ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass zur Festlegung des Wellenmodes der Hohlleiter-Sendewelle (16b) im Hohlleiter (22) wenigstens ein Wellentypwandler (20) vorgesehen ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass zur Ermittlung des Reflexionsfaktors (Γ) aus der Sendewelle (16) und der Reflexionswelle (30) ein Quadraturmischer (58) vorgesehen ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass zur Ermittlung des Reflexionsfaktors (Γ) aus der Sendewelle (16) und der Reflexionswelle (30) die 6-Tor-Technik vorgesehen ist.
Näherungssensor nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet , dass der Hohlleiter (22), der Wellentypwandler (20) und eine signalverarbeitende Anordnung (14) eine einteilige Einheit bilden, deren Gehäuse vorzugsweise der Hohlleiter (22) ist.
10. Verfahren zur Messung des Abstands (D) eines Objekts (12), bei dem ein Ausgangssignal (54) eines Mikrowellenoszillator (52) als eine Sendewelle (16) bereitgestellt wird, welche in Richtung auf das Objekt (12) als Freiraum-
Sendewelle (16c) abgestrahlt wird, welche vom Objekt (12), welches elektrisch leitfähig ist oder zumindest eine elektrisch leitfähige Oberfläche aufweist, als Freiraum-Reflexionswelle (30a) reflektiert wird und als Reflexions- welle (30) empfangen wird, wobei der Reflexionsfaktor (Γ) aus der Sendewel- le (16) und der Reflexionswelle (30) ermittelt und als ein Maß für den Abstand
(D) bereitgestellt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Sendewelle (16) in einem Hohlleiter (22) als Hohlleiter-Sendewelle (16b) geführt wird, dass die Einkopplung der Sendewelle (16) in den Hohlleiter (22) mit einem Wellenmode vorgenommen wird, der zur Ablösung der Hohlleiter-Sendewelle (16b) an der Apertur (26) am vorderen Ende des Hohlleiters (22) in die Freiraum- Sendewelle (16c) und zur Propagierung der Freiraum-Sendewelle (16c) zum
Objekt (12) führt.
Näherungssensor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass als Wellenmode bei Verwendung eines Rundhohlleiters der TE1 1 -Mode vorgesehen wird.
Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Ermittlung des Abstands (D) bei einer Frequenz der Sendewelle (16) und einem Wellenmode vorgenommen wird.
Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass zur Ermittlung des Abstands (D) eine Abstimmung des Mikrowellenoszillators (52) alternierend auf wenigstens zwei unterschiedliche Frequenzen der Sendewelle (16) vorgenommen wird und dass die Ermittlung des Abstands (D) bei wenigstens zwei unterschiedlichen Frequenzen sowie einem Wellenmode vorgenommen wird.
Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass zur Einkopplung der Sendewelle (16) in den Hohlleiter (22) alternierend zum ersten Wellenmode wenigstens ein zweiter Wellenmode vorgesehen wird.
Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Ermittlung des Abstands (D) bei einer Frequenz der Sendewelle (16) und wenigstens bei zwei unterschiedlichen Wellenmoden vorgenommen wird.
16. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass ein solcher wei- terer Wellenmode vorgegeben wird, der zu einer vorwiegend evaneszenten Feldverteilung vor dem Hohlleiter (22) führt.
Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass bei Verwendung eines Rundhohlleiters als wenigstens ein weiterer Wellenmode der TM01 - Mode vorgesehen wird.
Verfahren nach Anspruch 13 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Ermittlung des Abstands (D) auf wenigstens zwei unterschiedliche Arten vorgenommen wird und dass eine Plausibilisierung der auf unterschiedliche Arten ermittelten Ergebnisse vorgesehen wird.
Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass eine Rückrech- nung eines ermittelten ersten Reflexionsfaktors (Γ) aus der Sendewelle (16) und der Reflexionswelle (30) auf einen an einer Apertur (26) des Hohlleiters (22) auftretenden Reflexionsfaktor (Γ3) vorgesehen ist.
Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Rückrech- nung mittels einer konformen Abbildung (38) erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dadurch gekennzeichnet, dass eine Ermittlung der Phase (Ph Γ) des Reflexionsfaktors (Γ) als Maß für den Abstand (D) vorgesehen wird.
Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dadurch gekennzeichnet, dass eine Ermittlung der Phase (Ph Γ) und des Betrags |Γ| des Reflexionsfaktors (Γ) als Maß für den Abstand (D) vorgesehen wird.
23. Verfahren nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass eine eindeutige Ermittlung des Abstands (D) aus der Phase (Ph Γ) des Reflexionsfaktors (Γ) anhand des Betrags des Reflexionsfaktors (Γ) vorgesehen ist, wenn innerhalb des vorgegebenen Messbereichs Mehrdeutigkeit der Phase (Ph Γ) des Reflexionsfaktors (Γ) vorliegt.
24. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass eine Grobkalibrierung vorgenommen wird.
25. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass eine Feinkalibrierung vorgenommen wird.
26. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Abstand (D) als analoges Signal bereitgestellt wird.
27. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass ein Schaltsignal bereitgestellt wird, welches signalisiert, dass ein bestimmter Abstand (D) überschritten oder unterschritten ist.
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