CN105051567A - 接近度传感器和用于测量与物体的距离的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于测量与物体(12)的距离(D)的接近度传感器(10)和方法。所述接近度传感器(10)含有提供传输波(16)作为输出信号(54)的微波振荡器(52)，所述接近度传感器(10)在所述物体(12)的方向上将所述传输波发射作为自由空间传输波(16c)，导电或至少具有导电表面的所述物体(12)将所述自由空间传输波反射作为自由空间反射波(30a)，并且所述接近度传感器(10)将所述自由空间传输波接收作为反射波(30)，其中从所述传输波(16)和所述反射波(30)确定反射系数(Γ)，并且所述接近度传感器(10)提供所述反射系数作为所述距离(D)的度量。根据本发明的接近度传感器(10)和根据本发明的方法通过以下事实加以区别：所述传输波(16)在波导(22)中被引导为波导传输波(16b)，所述传输波(16)以一波模式注入到所述波导(22)中，这使在所述波导(22)的前端的孔(26)处所述波导传输波(16b)分离成所述自由空间传输波(16c)并使所述自由空间传输波(16c)朝向所述物体(12)传播。

Description

接近度传感器和用于测量与物体的距离的方法

技术领域

本发明涉及根据独立权利要求所述类型的接近度传感器和测量与物体的距离的方法。

背景技术

柱形距离测量设备描述于专利说明书EP1000314B1中，其是基于确定空腔共振器的共振频率。共振器由共振器外壳和要检测的物体形成。因此，实际的共振器长度主要是由共振器外壳的长度以及与物体的距离组成。如果超过要检测的物体的最小尺寸，共振频率与共振器的长度直接相关，从而可推断出物体距离。共振器长度与共振频率之间确切的相关性是取决于当前的场分布，因此是取决于使用的波导波模式。在此，波导填充的电容率作为设计中的决定因素得到。如果此值增加，在一方面，共振器的结构长度以及所需的横截面减少，但在另一方面，距离测量设备范围也随着增加的电容率而减少。

在所描述的概念的情况下，金属化电介质提供作为共振器的后壁，评估电子器件位于所述后壁上的外侧。共平面槽耦合或微波带状线被提出来将电子器件耦合至共振器。如果例如出于热退耦的原因，评估电子器件与共振器脱离组装状态，那么借助微波带状线进行注入是尤其有用的。另外，根据共振器是用于传输还是反射操作，可以实现一或两个耦合位置。

为了确定共振频率，评估电子器件包含可调节振荡器，其频率线性调谐至某一带宽并观察共振器所得的反射或传输系数。在共振频率的情况下，这些系数具有较强变化，这些变化可通过相对于频率来区分而系统识别。由于在电路方面上，在频率与时间之间因控制而存在线性相关关系，因此关于频率的导数可通过关于时间的导数来获得。如果由此所获得的二次导数超过预定阈值，那么共振得以识别，并且频率并未发生任何进一步的失谐，而实际上保持恒定并且其当前值借助频率计数器来确定。

作为频率确定的替代方法，在专利说明书EP1000314B1中，提出基于锁相闭环(PLL)概念。在此，标称频率预定作为经由直接、数字合成器(DOS)的PLL的引导值。如果检测电路现在识别共振，那么频率直接通过数字合成器的调节获知，其中测量的循环时间可明显缩短。

不管如何确定共振频率，通过此共振器方法，要检测的距离范围直接提供工作频率的所需带宽的事实是不利的。对工业传感器而言，可用带宽固定提供并且因此距离范围也是如此。

不论可容许的ISM带(工业、科学和医学带)，提出1-100GHz之间的操作的频率范围，其中带宽应分别相当于大约2GHz或10％。另外，能够使用此共振器概念来实施较大距离范围证明很难。此原因是，在一方面，在距离变得较大的情况下，共振频率变化变得较小。另外，共振器质量降低只会导致反射或传输系数的显著较弱的最小值，在这种情况下，对相应共振频率的检测容易出错。如果共振频率位置展示为在复频面中，这种情况下是明显的。随着质量降低，复合本征频率远离ω轴，其中在振荡器失谐的情况下，可能不再通过奇点。有限范围另外是由选择所使用的TE01模式造成，因为在这种情况下，场分布具有围绕波导的主要渐消失波，其随着距离增加而迅速减退。

在S·伯纳尔茨(S.Bonerz)、W·贝克特勒(W.Bechteler)、J·格雷夫(J.Greif)的“SensorsystemzurderWerkzeugplananlageaufBasisvonKeramikresonatorenundHohleiterstrukturen”(用于基于陶瓷共振器和波导结构监测工具计划系统的传感器系统(Sensorsystemformonitoringthetoolplansystemonthebasisofceramicresonatorsandwaveguidestructures))的技术稿件(ANSYS会议和第29次CADFEM使用者会议，2011年10月19-21日)中，提供物体与距离传感器的距离的确定同样基于波导共振器的方法。另外，在此，要测量的距离确定共振器的长度，因此确定共振器的共振频率。使用的波导波模式在此为圆形柱形波导的基本模式TE11。共振频率借助共振器的记录的有效功率的测量值通过扫频确定。

在T·F·贝克特勒(T.F.Bechteler)、A·S·A贝克特勒(A.S.A.Bechteler)的“槽波导振荡器(TheGroove-GuideOscillator)”的技术稿件(IEEE微波杂质(IEEEMicrowaveMagazine)，第12卷，第6期，第110–119页，2011年10月)中，描述基于所谓的槽波导振荡器的距离测量方法，其同样对应于共振器的概念。虽然在此距离测量问题也归结于确定共振器的本征频率，然而这个系统针对共振器的结构和确定所提出的共振频率方面根本不同于在专利说明书EP1000314B1中描述的解决方法。槽波导振荡器形成已知的距离传感器的核心件。在原则上，在微波技术中，槽波导理解为包含两个相对板的波导，具有长方形横截面的槽在传播方向上引入到每个板中。整个布置关于平面对称，其法线与两个板的连接线重合。在由于槽和导电板产生的空间中，可存在能够在槽方向上传播的波模式。由于所需的对称性和传播性对板距离的依赖性较强，因此，这个波导对于生产精确度提出了严格要求。

其中一半布置将完全由导电平面替换的替代可用“半对称的”波导的产生基本更为简单。

在所描述的波导的情况下存在的传播常数对于物体距离的依赖性用于确定距离。在这个实例中，对于共振器的实施方案而言，槽不再是笔直的，而实际上是以圆形形式引入，使得产生圆形的导体环。如果引导的波长的整数倍数尤其对应导体圆周，则会准确产生共振。由于引导的波长随板距离和频率变化，因此对于不同距离，共振条件可以在一定带宽内得到满足，并且由此可获得关于距离的信息。

振荡器借助于Gunn元件来刺激，其中振荡器振荡至其本征频率。然后，频率确定通过外差系统来发生，其中将混入的本征频率提供至频率计数器。通过设计确定，所描述的距离传感器具有较大结构尺寸，因为必须选择共振器的直径按比例为较大以便保持径向辐射损失较小。对于8-12GHz之间的操作，所描述的共振器的直径针对200mmx200mm的板大小可考虑为60mm。由此所获得的测量范围从13mm扩展至15mm。如果板距离进一步增大，较高的波模式可以在所考虑的频率范围中发生，其中产生不确定性。

在专利说明书DE102010009664A1中，描述了距离传感器，该距离传感器在一方面用于监测机床的工作心轴与机床的固定部分之间的距离，并且另一方面控制工具计划系统。另外，关于工作心轴的旋转速度和心轴轴承的质量的结论是可能的。

该距离传感器包含高频线路，其连接至振荡器和反射测量设备。工作心轴相对于高频线路的位置影响反射行为，使得可从所确定的反射系数推断距离。高频线路例如被实施为微波带状线，其由柔性材料制造，通过胶合来固定至机床的固定部分的表面。

通过振荡器提供的高频传输信号注入高频线路。传输信号的一部分通过第一定向耦合器分离并提供至第一功率检测器。在穿过第二定向耦合器之后，传输信号的主要部分被馈入高频线路。

物体反射的反射信号与传输信号重叠。反射信号的一部分通过第二定向耦合器分离并提供至第二功率检测器。两个功率检测器连接至评估单元，评估单元确定并发射两个功率的比率，即，反射系数，由此就可确定对物体距离的测量。

另外，可提供电介质共振器，其导致距离传感器发生显著共振行为。因此，物体与电介质共振器的距离的变化导致电介质共振的共振频率变化。然后，与物体的距离的确定可另外或替代通过评估频率变化实现。

在C·纽伦(C.Nguyen)、S·金姆(S.Kim)的“RF干涉测量传感器的分析和设计(AnalysisandDesignofRFInterferometricSensors)”理论的技术稿件(施普林格(Springer-Verlag)，2012)中，描述了操作距离传感器的干涉测量方法。为了获得距离信息，使用这种方法，即可评估传输信号与接收信号之间的相移。在此，距离传感器与物体之间大于信号波长的一半的距离可不再通过相位调谐来明确识别。在技术稿件中，提出借助信号处理的算法来获得明确相位信息。然而，为此目的，需要物体从原始位置移动至要测量的位置，同时连续记录相位。因此，可不实施绝对测量距离传感器。

在A·施特尔茨(A.Stelzer)等人的“具有亚毫米级准确性的微波位置传感器(AMicrowavePositionSensorwithSubmillimeterAccuracy)”的技术稿件(IEEE微波理论和技术期刊(IEEETransactiononMicrowaveTheoryandTechniques)，第47卷，第12期，1999年12月)中，描述了混合法，其中干涉测量方法与已知雷达方法、例如FMCW方法(频率调制连续波)组合。虽然此类方法再次使得能够进行明确距离确定，但此方法不易用于工业领域中来替代已知电感式距离传感器。主要原因在于，通常最小可能测量距离通过操作频率的带宽来确定，使得无法测量直至达位置零。此外，必须遵循与电磁辐射发射有关的适用要求。操作只可在ISM带内，出于这个原因，带宽及从其中所得到的最小距离无法自由决定。例如，对于完全使用24GHz下的ISM带的250MHz的可容许带宽的标准系统，得到60cm的最小距离。

本发明的目标在于指定接近度传感器以及使用宽度检测范围测量与物体的距离的方法，此外，它们实际上与要检测的金属物体的渗透率无关。

所述目标通过相应独立权利要求中确定的特征解决。

发明内容

本发明是基于用于测量物体与接近度传感器的距离的接近度传感器。接近度传感器包含提供传输波作为输出信号的微波振荡器，接近度传感器在物体方向上发射所述传输波作为自由空间传输波，导电或具有至少一个导电表面的物体反射所述自由空间传输波作为自由空间反射波，并且接近度传感器接收所述自由空间传输波作为反射波，其中从传输波和反射波确定反射系数，接近度传感器提供所述反射系数作为对距离的测量。根据本发明的接近度传感器显著之处在于传输波在波导中被引导为波导传输波，传输波注入到具有波模式的波导中，这会使得在波导前端的孔处波导传输波分离成自由空间传输波并将自由空间波朝向物体传播。

与例如电感式接近度传感器相比，根据本发明的接近度传感器提供可大至10倍的显著更广测量范围以及更大线性范围。

例如，与按照原理具有零至最小距离的盲区的根据标准雷达原理的接近度传感器相比，根据本发明的接近度传感器可检测到零至几厘米范围的极小距离。

与使用特性共振性质的接近度传感器相比，省去对共振频率的部分耗时搜索且带宽与距离测量范围无关，其中极薄带操作或甚至具有零带宽的操作是可能的。

由于省去传输波的调制并且省去微波振荡器的间歇操作，根据本发明的接近度传感器只需较小高频带宽。因此甚至于零带宽是可能的。因此，根据本发明的接近度传感器遵循适用EMV准则而无问题。

根据本发明的接近度传感器的另外显著优势是测量结果基本上与物体的渗透率无关。

针对生产而言，有利的是，根据本发明的接近度传感器能够在标准结构形式的已知电感式接近度传感器中实施。

根据本发明的接近度传感器的实施方式具有波导，具有波模式的传输波可注入到波导中，这会使得在波导前端的孔处波导传输波分离成自由空间传输波并将自由空间传输波朝向物体传播，使得能够在一方面影响发射自由空间传输波的传播方向并在另一方面提供具有尽可能低功率的传输波。

根据本发明的接近度传感器的有利实施方式和发展各自为从属装置权利要求的主题。

传播自由空间传输波通过分配至圆形波导的TE11模式的波导传输波的相当简单的刺激来实现。

波导在原则上可设计成长方形或圆形柱形。有利实施方式规定波导被设计成圆形柱形。因此，根据本发明的接近度传感器可以使用已知电感式接近度传感器的当前部件以成本有效方式实施。此外，常规电感式传感器与根据本发明的接近度传感器的直接互换在不必对测量装置进行改变的情况下是可能的。

根据本发明的接近度传感器的另一有利实施方式规定在波导前端的孔处提供电介质窗。电介质窗防止污物进入波导。替代性地或尤其另外地，整个波导可用电介质材料填充。通过这种措施，可将当前优选的模式变换器直接固定于波导中。

注入具有其预定波模式的传输波以最简单的方式来使用将线路传输波转录成波导传输波的模式变换器实现。

为从反射系数确定距离测量，可尤其有利地使用正交混频器(quadraturemixer)或6栅极技术(德语：6-Tor-Technik)，这归因于作为完整技术解决方案的可用性。

根据本发明的测量与物体的距离的方法，其中微波振荡器的输出信号提供作为在物体方向上发射作为自由空间传输波的传输波，所述传输波由导电或具有至少一个导电表面的物体反射作为自由空间反射波，并且接收为反射波，其中反射系数从传输波和反射波确定并且提供作为对距离的测量，所述方法显著之处在于传输波在波导中被引导为波导传输波，传输波注入到波导中使用一波模式进行，这使在波导前端的孔处波导传输波分离成自由空间传输波并使自由空间传输波朝向物体传播。

根据本发明的方法可替代地称为用于根据本发明的接近度传感器的操作的方法。因此，关于根据本发明的接近度传感器已呈现的优势同样存在于根据本发明的方法中。

根据本发明的用于测量与物体的距离的方法的有利实施方式和发展各自为从属方法权利要求的主题。

有利地，分配至圆形波导的TE11模式提供为波模式。

根据本发明的方法使得能够在传输波的仅一个频率和仅一个预定波模式的情况下确定距离。

替代或另外的实施方式规定，为了确定距离，执行在传输波的至少两个不同频率之间交替的微波振荡器的调谐。因此，对距离的确定可在传输波的至少两个不同频率以及在一个单波模式的情况下进行。

一个实施方式规定，至少一个第二波模式提供用于相对于第一波模式交替地将传输波注入到波导中。

通过这个措施，根据另一替代或另外的实施方式，规定的是，对距离的确定在传输波的单个频率以及至少在两个不同的波模式的情况下进行。

在这个实施方式中，例如，提供至少一个此类另外的波模式，这导致了波导前面分布主要渐消失场，其明显不同于自由空间传输波的传播情况，使得差异尽可能大。尤其适于这种情况的是分配至圆形波导的TM01模式。

使用所描述的实施方式，对距离的确定在至少两个不同方式上是可能的，使得不同方式中确定的结果可检查似真性和/或清晰度可产生。

对于在波导孔中出现的反射系数，物体与波导孔的距离的直接测量借助来自传输波和反射波的所确定的反射系数的反演计算来获得。反演计算优选使用预留角度的保形映射来进行，使得不会损失必要相位信息。

在此，对距离的测量可能已经仅从反射系数的相位来获得。此外，优选的是考虑反射系数的绝对值。具体地说，如果在预定测量范围内存在反射系数的相位的不确定性，对反射系数的相位的距离的明确确定则可通过反射系数的绝对值获得。

有利发展在一方面提供粗略校准，并且如果必要，还会提供精细校准。

根据一个实施方式，可以规定，距离提供作为模拟信号。

另外或替代地，根据一个实施方式，可以规定，提供开关信号，所述信号以信号来表面已超过或低于所确定的距离。

根据本发明的接近度传感器以及根据本发明的用于测量与物体的距离的方法的其他有利实施方式和发展从以下描述中产生。

本发明示例性实施方式描绘在附图中并且在以下描述中更详细地解释。

附图说明

图1示出根据本发明的接近度传感器的略图，

图2a示出第一刺激期间波导的横截面中的电场强度的图，

图2b示意性地示出在根据图2a的刺激期间在波导和自由场中所得场强度分布，

图3a示出第二刺激期间波导的横截面中的电场强度的图，

图3b示意性地示出在根据图3a的刺激期间在波导和自由场中所得场强度分布，

图4a示出信号处理系统的方框图，

图4b示出正交混频器的方框图，

图4c示出6栅极技术的方框图，

图5a示出测量到的复反射系数的绝对值，

图5b示出测量到的复反射系数的相位角，

图6a示出根据保形映射的测量到的复反射系数的绝对值，

图6b示出根据保形映射的测量到的复反射系数的相位角，并且

图7示出根据保形映射在两个不同频率情况下测量到的反射系数。

具体实施方式

图1示出根据本发明的接近度传感器10的略图，接近度传感器检测接近度传感器10与物体12之间的距离D。

信号处理布置14提供传输波16，其在高频线路18中以线路传输波16a形式被引导直至模式变换器20。将线路传输波16a的线路结合两导线波模式(QTEM)转变成预定波导波模式的模式变换器20将线路传输波16a注入波导22中。

波导22具有预定横截面，其例如可为长方形或圆形柱形。如果有必要，圆形柱形结构是有利的，其中将具有圆形柱形外壳的当前电感接近度传感器用根据本发明的接近度传感器10直接交换可以简单方式实现。具体地说，可使用可获得的底座。

所刺激的波导传输波16b在波导22中传播，达到波导22前端的开口或孔26并且确定孔26区域中的场分布。

在波导22中运作并且波前在图1中概述的波导传输波16b以其波前也得到概述的发射主导自由空间传输波16c形式出现于波导22的孔26处。波导22的孔26对应于接近度传感器10的作用面。

波导22可在其前端的孔26处具有电介质窗28。电介质窗28防止污物引入波导22。对于波导传输波16b具有尽可能低传输损失的电介质材料考虑作为材料电介质窗28。合适材料为例如特氟隆或氧化铝。由此，材料的电容率起到作为选择标准的作用，因为除了直径d以外，此值直接输入波导波模式的所得波阻中。

用电介质填充的波导的波阻ZHL_εr由未填充波导的波阻ZHL_ε0产生：

${\mathrm{ZHL}}_{\mathrm{\ϵ}r}=\frac{{\mathrm{ZHL}}_{\mathrm{\ϵ}0}}{\sqrt{\mathrm{\ϵ}r}}$

原则上，所述值应以以下方式确定：使得波导传输波16b的传播模式的特性波阻对应于在波导22前面的自由空间的波阻Z_F0＝377Ω。由此，确保从波导传输波16b至发射自由空间传输波16c发生无回声传递。

替代地或除了具有电介质窗28的实施方式以外，如果必须包括模式变换器20，波导22则可用电介质填充。这个实施方式证明是尤其有利的，因为模式变换器20可由此机械固定于波导22内部。在图1中，示出实施方式，其中出于描述原因，在传输波16方向上观察到的模式变换器20定位于波导22外部。

发射自由空间传输波16c到达位于波导22的孔26前面的确定距离D处的物体12。根据本发明的接近度传感器10确定并提供波导22的孔26与物体12之间的距离D的测量。

完全由导电材料产生或具有由导电材料制成的至少一个表面的物体21反射在波导22外部行进的自由空间传输波16c，使得出现首先以自由空间反射波30a形式存在的反射波30，其波前在图1中概述。自由空间反射波30a经由孔26回到波导22，在所述波导中，反射波30以波导反射波30b形式存在，其中再次概述波导反射波30b的波前。

波导反射波30b在模式变换器20中转变至直线反射波30c并作为反射波30到达信号处理布置14。

信号处理布置14与物体12之间的整个布置可以图1的下部部分图像中示意性地概述的高频线路形式分段考虑。初始阻抗Z₁、Z₂、Z₃或反射系数Γ₁、Γ₂、Γ₃可分别分配至每个区段。理想地，旁路存在于物体12的导电表面上，产生至少大约1的反射系数ΓD的值以及至少大约180°的自由空间传输波16c与自由空间反射波30a之间的相位PhΓD的相移。

距离D的测量可借助于测量存在于波导22的孔26处的阻抗Z₁或反射系数Γ₁来确定。反射系数Γ₁的相位PhΓ₁代表距离D的初始不明确的测量，其取决于传输波16的已知频率。

在示出示例性实施方式中，第一阻抗Z₁或第一反射系数Γ₁分别在波导22的孔26处出现。此外，可从以下假设出发：空气存在于自由空间中，其波阻相当于至少大约377欧姆。然而，代替空气，也可提供另一介质，例如电介质壁，其中波阻随后会相应地变化。

波导22的孔26处的反射系数Γ的直接测量、尤其如第一反射系数Γ₁的测量在技术上成本极高。因此，优选地，第三反射系数Γ₃在高频线路18开始处的信号处理布置14的位置测量。基本优势在于测量可在信号处理布置14内执行。

理论上就线路而言，信号处理布置14与物体12之间的整个布置可描绘为不同线路区段32、34、36的级联。线路区段32、34、36由取决于距离D、波导22以及高频线路18的自由空间形成，从而忽略模式变换器20。每个线路区段32、34、36具有比波阻，(初始)阻抗Z₁、Z₂、Z₃以及(初始)反射系数Γ₁、Γ₂、Γ₃。

在这个实例中，反射系数Γ₁、Γ₂、Γ₃各自是指相应区段32、34、36的波阻。例如，第一反射系数Γ₁得自(初始)阻抗Z₁及自由空间的波阻，(初始)阻抗Z₁由在物体12的方向上观察到的在波导22的孔26处确定。

如果在第一线路区段32中，假定局部存在自由空间、平面波，在区段中，第一反射系数Γ₁的相位与距离D具有线性函数关系。随着距离D增加，针对第一反射系数Γ₁的绝对值产生单调递减函数。对应于波导22的下一线路区段34将阻抗Z₁变换成阻抗Z₂。

通过从Z₂变换继而得到的线路区段36、高频线路18的第三(初始)反射系数Γ₃可容易地测量。

对应于Γ₁的反射系数可通过在信号处理布置14中确定的第三反射系数Γ₃的保形映射38来推断，所述反射系数反映对距离D的测量。反射系数Γ是复量并定义为反射波30与传输波16的商。反射系数Γ₁可例如根据保形映射来通过以下关系确定，其中Z_ref是可在以下描述的粗略校准中确定的归一化阻抗：

${\mathrm{\Γ}}_1=\frac{Z_3-Z_{ref}}{Z_3+Z_{ret}}$

其中

Z_ref＝a+jb.

为了能够检测尽可能大的距离D，根据示例性实施方式，自由空间传输波16c尽可能少的渐消失贡献(contribution)存在于波导22的孔26前面的区域中，因为这些贡献随着距离增加而迅速减退，并在甚至较短距离D下只为场分布提供较小贡献。根据本发明，规定的是，自由空间传输波16c至少临时具有在物体12的方向上传播以确定距离D的平面波的主要贡献。

孔26中的场分布由波导22中的波模式分布来预定。因此，刺激波模式，其明确地主要产生在物体方向上传播的自由空间传输波16c。因此，波导传输波16b应在孔26处尽可能少反射的情况下转变至自由场传输波16c。为此目的，波导波模式的波阻必须尽可能地符合自由空间的波阻并且其场分布必须尽可能地符合平面波的场分布。这些条件可例如由长方形或圆形柱形波导22的基本波模式来满足。

根据电感接近度传感器的适用标准，圆形柱形结构是预定的。为了类似地将所述标准应用于根据本发明的接近度传感器10，此意味着波导22优选地实施为圆形柱形波导22，其具有优选地圆形横截面。然而，在不考虑严格来说只适用于电感接近度传感器的标准的情况下，纯粹在原则上也可提供波导22的可自由选择的其他横截面，例如长方形横截面。

在图2a–3b中，描绘两个不同的场分布，使用圆形柱形波导22的实例。在两个实例中，场分布使用圆形柱形波导22中的单峰刺激来产生。

图2a示出分配至圆形波导的TE11模式的刺激40。在图2a中，电场强度40在波导22的横截面中概述，其绝对值和方向由内接三角形表示。

在图2b中以顶视图描绘波导22内的相应场分布42和在波导22的孔26前面的自由空间中的场分布44。TE11模式中的刺激主要引向在物体D的方向上传播的所需自由空间传输波16c。此类传播自由空间传输波16c应至少临时由根据本发明的接近度传感器10提供。

图3a示出分配至圆形波导的TM01模式中的第二刺激。在图3a中，概述波导22的横截面中的电场强度46，其绝对值和方向由内接三角形表示。

在图3b中以顶视图描绘波导22内的相应第二场分布48和在波导22的孔26前面的自由空间中的第二场分布50。TM01模式中的刺激导致在孔26前面的场空间中的主要渐消失场分布50。

反射系数Γ、尤其是第三反射系数Γ₃的确定在信号处理布置14中进行，其方框图在图4a中示出。

图4a示出的对应于图1所示部件的那些部件具有相同参考数字。

根据有利实施方式，部件可布置在波导22后端的信号处理布置14包含微波振荡器52，微波振荡器的输出信号54可提供给定向耦合器56和正交混频器58。定向耦合器56经由高频线路18将微波振荡器52的输出信号54传送至模式变换器20。此外，定向耦合器56将反射波30解耦并将对应于反射波30的反射信号60传送至正交混频器58。

在必要时，提供开关62。开关62使得能够将微波振荡器52的输出信号54的第一频率切换成至少另一频率。

在定向耦合器56中，传输波16与反射波30分离。定向耦合器56可以平面线路技术、例如微带技术来实施。

反射系数Γ，尤其第三反射系数Γ₃可基于分离波16、30例如在正交混频器58中通过正交混频来确定。

正交混频器58的方框图在图4b示出。正交混频器58通过将反射波30与传输波16混合来形成同相且90°相移的分量I、Q。正交混频使得能够关于参考信号、在此即输出信号54的振幅和相位，确定要分析的信号、在此即反射信号60的复合包络的实数和虚数部。

6栅极技术提供确定反射系数Γ的替代的可能性。6栅极技术的实行方案实例在图4c示出。6栅极技术还提供同相且90°相移的分量I、Q。

确定反射系数Γ的另一替代的可能性在沿着线路区段的驻波波形的测量范围内是可能的。

将两个分量I、Q提供至计算单元64，计算单元据此确定复反射系数Γ、尤其是第三反射系数Γ₃，并优选地进行以下进一步描述的校准及测量值评估。

此外，计算单元64优选包含保形映射38以将复合第三反射系数Γ₃变换成第一复反射系数Γ₁。计算单元64的输出信号66可作为对距离D的测量进行直接评估。

依据根据本发明的接近度传感器10的有利实施方式，微波振荡器52、模式变换器20、定向耦合器56、正交混频器58以及计算单元64布置于单个电路板上，所述电路板由能够处理高频率的基体材料(例如，玻璃纤维增强的特氟隆)产生。

遵循测量原理，提供保形映射38，所述保形映射将复平面中的第一反射系数Γ₁变换到具有参考波阻作为中心点的螺旋(spiral)，所述螺旋对应于波阻的重归一化。在这个实例中，在孔26与物体12之间的自由空间中，所有的平面波由主导扩散波组成。因为这个波因损耗和辐射而失去功率，其传播常数和波阻两者是复合的，由此也产生了复合参考波阻。

在第一反射系数Γ₁的参考波阻对应于等效线路的波阻的情况下，复平面中旁路线路的第一反射系数Γ₁描述随着在螺旋内部方向上与旁路的距离增加而穿过的螺旋。

在不考虑模式变换器20的进一步影响的情况下，第三反射系数Γ₃路线描述随着距离D而变化的复反射系数平面中的螺旋，螺旋位置由单独变化而产生。虽然在原则上螺旋路线仍然存在，但是在通常的极坐标描述中，能够由此针对第三复反射系数Γ₃产生复杂路线。为了便于说明，简单假设螺旋完全位于笛卡尔反射系数平面的第一象限中。在这种假设下，在极坐标中，针对反射系数Γ₁的角度，产生0至π/2的值区域。根据先前随着距离D增加而线性递减的相位路线，现在产生曲线，曲线具有分段增加而无相位跳跃的相位值。同样，通过变换产生反射系数Γ₃的值的不同的最大值和最小值。最后，保形映射38的目标是通过重归一化来消除阻抗变换的影响，且因此将螺旋路线的中心点移动至反射系数平面的原点。

在图5a中，第三反射系数Γ₃的绝对值在保形映射前示出，并且在图6a中在保形映射后示出。

在图5b中，第三反射系数Γ₃的相位PhΓ₁在保形映射前示出，并且在图6b中在保形映射后示出。

如可在保形映射后识别，针对第三反射系数Γ₃的绝对值产生距离D与相位PhΓ₃之间的单调递减函数和线性关系。

在图7中，复合第三反射系数Γ、尤其是第三反射系数Γ₃在Smith图中示出，其中示出两个曲线路线，所述第三反射系数适用于传输波16的两个不同频率，两个不同频率可通过开关62在它们之间周期性地切换。

与物体12的距离D可通过传输波16的相位常数直接从线性相位路线来决定。如可在图7中发现，由于相位过程PhΓ有周期性，因此如果接近度传感器10的检测区域超过传输波16的波长的一半，那么距离D与相位PhΓ之间的相关性最初并不明确。为了能够针对较大测量范围的距离D也实施明确解决方案，另外评估反射系数Γ的绝对值路线并且由此消除纯相位评估的不确定性。这个评估成功实施，因为保形映射38将所确定的第一反射系数Γ₁的绝对值变换成单调递减路线。

为实施传感器概念，根据有利实施方式，提供至少一种粗略校准，然而优选地提供粗略和精细校准。

在粗略校准情况下，得以确定归一化阻抗：

Z_ref＝a+jb

其为以下保形映射所需要的：

${\mathrm{\Γ}}_1=\frac{Z_3-Z_{ref}}{Z_3+Z_{ret}}$

。作为粗略校准结果，Γ₁描述围绕复反射系数平面的原点的螺旋，据此设定单调递减反射系数绝对值和实际上线性递减相位，如图6A和6b所示。虽然相位明显线性运作，但此理想过程的较小偏差实际上是不可避免的。优选另外提供精细校准的目标是在一方面经由多项式来处理这些偏差，随后将所述多项式提供用以进行测量值评估来补偿误差。另一方面，在精细校准期间，形成|Γ₁(D)|的多项式描述，借助于此描述，得以消除相位测量不确定性。

这两种校准的基础形成复反射系数Γ₃的测量值(参考值)，该复反射系数在传感器一旦产生之后就会沿着检测区域D被记录并存储。因此，要记录的值对的数目主要通过要获得的传感器的精确度来确定。

粗略校准例如可以如下实施：

为了可考虑到沿着线路区段36、34、32的所有寄生影响，并不试图从替代电路图以分析方式来确定归一化阻抗，而实际上直接从所产生的传感器的参考值获得Z_ref。开始于：

Z_ref＝a+jb，

保角变换为：

${\mathrm{\Γ}}_1=\frac{Z_3-a-jb}{Z_3+a+jb}$

其中a和b通过迭代过程来确定，使得|Γ₁|随距离D增加而单调递减。

为此目的，|Γ₁(D)|被认为与两个参数a和b一起随D而变化。单调的要求与|Γ₁(D)|的局部最大值的消失意义相同。这个函数实现其最大值的k位置D_i≠0可通过以下来发现：

$\frac{d\left|{\mathrm{\Γ}}_1\left(D_i\right)\right|}{dD}=0$

且条件为：

$\frac{d^2\left|{\mathrm{\&Gamma;}}_1\left(D_i\right)\right|}{{\mathrm{dD}}^2}<0.$

数值优化过程的目标目前以使得|Γ₁D₁|变为最小且理想地随后k＝0的方式来确定a和b。

作为迭代的开始值，其提供来选择：

Z_ref＝lim_D→∞(Z₃)

并且由此计算|Γ₁|。

根据一个实施方式，规定的是，以使得直接进行Z₁的阻抗变换的方式设计模式变换器20，其中保形映射可极大地简化或可甚至完全省略。

优选另外所提供的精细校准例如可以如下进行：

在精细校准的第一步骤中，形成函数|Γ₁(D)|的插值多项式，多项式的次数确定近似值的质量。多项式的次数又会受到在此为测量的参考点的发展点数目限制。然而，由于就测量而言，可记录许多点，因此也可发现任何精确度的插值多项式。此多项式目的在于经由反射系数Γ的测量到的绝对值来进行对距离D的粗略测量。这个测量只用来确定相位的正确间隔。

实际在相位过程中(尽管进行保形映射)所发生的非线性度直接影响距离D确定的预期的准确性。因此，为了减少测量误差，对于距离D确定优选进行后续的线性化。

从根据保形映射的反射系数Γ的相位路线开始，借助于|Γ|将非连续相位路线传递至连续且明确的函数。个别参考位置的相位值通过传感器评估来确定，并且确定实际值和标称值之间的差异。沿着检测区域的相位的所有偏差再次通过多项式来表示。另外，在此，任何大小次数且因此任何精确度可以通过许多测量点来获得。

如果确定并存储多项式，就可由此确定准确相位的偏差以实际确定距离D并可校正测量结果。

在此点上，再次指明，校准所需要的参数仅在产生根据本发明的接近度传感器10之后立即确定并寄存于未在图4中更详细展示的存储器中。根据本发明的接近度传感器10提供对绝对距离D的测量并在操作期间不需要参考值。

依据分别根据本发明的接近度传感器10或根据本发明的用于测量与物体12的距离D的方法的一个发展，针对微波振荡器54的至少两个不同频率而非预定频率，可以确定反射系数Γ以及由此确定距离D。为在频率之间切换，提供开关62，其交替地启动微波振荡器52以提供具有第一频率且具有至少另一频率的输出信号54。如已结合图7解释，针对反射系数Γ的正确保形映射38，针对其他频率得到另外螺旋路线68、70。因此，在理论上，在凸物体12的距离D增加的情况下，可藉以获得清晰度的增加的相位差PhΓ通过针对两个不同频率的评估来产生。这个实施方式尤其是有利于较大距离D，因为在此，反射系数Γ的绝对值的路线更为平坦，并且因此其确定值可能更倾向于产生误差。

在原则上，在使用针对两个不同频率且仅一个波模式的距离D的测量的情况下，检查似真性或验证所确定的距离D是可能的。

另一有利发展规定，代替单峰刺激，另外在波导22中产生其他波模式且确定不同波模式的反射系数Γ。由此，获得至少另一独立复值，所述独立复值可用于确定距离D且/或消除相位PhΓ中的不确定性。对于这种发展，需要多个模式变换器20。

因此，检查似真性或验证所确定的距离D同样是可能的。

在必要时，为了确定距离D，可使用传输波16的至少两个不同频率以及至少两个不同的波模式。

对应于输出信号66的距离D的所确定的测量可作为模拟信号来提供。替代或另外地，输出信号66可作为开关信号来提供，所述信号以信号来表明已超过或低于所确定的距离D。

Claims (27)

1.用于测量与物体(12)的距离(D)的接近度传感器，所述接近度传感器具有提供传输波(16)作为输出信号(54)的微波振荡器(52)，所述接近度传感器(10)在所述物体(12)的方向上将所述传输波发射作为自由空间传输波(16c)，导电或至少具有导电表面的所述物体(12)将所述自由空间传输波反射作为自由空间反射波(30a)，并且所述接近度传感器(10)将所述自由空间传输波接收作为对反射波(30)，其中从所述传输波(16)和所述反射波(30)确定所述反射系数(Γ)，所述接近度传感器(10)提供所述反射系数作为所述距离(D)的测量，所述接近度传感器的特征在于，所述传输波(16)在波导(22)中被引导为波导传输波(16b)，所述传输波(16)以一波模式注入到所述波导(22)，这使所述波导(22)的所述前端的所述孔(26)处所述波导传输波(16b)分离成所述自由空间传输波(16c)并使所述自由空间传输波(16c)朝向所述物体(12)传播。

2.根据权利要求1所述的接近度传感器，其特征在于，在使用圆形波导时，TE11模式提供为波模式。

3.根据权利要求1所述的接近度传感器，其特征在于，所述波导(22)被设计成圆形柱形。

4.根据权利要求1所述的接近度传感器，其特征在于，电介质窗(28)提供在所述波导(22)的所述前端的所述孔(26)处。

5.根据权利要求1所述的接近度传感器，其特征在于，所述波导(22)用电介质材料填充。

6.根据权利要求1所述的接近度传感器，其特征在于，至少一个模式变换器(20)提供用来确定所述波导(22)中的所述波导传输波(16b)的所述波模式。

7.根据权利要求1所述的接近度传感器，其特征在于，正交混频器(58)提供用来从所述传输波(16)和所述反射波(30)确定所述反射系数(Γ)。

8.根据权利要求1所述的接近度传感器，其特征在于，6栅极技术提供用来从所述传输波(16)和所述反射波(30)确定所述反射系数(Γ)。

9.根据权利要求1所述的接近度传感器，其特征在于，所述波导(22)、所述模式变换器(20)以及信号处理布置(14)形成单部分式单元，其外壳优选为所述波导(22)。

10.用于测量与物体(12)的所述距离(D)的方法，其中微波振荡器(52)的输出信号(54)提供作为传输波(16)，所述传输波在所述物体(12)的方向上发射作为自由空间传输波(16c)，所述传输波由导电或至少具有导电表面的所述物体(12)反射作为自由空间反射波(30a)并且接收作为反射波(30)，其中所述反射系数(Γ)从所述传输波(16)和所述反射波(30)确定，并且提供作为对所述距离(D)的测量，所述方法的特征在于，所述传输波(16)在波导(22)中被引导为波导传输波(16b)，所述传输波(16)注入到所述波导(22)中是以一波模式进行，这使所述波导(22)的所述前端的所述孔(26)处所述波导传输波(16b)分离成所述自由空间传输波(16c)并使所述自由空间传输波(16c)朝向所述物体(12)传播。

11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，在使用圆形波导时，TE11模式提供为波模式。

12.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，针对所述传输波(16)的一个频率、及一个波模式进行对所述距离(D)的所述确定。

13.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，为了确定所述距离(D)，针对所述传输波(16)的至少两个不同频率交替进行对所述微波振荡器(52)的调谐，并且对所述距离(D)的所述确定针对至少两个不同频率及波模式进行。

14.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，至少一个第二波模式提供用于相对于所述第一波导来交替地将所述传输波(16)注入到所述波导(22)中。

15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，针对所述传输波(16)的一个频率、及至少两个不同的波模式进行对所述距离(D)的所述确定。

16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，提供另一这样的波模式，所述波模式使所述波导(22)前面分布主要渐消失场。

17.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，在使用圆形波导情况下，TM01模式提供作为至少另一种波模式。

18.根据权利要求13或15所述的方法，其特征在于，对所述距离(D)的所述确定是以至少两种不同方法进行，并且提供对以不同方法确定的结果的似真性的检查。

19.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，针对所述波导(22)的孔(26)处出现的反射系数(Γ₃)，提供从所述传输波(16)和所述反射波(30)确定的第一反射系数(Γ)的反演计算。

20.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述反演计算借助于保形映射(38)来发生。

21.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述反射系数(Γ)的所述相位(PhΓ)的确定提供作为对所述距离(D)的测量。

22.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述反射系数(Γ)的所述相位(PhΓ)和所述绝对值|Γ|的确定提供作为对所述距离(D)的测量。

23.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，如果在所述预定测量范围内存在所述反射系数(Γ)的所述相位(PhΓ)的不确定性，那么对所述反射系数(Γ)的所述相位(PhΓ)的所述距离(D)的明确确定通过所述反射系数(Γ)的所述绝对值提供。

24.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，进行粗略校准。

25.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，进行精细校准。

26.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述距离(D)提供作为模拟信号。

27.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，提供开关信号，所述信号以信号来表明超过或低于所确定的距离(D)。