CN107533132A - 用于测量距目标的距离的接近传感器和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于测量目标(12)的距离(D)的接近传感器(10)以及用于操作所述接近传感器(10)的方法。所述接近传感器(10)发射传输信号(Tx)作为自由场传输波(18b)，所述自由场传输波(18b)在所述目标(12)处反射并作为自由场反射信号(22a)被所述接近传感器(10)接收为反射信号(Rx)，其中提供从与所述传输信号(Tx)的定相(ψ)相关的所述反射信号(Rx)的定相对所述距离(D)进行所述确定。根据本发明的所述接近传感器(10)的特征在于按时间顺序提供了所述传输信号(Tx)的所述定相(ψ)的转变。

Description

用于测量距目标的距离的接近传感器和方法

技术领域

本发明是基于一种根据独立权利要求的类型的用于测量距目标的距离的接近传感器和方法。

背景技术

在专利说明书EP 1 000 314 B1中，描述了基于确定空腔谐振器的谐振频率的圆柱形距离测量设备。谐振器由谐振器外壳和待检测的目标形成。因此，物理谐振器长度由谐振器外壳的长度和到目标的距离构成。当超过待检测的目标的最小尺寸时，谐振频率立即与谐振器的长度连接，从所述谐振器的长度可推断出目标距离。谐振器长度与谐振频率之间的特定相依性取决于当前的场分布，并因此取决于所使用的波导波模。因此，波导填充物的介电常数被包括为设计中的决定因素。如果此值增加，则一方面，谐振器的结构长度和所需的横截面都变小。然而，另一方面，距离测量设备的范围也随着介电常数的增加而减小。

利用所描述的设备，提供了金属化电介质作为谐振器后壁，估计电子系统位于其外侧上。为了将电子系统耦合到谐振器，提出了共面槽隙耦合或微带线。当估计电子系统例如由于热解耦而远离谐振器组装时，通过微带线的耦合于是尤其有用。此外，可根据谐振器是用于传输还是用于反射操作来实现一个或两个耦合点。

为了确定谐振频率，估计电子系统包含可调振荡器，所述可调振荡器的频率在一定带宽内线性调谐，并且观察到所得的谐振器的反射或传输因数。在谐振频率附近，这些因数具有强烈变化，这种变化可通过相对于频率进行差分而系统地识别。因为频率与时间之间的线性关系由于控制而以电路方式存在，所以相对于频率的推导可通过相对于时间的推导来获得。如果以这种方式获得的二次导数超过预定阈值，那么识别出谐振，并且频率不再进一步失谐而是保持恒定，并且其当前值通过频率计数器来确定。

作为用于确定频率的替代方法，在专利说明书EP 1 000 314 B1中，提出了基于闭合锁相回路(PLL)的概念。这样做时，标称频率通过作为PLL的参考变量的直接数字合成器(DDS)来进行预定。如果检测电路现识别出谐振，那么由于数字合成器的设定而立即知道频率，由此测量的周期持续时间可明显被缩短。

无论谐振频率如何确定，利用这个谐振器方法，待确定的距离区域立即预先确定操作频率的必要带宽的事实是不利的。工业传感器的可用带宽被固定地预定，并且因此距离区域也是如此。

不管允许的ISM频段(工业、科学和医疗频段)，提出了操作频率范围在1-100GHz之间，其中带宽应大致为2GHz或10％。此外，已证明很难能够通过这个谐振器概念实现大距离范围。这样的原因在于，一方面，随着距离的增加，谐振频率的变化变小。此外，谐振器的品质因素的降低仍仅导致反射或透射因数中弱的明显最小值，由此相关联的谐振频率的检测变得易于出错。当在复合频率平面中示出谐振频率的位置时，这是明显的。随着品质因素的降低，复合本征频率偏离ω轴，由此，当使振荡器失谐时，奇异点可不再被穿过。有限的范围另外取决于所使用的TE01波模的选择，因为在这种情况下波导周围的场分布具有随着距离的增加而迅速消失的大量衰减波。

在S.Bonerz、W.Bechteler、J.Greif在2011年10月19日至21日举行的ANSYS大会和第29届CADFEM用户会议上发表的评论文章“Sensorsystem zurderWerkzeugplananlage auf Basis von Keramikresonatoren und Hohlleiterstrukturen”中，提出了一种方法，在所述方法中通过距离感测器确定目标的距离也是基于波导谐振器的。在这里同样地，要测量的距离确定谐振器的长度，并因此确定谐振器的谐振频率。这里，所使用的波导波模是圆柱形波导的基模TE11。通过测量谐振器的所接收的有功功率，谐振频率通过频率扫描来确定。

在T.F.Bechteler、A.S.A.Bechteler在2011年10月出版的IEEE MicrowaveMagazine的第12卷、第6期、第110-119页发表的评论文章“The Groove-Guide Oscillator”中，基于也对应于谐振器概念的所谓槽波导振荡器描述了距离测量方法。尽管这里的距离测量的问题也可追溯到确定谐振器的本征频率，然而，这个系统在谐振器的结构方面和在本发明通过专利说明书EP 1 000 314 B1中描述的解决方案确定谐振频率中都有根本性的不同。已知的距离传感器的关键元件是槽波导振荡器。在原则上，在微波技术中，槽波导应理解为包括彼此相对的两个板的波导，在不同情况下，都沿着传播方向将具有矩形横截面的凹口引入到所述波导中。整个布置相对于平面是对称的，所述平面的法线与两个板的连接线重合。在由于凹口和导电板而出现的空间中，能够传播的波模可沿着凹口的方向存在。由于所需的对称性以及传播特性对板距离的强烈相依性，这个波导对制造精度提出了较高的要求。

替代性可用的“半对称”波导的制造实质上更容易，其中一半布置完全被导电平面替代。

同样存在于所述波导中的传播常数对距目标的距离的相依性用于确定距离。因此，为了实现谐振器，引入凹口，使得其不再是直的而是圆形的，这样就出现了圆形导体回路。当波导波长的整数倍数精确地对应于导体的周长时，随后精确地出现了谐振。由于波导波长是板距离和频率的函数，所以谐振条件可在针对不同距离的一定带宽内得到满足，并且因此可获得关于距离的信息。

振荡器通过耿氏(Gunn)元件通电，由此振荡器在其本征频率上发生振荡。随后，通过外差系统进行频率确定，其中将下混频本征频率施加到频率计数器。由于结构，所述距离传感器具有较大的总尺寸，因为谐振器的直径必须被选择为相对较大，以便使径向上的辐射损失保持较小。对于8-12GHz之间的操作，所述谐振器的直径为60mm，其中板大小为200mm×200mm。由此获得的测量区域从13–15mm延伸。如果板距离进一步增加，那么在观察到的频率区域中可能会出现较高波模，由此产生了模糊性。

在专利说明书DE 10 2010 009 664 A1中，描述了距离传感器，其一方面用于监测机床的工作主轴与机床的静态部件之间的距离，另一方面用于控制工具与平面的接触。另外，关于工作主轴的旋转速度以及主轴轴承的质量的结论是可能的。

距离传感器包含连接到振荡器并连接到反射测量设备的高频线。工作主轴相对于高频线的位置影响反射特性，使得可通过确定的反射因数计算距离。高频线被实现为例如微带线，所述微带线由柔性材料制得，所述柔性材料通过粘附固定在机床的静态部件的表面上。

由振荡器提供的高频传输信号耦合到高频线中。传输信号的一部分与第一定向耦合器解耦并被施加到第一功率检测器。传输信号的主要部分在穿过第二定向耦合器之后被馈送到高频线中。

从目标发射回的反射信号叠加传输信号。反射信号的一部分与第二定向耦合器解耦并被施加到第二功率检测器。两个功率检测器连接到估计单元，所述估计单元确定并发出两个功率的比率，通过所述功率的比率可指定目标的距离的测量。

此外，可提供导致距离传感器的明显谐振作用的另一介质谐振器。目标距介质谐振器的距离的改变导致介质谐振器的谐振频率的变化。然后，另外或可替代地，确定目标的距离可以基于对频率变化的估计。

在C.Nguyen、S.Kim在施普林格出版社(Springer-Verlag)2012年出版的Theory中发表的评论文章“Analysis and Design of RF Interferometric Sensors”中，描述了用于操作距离传感器的干涉测量方法。在这个方法中，为了获得距离信息，对发送信号与接收信号之间的相移进行了估计。这样做时，距离传感器与目标之间大于信号的一半波长的距离不再能够从定相中清楚地识别出来。在这个评论文章中，提出通过信号处理算法获得明确相位信息。然而，为此，这里需要将目标从原始位置移动到待测量位置，其中相位被连续地记录。绝对测量距离传感器无法由此实现。

在A.Stelzer等人在1999年12月的IEEE Transaction on Microwave Theory andTechniques的第47卷、第12期中发表的评论文章“A Microwave Position Sensor withSubmillimeter Accuracy”中，描述了混合方法，在所述混合方法中，干涉测量方法与已知雷达方法(例如FMCW(频率调制连续波)方法)组合。尽管这种方法再次允许明确的距离确定，但是方法不能简单地用于替代工业部门中已知的感应距离传感器。这样的主要原因在于：通常，通过操作频率的带宽来确定最小可能的测量距离，使得其无法被一直测量到位置为零。此外，必须考虑与电磁辐射发射有关的适用规则。操作只能在ISM频段内进行，这就是它不能自由地决定带宽和所得的最小距离的原因。例如，完全使用24GHz的ISM频段的250MHz的可用带宽得出标准系统的最小距离为60cm。

在未公开的国际专利申请PCT/DE2013/000342中，描述了用于确定目标的位置或距离的传感器，还与其一起使用了用于确定位置或距离测量值的微波技术。所描述的接近传感器包含提供传输波作为输出信号的微波振荡器，所述传输波被接近传感器沿着目标的方向发射为自由空间传输波，所述自由空间传输波被导电的或具有至少一个导电表面的目标反射为自由空间反射波，并且被接近传感器接收为反射波。提供了从传输波和反射波确定反射因数，所述反射因数被接近传感器提供为距离的测量。所述接近传感器的特征在于，传输波的耦合在波导中被引导为波导传输波，通过某个波模提供了将传输波耦合到波导中，所述波模导致在波导的前端上的孔隙处将波导传输波分离成自由空间传输波并且将自由空间传输波传播到目标。可假设用较高的分辨率进行测量和用较低的分辨率进行测量，以便在更大的距离上获得清晰度。随着距离越大，出现了复数反射因数的相角的模糊性。如果预定测量区域内的反射因数的相位存在模糊性，那么因此通过考虑反射因数的大小提供从反射因数的相位来明确地确定距离。

在未公开的国际专利申请PCT/DE2014/100464中，以上关于用于确定目标的位置或距离的公开的专利申请PCT/DE2013/000342描述的传感器的改进形式涉及未公开的国际专利申请PCT/DE2014/100464。在用作传感器头的波导中，用于引导传输波的传输路径被提供为波导传输波，并且与传输路径电磁解耦的至少一个接收路径被提供用于引导由目标反射为波导反射波的反射波。因此，连同传输路径一起，与传输路径分开的接收路径也同时是可用的，使得除了或替代测量反射因数，测量透射因数也是可能的。

如果，除了目标之外，在公开的专利申请PCT/DE2013/00034中描述的接近传感器的区域中不存在可在其上出现寄生反射的其他对象，那么所确定的反射因数可通过文件中描述为距离的精确测量的保角映射来进行重新计算。然而，当波导发射的自由场传输波不仅在目标上反射，而且又在其中安装了波导的安装板上反射时，测量精度降低。连同唯一的反射，此外，安装板和目标上可能出现另外的后续寄生反射，直到自由空间反射波的能量消失。寄生反射影响接收的反射信号，并因此对测量精度有直接的影响。具体地，根据距目标的距离和安装情况，其可能导致谐振效应，由此所述保角映射也可能导致不精确的测量结果。所述具体用来消除基于相位测量的精细测量中的模糊性的粗略测量特别受这种效应的影响。测量误差可能会出现为相当于微波信号的一半波长的倍数的结果。

本发明的目的是指定用于测量目标的距离的接近传感器和用于操作具有高抗干涉性的接近传感器的方法。

此目的通过独立权利要求中指定的特征来解决。

发明内容

本发明涉及接近传感器，用于确定目标距接近传感器的距离。接近传感器发射传输信号作为在目标上反射的自由场传输波以及作为被接近传感器接收为反射信号的自由场反射波。提供从与传输信号的定相相关的反射信号的定相对距离进行确定。

根据本发明的接近传感器的特征在于，按时间顺序提供了传输信号的定相的切换。

根据本发明的接近传感器具有在目标上反射的自由场传输波可与寄生反射分开的优点。这样做时，接近传感器的周围环境和安装情况对所确定的距离的影响被最小化，并且对应地，测量精度得到提高。

作为传输信号的定相的切换的结果，某个状态周期性地出现，在所述状态下，先前发射的自由场传输波仍然在前往目标的过程中或作为自由场反射波而已经回到接近传感器，使得所接收的反射信号仍然具有先前原始定相，而当前存在传输信号在切换后已具有新的定相。因此，对于自由空间传输波从接近传感器到目标以及自由空间反射波返回接近传感器的行进时间的持续时间，当估计与传输信号的定相相关的反射信号的定相时，出现脉冲，脉冲持续时间精确地对应于所确定的距离。

在脉冲之间可被称为脉冲暂停的时间呈现准静态状态，在所述状态下，传输信号的原始定相是基于所接收的反射信号。根据现有技术，在这种准静态状态期间，对距离的确定原则上也是可能的，其中，然而，这样做时，它由于寄生反射而必须在不确定的情况下进行计算。

根据本发明的接近传感器的有利实施方式和改进形式分别是从属权利要求的主题。

一个实施方式提供传输信号的定相的周期性的切换。定相的周期性的切换带来以下优点：获得多个测量信号，所述测量信号可作为对距离的确定的基础，例如作为取平均值的一部分。

周期性的切换的周期持续时间的范围优选地在1纳秒与500纳秒之间，例如为10ns，在这一方面就信号而言，这个范围可利用相较简单的方法来管理，另一方面，具体地产生了脉冲持续时间对脉冲暂停的比率，这允许对脉冲持续时间进行相对简单的估计。由于所发射的频谱受到相位状态的周期持续时间的影响，因此周期持续时间也可以这样的方式进行选择，使得频谱满足发射电磁能量的适用规定。

根据有利实施方式提供的是：将传输信号的定相ψ交替地设定为+ψ和–ψ。这样做时，定相在不同情况下以固定的预定值改变，然而，所述固定的预定值可能在后续测量周期中发生变化，以便实现对下面更详细描述的混频信号中出现的脉冲高度的有益效果。

优选地提供了移相器来切换传输信号的定相，所述移相器优选地能够特别简单地通过可切换接线片实现。

一个实施方式提供的是，传输信号的频率范围是从1GHz到30GHz。在开始处描述的ISM频段中，传输信号优选地为至少约24GHz。

根据本发明的接近传感器的一个改进形式提供的是：波导提供用于发射自由场传输波。在此，可优选地提供的是：传输信号在波导中被引导为波导传输波，通过某个波模提供将传输信号作为波导传输信号耦合进入波导中，所述波模导致在波导的前端上的孔隙处将波导传输波分离成自由空间传输波并且将自由空间传输波传播到目标。这种改进形式的优点在于，在确定距离时实现较大线性区域，其中所确定的距离具体地与目标的磁导率无关。

优选地在使用圆柱形波导时，将TE11模式优选地提供为波模。

波导的一个实施方式提供的是：在波导的前端上的孔隙处布置了电介质窗，所述电介质窗防止污垢进入波导中。

优选地提供混频器以从传输信号的定相和接收的反射信号的定相来确定接近传感器与目标之间的距离，所述混频器将传输信号与反射信号进行混频并且提供对应混频信号，所述混频信号具有在不同情况下都跟有脉冲暂停的脉冲持续时间。

关于距离的信息包含在脉冲持续时间内。为了获得距离的测量值，优选地提供了低通滤波器，因此低通滤波器执行对混频信号的移动积分。然后，优选地提供积分，在所述积分中，在脉冲之间的直接信号分量淡出，并且仅对相对于平均值的脉冲持续时间求积分以作为对距离的测量。

用于操作根据本发明的接近传感器的方法设置：传输信号与反射信号的混频是通过两个信号的相乘进行的。混频器随后提供混频信号。

一个实施方式提供的是：在必要时，根据已确定的距目标的距离，传输信号的定相自适应地从值±ψ1改变为不同的值±ψ2。因此，对混频信号中出现的脉冲高度的影响是可能的，并且脉冲影响的出现本身也受到影响。

这个实施方式的一个改进形式提供的是：当传输信号的当前预定定相与因传输信号的行进时间而产生的相移相同时，传输信号的定相随后被改变为新相位切换值，使得随定相的每次变化，可能会出现脉冲。

所述方法的有利实施方式提供的是：对混频信号进行低通滤波，并且低通滤波混频信号被用作为距离的测量值。然而，优选地，在信号处理布置中首先移除低通滤波信号的直接分量，使得仅保留了脉冲，所述脉冲随后优选地求积分以形成平均值。这个积分信号是距离的平均测量值。所述方法的特别有利的改进形式提供的是：根据本发明的所确定的距离用于使用基于根据非预先公开的国际申请PCT/DE2013/00034的现有技术的方法粗略地测量距离，并且因此消除了对距离的更高分辨率的确定中的任何模糊性。

根据本发明的接近传感器和根据本发明的用于测量目标距离的方法的另外有利实施方式和改进形式出现在下面的描述中。

在附图中描绘并在随后的描述中更详细地解释了本发明的示例性实施方式。

附图说明

图1示出了根据本发明的接近传感器的一部分的草图，

图2示出了根据本发明的接近传感器的接线框图，

图3示出了传输信号的定相和反射信号的定相以及在低通滤波混频信号中出现的脉冲，

图4示出了在根据本发明的接近传感器中出现的第一可能低通滤波混频信号，

图5示出了在根据本发明的接近传感器中出现的不同可能低通滤波混频信号以及

图6示出了在根据本发明的接近传感器中出现的另一可能低通滤波混频信号。

具体实施方式

在图1中，描绘了根据本发明的接近传感器10的也可被称为传感器头的一部分。根据本发明的接近传感器10检测接近传感器10与目标12之间的距离D。

提供优选地圆柱形成形波导14，将波模变换器16分配到所述波导14。传输信号Tx被波模变换器16变换成波导传输信号18a，所述波导传输信号18a在波导14的前端上的孔隙20处作为自由空间传输波18b发射。同时，波模变换器16提供反射信号Rx。

将传输信号Tx耦合到波导14中发生在某个波模下，所述波模导致在孔隙20处将波导传输波18a分离成自由空间传输波18b。当使用圆柱形波导时，优选地提供了TE11波模作为波模。对波模的指定通过波模变换器16产生。

波导14的圆柱形构造具体地允许已与根据本发明的接近传感器10一同存在的接近传感器的简单更换。此外，仍可使用已建立的固定设备。

在图1中，示出了波导14的改进形式，根据所述改进形式，孔隙20由电介质材料30关闭，以防止污垢进入波导14中。

自由空间传输波18b一直延伸到目标12，自由空间传输波18b在所述目标12的导电表面上作为自由空间反射波22a、22b、22c在接近传感器10的方向上的角度区域内反射。自由空间反射波22a、22b、22c在很大程度上通过孔隙20进入波导14中，在所述孔隙20中，自由空间反射波22a、22b、22c作为波导反射波22d一直延伸到波模变换器16，所述波模变换器16从波导反射波22d获得反射信号Rx。

自由空间反射波22b、22c的至少一小部分可例如根据周围条件和波导14的安装特性而撞击在波导14的固定凸缘24上。在此位置，自由空间反射波22b、22c的这个部分被再次反射，并且可根据几何特性在某种意义上作为寄生的自由空间传输波26a、26b再一次到达目标12，在目标12的表面上形成了进一步的反射。因此，形成了寄生的自由空间反射波28a、28b，其至少部分地再次进入波导14的孔隙20中并与原始的波导反射波22d重叠。反射过程可重复若干次，直到波的能量消失。

在距离D是基于对传输信号Tx和反射信号Rx的估计来确定的前提下，例如基于对叠加波的阻抗的确定或对切换布置的栅极处的反射因数的确定和/或基于从反射信号Rx与传输信号Tx在两个栅极处的比率对传输因数的确定和/或对反射信号Rx与传输信号Tx之间的相移的确定，当形成通过孔隙20进入波导中的一或多个寄生的自由空间反射波28a、28b……时，所述距离D必定是必须考虑到的测量结果的失真。

图2中示出了根据本发明的接近传感器10的接线框图。

图2中示出的对应于图1中示出部件的部件各自标有相同的参考数字。

微波发生器40提供施加到移相器42的源极传输信号18c。移相器42允许源极传输信号18c的定相ψ发生改变。定相ψ可通过切换信号44来改变。通过根据时钟发生器50提供的时钟信号48设定预定切换信号44的相角46来预定切换信号44。优选地提供了定相+ψ与-ψ之间的切换。移相器42提供了传输信号Tx。移相器42优选地由可切换接线片构成，这允许廉价地实现移相器42。

传输信号Tx和反射信号Rx均被施加到混频器52，所述混频器52对传输信号Tx与反射信号Rx进行相乘混频，并提供混频信号54作为混频产物。

混频信号54被施加到积分器56，所述积分器56优选地实现为低通滤波器并且提供信号处理布置60的低通滤波平均信号TP。

信号处理布置60提供表示距离D的测量值的输出信号62.可将与输出信号62对应的距离D的确定测量值提供为模拟信号。可替代地或另外，输出信号62可被提供为切换信号，所述切换信号表示已经超出或尚未达到所确定的距离D。

根据有利实施方式，可提供的是：将输出信号62提供给移相器42，所述移相器42根据输出信号62设定相移ψ，其中距离D的测量值确定相移ψ的量。

通过图3中示出的随时间t变化的相关性更详细地解释了根据本发明的接近传感器10的操作原理。

假设控制相位切换的时钟信号48具有例如100MHz的频率。一方面，时钟信号48的频率必须足够高以产生(易于估计的)例如1:50-1:2000的脉冲比直接分量的脉冲占空因数，考虑到传输信号Tx的波长和所确定的距离D，并且另一方面，时钟信号48的频率不应太高，使得传输信号Tx的频谱在可允许的限值以内。

在所示出的示例性实施方式中，循环持续时间为10ns或10000ps，其中假设时钟信号48的脉冲占空比为例如50％。

在上部图中，描绘了传输信号Tx的定相，其可在时间段为5000ps的第一时间间隔t1中被设定为+ψ，并且还可在时间段为5000ps的第二时间间隔t2中被设定为-ψ。

在中心图中，描绘了所得的反射信号Rx的定相，其由于传输信号Tx的行进时间，相对于传输信号Tx的定相以相移发生位移。

距离D的确定是基于从波导14到目标12的自由场传输波18b以及由目标12从目标12反射回波导14的自由场反射波22a的行进时间的确定。由于可能出现寄生的自由空间传输波26a、26b、……或寄生的自由场反射波28a、28b、……，因此基于与反射信号Rx相关的传输信号Tx的测量可能受到测量不确定性的影响。

根据本发明，由此提供了传输信号Tx的定相ψ的切换。在每种情况下，定相ψ的切换在每个时间间隔tv1、tv2的开始处产生影响。在每个时间间隔tv1、tv2的开始处，混频信号54中出现脉冲70a、70b，所述脉冲70a、70b具有取决于距离D的一定时间段PD。

脉冲70a、70b出现如下。

传输信号Tx应是具有例如大约24GHz的频率的微波信号，其具有预定的定相ψ。传输信号Tx：

Tx＝sin(ωt+ψ)

在任何时间点处都具有确定的已知定相ψ。

在以下对传输信号Tx与反射信号Rx之间的相移或相位延迟的计算中，可不再考虑振幅。

传输信号Tx作为自由空间传输波18a延伸到目标12，在目标12上反射并作为自由空间反射波22a向回延伸，并且作为反射信号Rx出现，所述反射信号Rx由于自由空间传输波18a和自由空间反射波22a的行进时间t1而连同原始定相ψ另外经受相移

相移或相位延迟取决于距离D.

相位延迟表示为：

或作为：

其中分别来说，c是光速并且f是频率并且λ是传输信号Tx的波长。

在第一时间间隔tv1内，将存在具有定相+ψ的第一传输信号Tx1：

在这个操作状态下，存在第一反射信号Rx1：

混频器52中的传输信号Tx1与接收信号Rx1的混频(其应对应于乘法)产生了混频信号54，出于所述混频信号54，在低通滤波之后出现了具有相对振幅A1的信号TP：

在图3的第三图中，示出了这个在混频器52中混频并在积分器56中平均形成之后所得的低通滤波信号TP。

在第一时间间隔tv1的结束处，发生了将传输信号Tx的定相ψ从+ψ切换到-ψ，这从而在第二时间间隔tv2期间变为其后的第二传输信号Tx2：

Tx2＝sin(ωt–ψ)

仍在波导14与目标12之间移动而未改变定相ψ的第一接收信号Rx1如之前通过方程式被描述为：

在这种情况下，第二传输信号Tx2与第一接收信号Rx1的混频仅在第一传输信号Tx1从波导14到目标12并再次回到波导14的行进时间t1期间导致混频信号54，具有第二振幅A2的信号TP由所述混频信号54在低通滤波之后产生：

针对脉冲持续时间PD，存在混频信号A2的第二振幅A2，所述持续时间对应于行进时间t1并因此表示距离D的测量值。例如，据称，66ps的脉冲持续时间PD＝2D/c对应于10mm的距离。

由于在第二时间间隔tv2的开始处切换传输信号Tx的定相ψ，因此在整个第二时间间隔tv2期间存在第二传输信号Tx2：

Tx2＝sin(ωt–ψ)，

其由于切换具有定相-ψ。

在脉冲持续时间PD之后，第一反射信号Rx1变为第二反射信号Rx2，所述第二反射信号Rx2由于第二传输信号Tx2的定相ψ的变化具有改变的定相：

在第二时间间隔tv2的进一步过程中，第二传输信号Tx2与第二反射信号Rx2的混频产生了混频信号54，出于所述混频信号54，在低通滤波之后出现了具有第三振幅A3的信号TP：

第三振幅A3与第一幅度A1相同，因为再次存在没有信号瞬变的准静态状态。

在第二时间间隔tv2的结束处，再次发生传输信号Tx的定相ψ的切换，其然后应再次存在于其后的第一时间间隔tv1期间。

纯粹在原则上，可预定与之前不同的相变ψ。如上所述，根据一个实施方式，可提供：发生从-ψ到+ψ的相变，使得第一传输信号Tx1再次存在：

Tx1＝sin(ωt+ψ)。

由于行进时间t1仍然存在而未受到更新的相变的影响的第二反射信号Rx2在之后如之前通过方程式被描述为：

在自由空间传输波18b从波导14到目标12并再次回到波导14的行进时间t1期间的第一传输信号Tx1与第二反射信号Rx2的混频导致了混频信号54，出于所述混频信号54，在低通滤波之后出现了具有第四振幅A4的信号TP：

针对脉冲持续时间PD，再次存在第四输出信号A4，所述持续时间对应于行进时间t1并因此表示距离D的测量值。

因此，当相位状态变化导致cos函数的参数变化时，脉冲仅出现在混频器52处。偏差可发生在从第一时间间隔tv1到第二时间间隔tv2的转变期间，并再次发生在从第二时间间隔tv2到第一时间间隔tv1的后续转变期间。

因此，从第一时间间隔tv1到第二时间间隔tv2的转变期间的脉冲高度通过关系式给出为：

同时，从第一时间间隔tv1到第二时间间隔tv2的转变期间的脉冲高度通过关系式描述为：

通过图4、5和6中示出的随时间t变化的低通滤波混频信号TP更详细地进一步描述了根据本发明的接近传感器10的功能，所述混频信号TP出现在不同的距离D和不同的预定相角ψ处。

在图4-6中，两个时间间隔tv1、tv2都各自被再次进入，其总和对应于时钟信号48的周期持续时间。

根据一个实施方式，两个时间间隔tv1、tv2将再次具有相等的长度。

根据特别有利的实施方式，时间间隔tv1、tv2将周期性地出现。

例如，对应于两个时间间隔tv1、tv2的总和的周期持续时间可处于例如几纳秒与多达几百纳秒之间。例如，周期持续时间再次为10ns，对应于100MHz的时钟频率。在两个时间间隔tv1、tv2具有相等长度的前提下，每个时间间隔则为5ns或5000ps。切换信号44设定传输信号Tx的定相ψ，其因此在5ns的周期中发生变化，其中传输信号Tx的定相ψ的变化优选地从+ψ提供并再次回到-ψ。

在图4、5和6中，脉冲70a、70b都以实线和虚线进入。具有较短脉冲持续时间PD的虚线脉冲70a、70b在此对应于距离D，所述距离D比具有实线的距离小λ/2。

如已经提及的，根据一个实施方式，可提供的是：只可预定两个周期性重复的时间间隔tv1、tv2，根据已经提及的另外的优选实施方式，所述时间间隔tv1、tv2也应具有相同的长度。

由于存在相关性，因此直接分量的相关幅度A1、A3总是同样大的，并且仅取决于相移在随后的低通滤波信号TP的积分期间，必须省略可容易测量的直接分量，使得能够正确地确定距离D。

针对不同定相ψ组合并且针对不同相位延迟描绘了图4-6中示出的对应于不同情况下的低通滤波信号TP的信号过程。连同相对幅度的标签A1、A2、A3、A4，在每种情况下都陈述了相对数值。

图4示出了ψ＝π/4和的低通滤波信号TP。

图5示出了ψ＝π/4和的信号TP。一般来讲，这个示出的信号过程应用在定相ψ与相移相同的情况下。这里，仅在从第一时间间隔tv1变化到第二时间间隔tv2时出现脉冲70b，而当从第二时间间隔tv2变回到第一时间间隔tv1时，不出现脉冲。

根据一个实施方式，因此提供的是，将定相ψ从第一值±ψ1变化到不同的值±ψ2，使得避免了这个效果。

图6示出了ψ＝π/4和的低通滤波信号TP。

在这种特定情况下，分量A1和A3为零，并且脉冲振幅具有相同的值，尽管具有不同的符号。对TP求积分将导致值为零，这不允许确定距离。在这种情况下，定相±ψ1由±ψ2代替。

低通滤波信号TP被施加到信号处理布置60，作为数字信号处理的一部分，其允许精确地确定距离D。为此，低通滤波信号TP首先从具有高度总是相同的相对振幅A1、A3的直接分量释放，并随后被求积分，使得发生脉冲持续时间PD的平均形成，其表示相移并因此表示距离D。积分和平均值形成分别使偶尔发生的测量值波动平均化。

根据有利实施方式，可提供的是：就最大可检测距离D而言明确的根据本发明的距离D的确定被用于粗略地测量根据本发明的接近传感器10。明确性可在提供距离D的高分辨率检测时通过这个测量来实现，然而，就最大可检测距离D而言，这会导致以传输信号Tx的波长的一半周期性地重复的模糊测量结果。例如，根据非预先公开的国际专利申请PCT/DE2013/00034的现有技术中描述的测量可用作基于反射因数的确定的用于确定距离的高分辨率方法。根据本发明提供的用于确定距离的过程可替代所述现有技术中描述的粗略测量或粗略校正。

Claims (21)

1.接近传感器，用于确定目标(12)距所述接近传感器(10)的距离(D)，其中所述接近传感器(10)发射传输信号(Tx)作为在所述目标(12)上反射的自由场传输波(18b)以及作为被所述接近传感器(10)接收为反射信号(Rx)的自由场反射波(22a)，其中提供了从与所述传输信号(Tx)的定相(ψ)相关的所述反射信号(Rx)的定相对所述距离(D)进行所述确定，其特征在于，按时间顺序提供了所述传输信号(Tx)的所述定相(ψ)的切换。

2.如权利要求1所述的接近传感器，其特征在于，提供所述传输信号(Tx)的所述定相(ψ)的周期性的切换。

3.如权利要求2所述的接近传感器，其特征在于，所述传输信号(Tx)的所述定相(ψ)的所述周期性的切换的周期持续时间在500纳秒与1纳秒之间。

4.如权利要求1所述的接近传感器，其特征在于，所述传输信号(Tx)的所述定相(ψ)交替地设定为+ψ和–ψ。

5.如权利要求1所述的接近传感器，其特征在于，提供用于切换所述传输信号(Tx)的所述定相(ψ)的移相器(42)。

6.如权利要求5所述的接近传感器，其特征在于，所述移相器(42)通过可切换接线片实现。

7.如权利要求1所述的接近传感器，其特征在于，所述传输信号(Tx)的频率在1GHz–30GHz的范围内。

8.如权利要求7所述的接近传感器，其特征在于，所述传输信号(Tx)的所述频率是24GHz。

9.如权利要求1所述的接近传感器，其特征在于，提供用于发射所述自由场传输波(18a)的波导(14)。

10.如权利要求9所述的接近传感器，其特征在于，所述传输信号(Tx)在所述波导(14)中被引导为波导传输波(18a)，所述传输信号(Tx)的耦合进入被提供为具有某个波模的所述波导(14)中的波导传输波(18a)，所述波模导致在所述波导(14)的前端上的孔隙(20)处将所述波导传输波(18a)分离成所述自由空间传输波(18b)并且将所述自由空间传输波(18b)传播到所述目标(12)。

11.如权利要求10所述的接近传感器，其特征在于，将所述TE11波模提供为圆柱形波导(14)中的所述波模。

12.如权利要求10所述的接近传感器，其特征在于，提供用于设定所述波导(14)中的所述波导传输波(18a)的所述波模的至少一个波模变换器(16)。

13.如权利要求10所述的接近传感器，其特征在于，所述波导(14)被形成为圆柱形的。

14.如权利要求10所述的接近传感器，其特征在于，在所述波导(14)的所述前端上的所述孔隙(20)处提供电介质窗(30)。

15.如权利要求1所述的接近传感器，其特征在于，提供用于将所述传输信号(Tx)与所述反射信号(Rx)进行混频的混频器(52)，所述混频器(52)提供混频信号(54)。

16.如权利要求15所述的接近传感器，其特征在于，提供用于对所述混频信号(54)进行滤波的低通滤波器(56)。

17.用于操作根据前述权利要求任一项所述的接近传感器(10)的方法，其特征在于，所述传输信号(Tx)与所述反射信号(Rx)的混频是通过所述两个信号(Tx、Rx)的相乘发生的。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述传输信号(Tx)的所述定相(ψ)根据所述距离(D)从±ψ1变化到±ψ2。

19.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述混频信号(54)经过低通滤波，并且低通滤波平均信号(TP)从脉冲(70a、70b)之间的准静态直接分量释放，并且所得到的信号被解释为对所述距离(D)的测量。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，提供对所述得到的信号的积分，并将积分结果解释为对所述距离(D)的测量。

21.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述所确定的距离(D)被用于粗略地测量所述接近传感器(10)，并且根据不同方法利用对所述距离(D)的更高分辨率的确定而消除了模糊性。