DE102009028362A1

DE102009028362A1 - Strahllagemonitor für Elektronen-Linearbeschleuniger

Info

Publication number: DE102009028362A1
Application number: DE102009028362A
Authority: DE
Inventors: Stefan Trummer
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2009-08-07
Filing date: 2009-08-07
Publication date: 2011-02-10
Also published as: WO2011015609A2; EP2462787B1; US9736922B2; WO2011015609A3; US20120262333A1; EP2462787A2

Abstract

Erfindungsgemäß ist eine Abstandsmessvorrichtung mit einer Auswerteelektronik angegeben, die zumindest zwei Koppelsonden zur Auskopplung eines elektromagnetischen Feldes aus einer Leitungsstruktur aufweist, wobei die Leitungsstruktur eine Driftröhre eines Elektronen-Linearbeschleunigers umfasst und wobei die Koppelsonden über Wellenleiter mit je einem Hochfrequenz-Empfänger verbunden sind. Weiterhin ist ein Verfahren zur Bestimmung eines Abstands, insbesondere unter Verwendung einer Abstandsmessvorrichtung, angegeben.

Description

1 Einleitung
Aus chirurgischer Sicht gelten manche Tumore im Gehirn, z. B. in der Hypophyse, bzw. in Organen wie Lunge und Leber bisher oft als inoperabel, da sie nur schwer zugänglich sind. Hier setzt seit einigen Jahren die moderne Strahlentechnik an. Das Zauberwort lautet: Cyberknife [1].
Darunter versteht man einen Roboterarm, ähnlich wie er in der Automobilproduktion eingesetzt wird, nur, dass die Greifhand durch eine spezielle medizinische Bestrahlungseinheit ersetzt wird. Der Roboterarm ist um 6 Achsen beweglich und hat eine spezifizierte Positionsgenauigkeit von 0,2 mm. Die Bewegungen des Patienten während der Bestrahlung, z. B. durch Atmung, werden über Kameras erfasst und kompensiert. Hierzu werden 3–4 Marker auf der Brust des Patienten montiert, die rote Lichtsignale senden, deren Lage durch die Kameras vermessen wird. Zusätzlich werden über zwei an der Decke montierte Röntgengeräte die sogenannten adiabatischen Verschiebungen wie Relaxation der Wirbelsäule, Verkrampfung und Schmerzen erfasst und durch das Lagesystem des Roboters korrigiert. Durch die Bestrahlungseinheit werden dann die über einen Linearbeschleuniger erzeugten Photonenstrahlen in den berechneten Einstrahlrichtungen auf den Tumor geschossen. Die Bestrahlungsdauer und Stärke hängt von der Art des Tumors und dessen Größe ab. Die Strahlen treffen dabei z. B. aus 100 (aus 1200 möglichen) verschiedenen Einstrahlrichtungen auf den im Brennpunkt der Strahlen sitzenden Tumor. Durch die stereotaktische Bestrahlung entfaltet das Strahlenskalpell seine tödliche Wirkung nur an der Stelle des Tumors. Die ionisierende, hochenergetische Photonenstrahlung bewirkt in den Tumorzellen Schäden am Erbgut (DNA), die letztlich zum Zelltod führen. Das im Strahlengang außerhalb des Schnittpunktes der Strahlen durchstrahlte, gesunde Gewebe wird durch die einmalige und damit niedrigere Strahlendosis nicht nachhaltig geschädigt. Die Vorteile dieser Behandlungsmethode sind vielfältig. Ein chirurgischer Eingriff ist ebenso wie eine Narkose nicht erforderlich. Die Behandlung erfolgt rein ambulant und der Patient kann sofort nach der Behandlung seinen gewohnten Alltag wieder aufnehmen.
Als Standard hat sich für das HF-Beschleunigungsfeld der Elektronen eine Frequenz von 2,998 GHz durchgesetzt. Wünschenswert wäre jedoch eine wesentlich höhere Frequenz um sowohl das Gewicht als auch die Größe der Beschleunigereinheit reduzieren zu können. So wird der Elektronen-Linearbeschleuniger im Cyberknife bei einer Frequenz von 9,3 GHz betrieben. Dies ist eine wesentliche Voraussetzung für die Mobilität der Anlage. Der Nachteil bei höheren Frequenzen liegt allerdings in der reduzierten Leistungserzeugung der HF-Quellen. So bringt es der Elektronen-Linearbeschleuniger im Cyberknife auf eine maximale Beschleunigungsenergie von 6 MeV. Durch die Bewegungsfreiheit der Bestrahlungseinheit in Cyberknife können darüber hinaus nur Magnetrons zur Erzeugung des HF-Beschleunigungsfeldes eingesetzt werden. Diese besitzen jedoch eine geringere Ausgangsleistung als Klystrons, die systembedingt nur statisch einsetzbar sind. Deren Anwendungsgebiet sind bevorzugt die großen, statischen Bestrahlungsanlagen, die eine Beschleunigungsenergie von 6 bis 23 MeV erreichen. Damit hängt es von der Art des Tumors und der physikalischen Beschaffenheit des Patienten ab, wie und mit welcher Anlage bestrahlt werden muss.
Damit aus den auf Lichtgeschwindigkeit beschleunigten Elektronen die am häufigsten zur Bestrahlung eingesetzte Photonenstrahlung entsteht, muss der Elektronenstrahl am Ausgang der Beschleunigungsröhre präzise auf das Photonentarget treffen. Abweichungen im Mikrometerbereich führen bereits zum Teilchenverlust oder Unsymmetrien im applizierten Dosisprofil. In diesem Fall kann nicht mehr sichergestellt werden, dass der Patient mit der vorgegebenen Strahlendosis bestrahlt und der gewünschte Therapieerfolg erreicht wird. Die Ablage des Elektronenstrahls von der Idealbahn wird über sogenannte „Strahllagemonitore” gemessen. Die ermittelte Ablage wird dann über Magnete korrigiert oder die Bestrahlung wird wie beim Cyberknife gestoppt, wenn eine bestimmte Abweichung überschritten wird. Im Rahmen dieser Arbeit werden neue Konzepte für die Auslegung des Strahllagemonitors untersucht, realisiert und in Betrieb genommen. Besonderer Wert wird hierbei auf die Auswahl der verwendeten Technologien gelegt, um später industrietaugliche Systeme herstellen zu können.
2 Grundlagen Elektronenlinearbeschleuniger
2.1 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines Elektronen-Linearbeschleunigers (Linac = Linear accelerator). Seine wesentlichen Komponenten sind: Elektronenstrahlungsquelle, Hochfrequenzquelle, Beschleunigungsröhre, Photonentarget. Eine klassische Elektronenstrahlungsquelle, z. B. die Elektronenkanone besitzt eine Kombination von thermischer Elektronenkathode und den strahloptischen Elementen, die eine zeitliche und räumliche Bündelung der primären Elektronen ermöglichen. In den ersten beiden Zellen des Beschleunigers, in den sogenannten „Buncher-Zellen”, werden die Elektronen gebündelt und dann über ein elektromagnetisches Feld mit longitudinalem Feldanteil auf nahezu Lichtgeschwindigkeit beschleunigt. Als Beschleunigungsröhre wird bevorzugt ein Rundhohlleiter verwendet und mit dem E₀₁-Grundmode gespeist. Als HF-Quelle wird entweder ein Magnetron oder ein Klystron verwendet. Nach Verlassen des Linac treffen die Elektronen mit einer Energie von 6 bis 23 MeV auf ein Target aus Schwermetall, in der Regel aus Wolfram, und es entsteht die für die Tumorbestrahlung am häufigsten verwendete Photonenstrahlung. Eine ausführliche Herleitung der nachfolgenden, grundlegenden physikalischen Beziehungen zur Elektronenbeschleunigung findet sich in [2], [3] und [8]. Die Beschleunigung der Elektronen kann aufgrund von Reichweite und Größe nur über eine elektromagnetische Kraft erfolgen. Es gilt die Lorentzkraft: F → = q·(v → × B → + E → ) (1)
Bewegt sich das Elektron vom Ort r1 zum Ort r2, dann ändert sich seine Energie um den Betrag: ΔE = q·∫ r2 / r1 (v → × B → + E → )dr → (2)
Da der Vektor (v → × B → ) senkrecht auf dr → steht liefert das magnetische Feld keinen Energiezuwachs, sondern ausschließlich das elektrische Feld. ΔE = q·∫ r2 / r1 E → dr → = q·U (3)
Der Energiegewinn entspricht dem Produkt aus Elementarladung und Spannung. Das Magnetfeld wird zur Bahnablenkung und Strahlfokussierung der Teilchen verwendet. Für Linacs werden heute fast ausschließlich Hohlleiter eingesetzt, da sie geringe Verluste besitzen und sehr hohe Leistungen transportieren können. Für Hohlleiter gilt die Dispersionsbeziehung:
mit der z-Komponente der Wellenzahl
und der z-Komponente der Wellenlänge im Hohlleiter
wobei λ_c die Grenzwellenlänge ist.
In Hohlleitern sind nur Wellen mit einer kleineren Wellenlänge als λ_c ausbreitungsfähig, d. h. auch, dass die Wellenlänge im Hohlleiter größer ist als im freien Raum und somit die Phasengeschwindigkeit der Hohlleiterwelle größer ist als die des Lichtes:
Speziell für den Rundhohlleiter mit einem Feldverlauf im E₀₁-Mode und einem Durchmesser D lässt sich die Grenzwellenlänge folgendermaßen angeben:
Die Wellenzahl ist entsprechend:
mit x₁ = 2.40483 als erster Nullstelle der Bessel-Funktion 0.-ter Ordnung
Die meisten Beschleunigungsröhren werden in Resonanz betrieben, damit sich eine stehende Welle ausbreiten kann. Für diesen Fall besteht die ortsfeste Amplitude der stehenden Welle aus dem Produkt eines Amplitudenfaktors und cos(k → ·r → ), dieses hat genau dann Nullstellen wenn gilt: k → ·r → = (n + 1 / 2 )·π. In diesen Nulldurchgängen können zusätzliche metallene Wände eingebracht werden, ohne dass die Wellenausbreitung gestört wird. Dadurch entstehen einzelne Resonanzkammern, sogenannte „Cavities”. Mit der Länge der Resonanzkammer
und λ_r = Resonanzwellenlänge lässt sich die für q = 0, 1, 2, 3, ... allgemeine Resonanzbedingung für einen Hohlraumresonator aufstellen:
Setzt man in diese Gleichung für den Rundhohlleiter mit der häufig verwendeten E₀₁₀ Speisung (q = 0) die Beziehung für die Grenzwellenlänge (Gl. 2.8) ein, dann folgt:
Obige Beziehung zeigt ein interessantes Ergebnis: Beim Rundhohlleiter mit Speisung einer elektromagnetischen Welle im E₀₁₀-Mode ist die Länge des Resonators ohne Einfluss auf die Resonanzwellenlänge. Wie man aus Gleichung (2.7) erkennen kann ist eine Teilchenbeschleunigung in einem Rundhohlleiter noch nicht möglich, da die Phasengeschwindigkeit der E₀₁₀-Welle wesentlich größer ist als die des Lichtes. Um die Elektronen beschleunigen zu können, muss die elektromagnetische Welle phasenrichtig auf die Geschwindigkeit der Elektronen abgebremst werden. Dies geschieht durch das Einbringen von Irisblenden. Den Einbau der Irisblenden kann man anschaulich aus 2.2 entnehmen. Es gilt die Dispersionsgleichung (Gl. 2.4) im Hohlleiter. Diese verläuft im ungestörten Fall immer v_φ > c. Durch Einbau der Irisblenden flacht die Kurve ab (2.3). Für eine feste Frequenz kann durch den Abstand d der Irisblenden somit die Phasengeschwindigkeit auf beliebige Werte eingestellt werden. Am Anfang des Teilchenbeschleunigers werden daher die Abstände sehr gering gewählt, da die Elektronen nichtrelativistische Geschwindigkeiten besitzen. In Laufe der Beschleunigungsphase werden die Abstände immer größer und bleiben dann konstant sobald die Elektronen nahezu auf Lichtgeschwindigkeit beschleunigt wurden. Dabei ist zu beachten, dass der Blendenabstand d als ganzzahliges Vielfaches der Wellenlänge gewählt wird, d. h. λ_z = p·d mit p = 1, 2, 3, ... (12) bzw. für die Wellenzahl
Verletzt man obige Gleichungen, dann kommt es zu Interferenzen und eine verlustfreie Wellenausbreitung ist nicht möglich. Setzt man für p ein, dann ergibt sich für die in der Praxis am häufigsten verwendeten Fälle:

π (π-Mode d. h. λ_z = 2·d) wenn p = 2

k_z·d = 2π/3 (2π/3-Mode d. h. λ_z = 3·d) wenn p = 3

π/2 (π/2-Mode d. h. λ_z = 4·d) wenn p = 4
Als bester Kompromiss zwischen langer Füllzeit und hoher Shuntimpedanz R_S hat sich die 2π/3 Konfiguration herausgestellt. Unter Shuntimpedanz versteht man die ohmschen Verluste des Schwingkreises der Cavity. Dabei entsteht die Spitzenspannung
Damit lässt sich die von den Elektronen durchlaufene Beschleunigungsspannung angeben zu:
mit P_HF als eingekoppelter HF-Leistung, 1 als der Länge des Beschleunigers, r₀ als Shuntimpedanz pro Meter und K als Korrekturfaktor und somit direkt entsprechend Gleichung (2.3) der Energiegewinn. Für eine erste Abschätzung können nach [3] folgende Werte eingesetzt werden:
K ≈ 0,8
mit

βz: = v_ϕ/c Phasengeschwindigkeit
η: = h/d h = Dicke und d = Abstand der Irisblenden
p: = Anzahl der Blenden pro Wellenlänge
D: = 2π / p ·(1 – η)

Die elektromagnetische Welle, die den Elektronenstrahl beschleunigt, wird in der Regel von einem Magnetron oder Klystron mit einer Sendefrequenz von 2,998 GHz erzeugt bzw. verstärkt. Dabei zeigen die dick gedruckten Pfeile den Verlauf des E-Feldes und die dünnen Pfeile die des H-Feldes. Deren Feldverläufe sind in 2.2 dargestellt. Das Magnetron bzw. Klystron koppelt in einen Rechteckhohlleiter im H₁₀-Mode ein. Die Einkopplung aus dem Rechteckhohlleiter in den E₀₁-Mode des Rundhohlleiters der Beschleunigungsröhre erfolgt dann aus Gründen der Anpassung über einen Schlitz, da an der Einkoppelstelle die Feldkonfigurationen gleich sind. Die extrem hohe HF-Leistung. die zur Beschleunigung der Elektronen auf nahezu Lichtgeschwindigkeit benötigt wird, kann aus thermischen Gründen nur im Pulsbetrieb vom Magnetron bzw. Klystron zur Verfügung gestellt werden. Daher werden von der Elektronenkanone phasenrichtig Elektronenbündel in die Beschleunigerröhre eingespeist. Die Bündel besitzen eine Laufzeit von 5 μs und innerhalb dieser Laufzeit Einzelpulse mit einer Pulsdauer von 30 ps und einer Wiederholrate von 333 ps. Die Wiederholrate entspricht einer Frequenz von 3 GHz. Danach liegt 5 bis 20 ms kein Signal an. Gemäß 2.4 ergibt sich der Zeitverlauf der Signale.
Es existieren 2 Arten von Elektronen-Linearbeschleunigern: der Wanderwellen- und der Stehwellenbeschleuniger. Beim Wanderwellenprinzip werden die Elektronen bei phasenrichtiger Einspeisung am Kamm der hochfrequenten Welle beschleunigt. Die Geschwindigkeit der Elektronen, die sich knapp vor dem Maximum der Welle befinden, wird also auf der ganzen Länge des Beschleunigungsrohres kontinuierlich gesteigert. Die Elektronen laufen mit der Welle mit. Beim Stehwellenbeschleuniger wird die Länge des Beschleunigungsrohres so dimensioniert, dass sich am Ende des Beschleunigungsrohres durch Reflexion der Welle eine stehende Welle im Rohr ausbilden kann. Da die Wellentäler eine negative Beschleunigung der Elektronen bewirken würden, hat die Welle über den zeitlichen Ablauf der Beschleunigung eine Phasenverschiebung z. B. um 180 Grad erfahren, sobald die zu beschleunigenden Elektronen in die jeweils nächste Resonanzkammer eintreten. Damit wird sichergestellt, dass die Elektronen immer in Strahlrichtung beschleunigt werden. Die elektrische Feldkomponente, die den Strahl beschleunigt, hat aufgrund zweier Ursachen einen fast rechteckförmigen Verlauf. Zum einen entsteht durch die Geometrie der Resonatorzelle eine Überhöhung an den Rändern, sodass insgesamt das E-Feld einen M-förmigen Verlauf über der Länge der Resonatorzelle hat. Zum anderen wird das Maximum des Feldes erreicht wenn das Elektronenbündel in der Mitte der Resonatorzelle ist. Dadurch ergibt sich der oben beschriebene rechteckförmige Verlauf, also eine nahezu homogene Beschleunigung der Elektronen innerhalb der Zelle. 2.5 zeigt die Abschlüsse der beiden Prinzipien. Beim Wanderwellenprinzip läuft die Welle entweder in einen Sumpf oder wird zum Eingang zurückgeführt, so dass die HF-Leistung erneut verwendet werden kann. Beim Stehwellenprinzip gibt es einen Kurzschluss für die HF-Welle. Beim Stehwellenprinzip ermöglicht die seitliche Auslagerung der elektromagnetischen Welle in den Nulldurchgängen in sogenannte Kopplungshohlräume eine wesentliche Verkürzung der Beschleunigerröhre (2.6). Während die elektromagnetische Welle über die Kopplungshohlräume in die nächste Resonanzkammer koppelt, gelangt der Elektronenstrahl durch ein sogenanntes Driftstreckenrohr dorthin. Das Driftstreckenrohr ist so dimensioniert, dass der 3 GHz E₀₁-Mode nicht ausbreitungsfähig ist, d. h. unterhalb der Grenzfrequenz liegt. Damit kann das Driftstreckenrohr des Elektronenstrahls zwischen den Resonatoren auf die Bedürfnisse der Strahlenoptik ausgelegt werden und ist ein idealer Ort um über Koppelsonden die Lage des Elektronenstrahls zu messen und anschließend die Ablage über Magnete entlang der Beschleunigerröhre zu korrigieren.
3 Strahllagemessung
Eine gute Möglichkeit, die Strahllage der Elektronen in den Driftröhren zwischen den Resonanzkammern zu messen, ist das Einbringen von vier kapazitiven Sonden, die einen Teil des elektrischen Feldes auskoppeln. Eine Analyse des Feldverlaufs in der Driftröhre mit CST Particle Studio (3.1) zeigt, dass es sich dabei um ein Feld im TEM-Mode handelt.
In diesem Kapitel wird die Auslegung der Sondendurchmesser genauer untersucht. Dabei finden die Simulationen mit CST Particle Studio im Vakuum statt und es werden nur zwei gegenüberliegende Sonden betrachtet. Bei idealer Elektronenstrahllage (keine Ablage von der Idealbahn des Elektronenstrahls) haben die beiden gegenüber liegenden Sonden den gleichen Abstand zum Strahl und somit liegt auch derselbe Signalpegel an. Beeinflusst wird das Signal durch die Größe der Sonden. Dies kann mit dem Programm CST Particle Studio in der Simulation nachbildet werden. Dazu muss für den Elektronenstrahl eine Kathode und eine Anode definiert werden. Anschließend wird die Art der Quelle spezifiziert. Bei den Partikeln handelt es sich um Elektronen, die innerhalb eines Bunches gaußförmig verteilt sind. Die Austrittsgeschwindigkeit wird relativistisch als Lichtgeschwindigkeit angegeben. Die elektrische Ladung liegt im Bereich von pCoulomb. Diese Werte entsprechen ungefähr den am LINAC vorherrschenden Bedingungen. Als nächster Schritt müssen die Sonden definiert werden. In Vorarbeiten wurden Testmessungen mit zwei verschiedenen Sondendurchmessern von 6 bzw. 25 mm durchgeführt. Vor allem ist zu beachten, dass der auf Masse liegende koaxiale Außenleiter nicht die Sonde berührt. Deshalb ist dieser um 1 mm gegenüber der Sonde nach hinten versetzt. Implementiert in das Simulationsprogramm erhält man dann die Situation in 3.2. Besitzen die Sonden nun einen unterschiedlichen Abstand zum Elektronenstrahl, so ergeben sich unterschiedliche Signale, die sowohl einen Phasenunterschied als auch einen Amplitudenunterschied aufweisen. In der Simulation besitzt eine Sonde einen Strahlabstand von 4 mm und die andere einen Abstand von 5 mm. Die Simulationszeit beträgt 2 ns, so dass 5 Elektronenpakete in die Zeitspanne passen. Nun wird die Anordnung der Sondenpärchen mit 25 mm Durchmesser mit CST Particle Studio simuliert. Man erhält als Ergebnis jeweils die Zeitsignale (3.3), die durch eine Fouriertransformation in den Spektralbereich umgewandelt werden (3.4). Die größten Signalanteile befinden sich erwartungsgemäß bei der 3 GHz – Grundstrahlfrequenz. Dort beträgt der Amplitudenunterschied zwischen den beiden Signalen 5,157 Prozent beziehungsweise 0,23 dB. Außerdem gibt es einen Phasenunterschied in der Größe von 1,5°. Bei der Simulation mit dem 6 mm Pärchen erhält man das Ergebnis des Zeitsignals in 3.5 und das Frequenzsignal in 3.6. Hierbei befindet sich der größte Signalanteil bei 9 GHz, der 2.-ten Harmonischen der Grundstrahlfrequenz. Dies wird durch die kleineren Sonden verursacht, die aufgrund ihrer geringeren Größe ein schmäleres Zeitsignal beim Vorbeiflug der Elektronen detektieren. Im Spektralbereich erhält man deshalb bei höheren Frequenzen das Amplitudenmaximum. Bei 6 GHz beträgt der Amplitudenunterschied 10,65 Prozent beziehungsweise 0,49 dB und der Phasenunterschied ergibt sich zu 15,4°. Für die Auswertung der Signale kann man jetzt den Phasen- oder Amplitudenunterschied verwenden. Da der Phasenunterschied schwieriger auszuwerten und empfindlich gegenüber Leitungslängenschwankungen ist, wird vorliegend der Amplitudenunterschied ausgewertet. Es wird der 6 GHz Anteil verwendet, da man hierfür kleinere Sonden und Bauelemente einsetzen kann als bei der Auswertung des 3 GHz-Anteils und Störungen durch die Grundstrahlfrequenz durch eine geeignete Bandpassfilterung unterdrückt werden können. Die Strahllagemessung soll im operationellen Betrieb innerhalb von Driftröhren bei einem Stehwellenresonator mit ausgelagerten Koppelschlitzen, wie in Kapitel 2 2.6 gezeigt, stattfinden. Die Driftröhren befinden sich zwischen Resonatoren und eignen sich besonders gut für eine Strahllagemessung, da dort ausschließlich das E-Feld des Elektronenstrahls vorhanden ist, während das HF-Signal den Umweg über Koppelschlitze nimmt. Von Interesse ist nun, wie sich der Messort auf die Empfangssignale auswirkt. Es werden die Messsonden von außen in die Driftröhre mit einem Radius im Zentimeterbereich radial eingeführt (3.7). Nun findet ein Vergleich der Zeitsignale statt (3.8). Hier ist eindeutig erkennbar, dass innerhalb der Röhre durch Reflexionen ein nicht zu vernachlässigendes „Nachschwingen” statt findet. Für die Auswertung der 6 GHz Komponente ist dies aber von großem Vorteil, da damit der 6 GHz Anteil innerhalb des wellenförmigen Signalverlaufs viel stärker vertreten ist und somit die Pegelunterschiede innerhalb dieser Komponente ausgeprägter sind. Um die nachfolgende Empfangsschaltung inklusive der digitalen Auswertung auf die geforderten Genauigkeiten auslegen zu können ist es notwendig, die Signalunterschiede der 6 GHz-Komponente bei entsprechenden Strahlablagen von der Idealbahn des Elektronenstrahls zu ermitteln. Dies geschieht wiederum mit Hilfe des Programms CST Particle Studio. Man erhält als Ergebnis der Simulation 3.9. Es zeigt sich, dass die Signalunterschiede der 6-GHz-Komponente größer ausfallen als bei einer Messung am Auskoppelfenster des Linacs. Besonders ausgeprägt sind die Pegelunterschiede erwartungsgemäß bei großen Abständen. Aber auch bei geringen Abweichungen erhält man verwertbare Ergebnisse. So ergibt eine Strahlablage von 1 μm einen Pegelunterschied von 0.005 dB. Im Vorgriff auf die weitere Erifindungsbeschreibung werden hier die Leistungsdaten des beim bevorzugten Mischkonzept verwendeten externen Detektors AD8310 und des ADC (Analog-Digital-Wandler) der Messdatenerfassungskarte DT-9832A zur Berechnung der Messgenauigkeit heran gezogen. Der Detektor besitzt bei einer Dynamik von 95 dB einen DC-Ausgangsspannungsbereich von 2,28 V. Somit kann man mit dem vorhandenen 16 Bit Analog-Digitalwandler genau 0,035 mV auflösen. Dies entspricht genau 0,001 dB. Das bedeutet mit dem vorhandenen Empfangskonzept kann man theoretisch eine Strahlablage von der Idealbahn des Elektronenstrahls von < 1 μm detektieren.
Zusätzlich werden noch weitere Strahlbestimmungsmethoden kurz vorgestellt, die aufgrund ihres ungeeigneten, komplizierten Aufbaus nicht weiter untersucht wurden und in [3] beschrieben sind. Dies ist unter anderem die Bestimmung der Strahlposition in einer Messcavity (3.10). Dazu muss ein Mode verwendet werden, dessen elektrische Feldkomponente in Strahlrichtung verschwindet wie es beim TM₂₁₀-Mode der Fall ist. Somit kann ausschließlich ein in diesem Fall horizontal verschobener Strahl den Mode ankoppeln, dessen Phase dann über eine Koppelantenne detektiert werden kann und Rückschlüsse auf die Strahlablage ermöglicht. Will man den vertikalen Versatz messen so benötigt man eine um 90° verschobene Anordnung.
Eine weitere Methode ist die Messung der Strahllage mit einem magnetischen Monitor (3.11). Hier befindet sich um den Strahl ein Transformatorkern, der an vier gegenüberliegenden Stellen mit Drahtwindungen versehen ist. Befindet sich der Strahl nicht exakt in der Mitte, so erregt der Strahl im näher liegenden Eisenjochbereich ein etwas stärkeres Feld. Die empfangenen Signale werden dann miteinander verglichen und es wird die Strahlposition ermittelt. Aufgrund der schwierigen mechanischen Integration in die Beschleunigerröhre wurde dieses Konzept als wenig innovativ nicht weiter verfolgt.
4 Spezifikation Strahllagemonitor
Detektionsbereich
Bei ersten rudimentären Messungen an einem Test-Beschleuniger konnten mit den Sonden aus 3.2 Leistungspegel von –20 dBm bis –50 dBm gemessen werden. Wesentlich interessanter ist jedoch die Frage, welche minimale Leistung mit einem RSSI-Empfänger (RSSI = receiver signal strength indicator) gemessen werden kann. Letztendlich bestimmt die minimal detektierbare Leistung auch die Messgenauigkeit des Strahllagemonitors. 4.1 zeigt das prinzipielle Schaltbild eines vereinfachten Empfängers zur Messung des Empfangspegels, wie er im Laufe der Arbeit im Detail untersucht und gegenüber anderen Konzepten in mehrfacher Ausführung aufgrund seiner überlegenen Systemeigenschaften favorisiert wurde. Entscheidend für die minimal detektierbare Empfangsleistung ist dabei das Signal- zu Rauschverhältnis. Aus [7] folgt für die Rauschleistung eines Empfängers: N = kTBF (16) mit der Boltzmann-Konstanten k = 1,38·10^–23 J/K, T = 290 K, B der Bandbreite und F der Rauschzahl des Empfängers. Die Rauschzahl berechnet sich entsprechend [7] zu: F = F1 + F2 – 1 / G1 + ... (17)
Entsprechend 4.1 steht F1 und G1 für den LNA und F2 für den Mischer. Um Werte in die Gleichung einsetzen zu können, werden im Vorgriff auf die spätere Schaltungsauslegung die aktuellen Parameter der Bauteile eingesetzt: LNA: Hittite HMC 232: F1 = 2.4 dB, G1 = 15 dB; Mischer: 7 dB Konversionsverlust. Setzt man diese Werte in Gleichung (4.2) ein, dann ergibt sich die Gesamtrauschzahl zu F = 2,706 dB. Man sieht, dass der Mischer nur noch 0,306 dB zur Gesamtrauschzahl beträgt. Nachfolgende ZF-Verstärkerstufen tragen daher einen zu vernachlässigenden Anteil zur Rauschzahl bei und sind somit rein akademischer Natur. Die minimale Bandbreite des Empfängers richtet sich nach der Pulslänge in unserem Fall also 200 kHz. Andererseits wird durch das im Verlauf der Arbeit vorgeschlagene „Oversampling” Signalverarbeitungskonzept eine nahezu perfekte Rekonstruktion des Pulses gefordert. Dies betrifft insbesondere die Pulsflanken. Diese wiederum werden durch die Videobandbreite des Analog-Digitalwandlers (ADC = analog digital converter) bestimmt. Der in dieser Arbeit vorgeschlagene ADC besitzt eine Videobandbreite von 10 MHz, d. h. Flankenanstiegszeit von 0,1 μs. Bezogen auf die Pulslänge von 5 μs ein akzeptabler Wert zur Pulsrekonstruktion. Gemäß [9] folgt: N / dBm = –174 + 10log(10⁷) + 2,706 = –101,294 (18)
Die Kabel- und Systemverluste werden mit 1,294 dB berücksichtigt, so dass damit folgt:
N = –100 dBm
Um ein sinusförmiges Signal mit einer Wahrscheinlichkeit von 99,99% und einer Falschalarmrate von 10^–7 detektieren zu können, benötigt man laut 4.2 aus [9] einen Signal-Rauschabstand (SNR) von 17 dB und damit ergibt sich der minimal detektierbare Empfangspegel zu:
SNR = S/N und damit S = –83 dBm. Bei einer Videobandbreite von 1 MHz würde sich der Rauschpegel auf –93 dBm reduzieren. Allerdings hätte man dann Pulsanstiegsflanken von 1 μs. Die maximal detektierbare Empfangsleistung ist im favorisierten Mischerkonzept 0 dBm am Mischereingang, d. h –15 dBm am Empfängereingang. Somit ergibt sich folgende Spezifikation für das Gesamtsystem:

• Frequenzbereich: 5,996 GHz
• Messgenauigkeit Strahlablage: << 100 μm
• Dynamikbereich: ≥ 68 dB
• Schnittstelle: Detektorausgang DC-Spannung
• Aufbautechnik: Strahlungsfeste Ausführung der HF-Schaltung im Kovargehäuse, keine HF-Kabel zur Schaltzentrale.
• Waveform: Pulslänge 5 μs; Pulswiederholungsfrequenz: 50 bis 200 Hz

5 Empfangskonzepte
Die präferierten Schaltungskonzepte basieren alle darauf, sämtliche Empfangskanäle parallel auszuführen, durch die Wahl der Technologie sicherzustellen, dass keine Verkopplungen zwischen den Kanälen entstehen und auf einstellbare Bauteile wie AGC (Automatic Gain Control) Verstärker zu verzichten. Der große Dynamikbereich von ca. 70 dB soll dabei durch breitbandige, logarithmische Detektoren abgedeckt werden. Sämtliche Nichtlinearitäten der Schaltungen werden über einen automatischen Prüfplatz erfasst und in der digitalen Signalverarbeitungselektronik gespeichert, um später bei der Berechnung der Ablage des Elektronenstrahls von seiner Idealbahn berücksichtigt zu werden. So soll sichergestellt werden, dass eine hohe Messgenauigkeit erreicht wird. Eine weitere Stärke der Konzepte liegt im digitalen Signalverarbeitungskonzept, welches so ausgelegt wird, dass eine vollständige, digitale Rekonstruktion des 5 μs Pulses möglich ist. Es soll keine Information in der HF- und ZF-Schaltung verloren gehen. Die digitale Schaltung besteht aus einem Mikrocontroller mit entsprechender Peripherie. Nach Überabtastung der Detektorausgangsspannung zur Pulsrekonstruktion werden die Daten sortiert nach Puls und Lücke und nur die Daten im Puls gespeichert. Anschließend erfolgt die Signalauswertung mit Algorithmen wie Schwellwertdetektion, Pulsintegration, Plausibilitätsberechnungen, α/β-Tracker, usw. Die dann errechnete Ablage in x und y von der Idealbahn wird über digitalen Bus, z. B. CAN- oder Profibus der Steuerelektronik zur Verfügung gestellt. Nachfolgend werden unterschiedliche Empfangskonzepte bewertend miteinander verglichen. Das erste HF-Bauteil der Empfangsschaltung ist bei allen Schaltungskonzepten immer das Bandpassfilter. Dieses wird bevorzugt in Hohlleitertechnik ausgeführt, um das 6 GHz Signal zu selektieren. Die nachfolgende planare Empfangsschaltung wird auf einer 0,635 mm dicken Aluminiumoxidkeramik mit ungehäusten Chip-Bauteilen als aktiven Komponenten ausgeführt. Die HF-Schaltung wird in einem strahlungsfesten Kovargehäuse montiert, welches hermetisch dicht verschlossen werden kann. Die Signalauswertung erfolgt über eine Ansteuer- und Auswerteelektronik auf FR4 Leiterplatte.
Die drei Konzepte, die auch hardwaremäßig realisiert und vermessen wurden, werden in Kapitel 5.1 und 5.2 beschrieben.
5.1 Logarithmische Pegeldetektion nach Mischung (Fig. 5.1)

Wie bereits oben angedeutet, wird das Empfangssignal an den Koppelsonden als erstes mit einem Bandpass in Hohlleitertechnologie gefiltert, um aus dem breitbandigen, gepulsten Sondensignal ein kontinuierliches 6 GHz-Signal während der 5 μs Strahldauer zu gewinnen. Danach folgt eine rauscharme Verstärkung mit einem LNA (Low Noise Amplifier). Der LNA hat den Vorteil, dass damit auch noch kleinste Signalanteile detektiert werden können und vor allem, dass die Rauschzahl des gesamten Systems dadurch niedrig gehalten werden kann. Es folgt eine Dämpfung außerhalb des Nutzbandes, die im weiteren Verlauf der Arbeit näher untersucht wird. Im Anschluss wird das 6 GHz Signal in den ZF-Bereich von ungefähr 500 MHz gemischt. Dieser Frequenzbereich wird so niedrig gewählt, dass Blockkondensatoren, die der GB (GB = Gain Block) im ZF-Bereich (ZF = Zwischenfrequenzbereich) benötigt, eingesetzt werden können. Die Vorteile bei der niedrigeren Frequenz sind die geringeren Leitungsverluste und die Möglichkeit durch Filterung im ZF-Bereich eine sehr hohe Frequenzselektivität zu erreichen. Somit kann das ZF-Signal aus dem Gehäuse herausgeführt und in einem externen, gehäusten, logarithmischen Detektor auf Leiterplatte detektiert werden. Bei dem Mischvorgang, wird das LO-Signal von einem VCO, der über eine PLL (Phase-locked loop) geregelt wird, erzeugt. Diese wird über den Mikrocontroller initialisiert und mit der quarzgenauen Sollfrequenz angesteuert. Die Istfrequenz des VCO wird der PLL-Schaltung zugeführt, indem das VCO-Signal ausgekoppelt und über Frequenzteiler um Faktor 4 heruntergeteilt wird. Im PLL-Baustein wird dieses Signal nochmals intern heruntergeteilt und dessen Phase mit dem hochstabilen Quarzsignal verglichen. Somit wird der VCO über eine Steuerspannung (V_tune), die mit einem. Tiefpass gefiltert wird, auf 6.5 GHz nachgeregelt. Die Auslegung des Tiefpasses stellt einen Kompromiss zwischen kurzer Einschwingzeit (= große Bandbreite) und niedrigem Phasenrauschen (= schmalbandig) dar. Das heruntergemischte Signal wird, um den Konversionsverlust auszugleichen, wiederum mit einem GB verstärkt. Anschließend erfolgt eine Bandpassfilterung, um die zwar durch Isolationsmaßnahmen stark abgeschwächten, aber immer noch vorhandenen Anteile des HF- und LO-Signals zu unterdrücken. Es folgt die Konversion der ZF-Leistung in eine DC-Spannung mittels des logarithmischen Detektors. Die weitere Strategie besteht darin, die Gleichspannung, die 5 μs anliegt, mit ungefähr 2 MHz überabzutasten. Damit erhält man 10 Werte im Puls, die z. B. mit Hilfe einer Datenerfassungskarte digitalisiert und im Speicher des PC (Personal Computer) über USB-Bus abgelegt werden. Die so generierte Datenbank dient dann zur Algorithmenentwicklung und Auslegung der operationellen Signalverarbeitungselektronik. Folgende Bauteile wurden zur Realisierung des Konzeptes ausgewählt:

Bauteil	Bezeichnung	Hersteller
VCO	HMC358MS8G als Chip	Hittite
Frequenzteiler	HMC433 als Chip	Hittite
LNA	HMC392	Hittite
GB	HMC395	Hittite
Tiefpass	LFCN-490	Mini-Circuits
Log. Detektor	HMC611	Hittite
Datenerfassungskarte	DT9832A	Datatranslation
PLL	ADF4107	Analog Devices

Die Bauelemente im Kovarhehäuse sind bis auf den Tiefpass aufgrund der verwendeten reflexionsarmen Bondtechnologie ungehäust (Chip-Bauelemente). Bei deren Auswahl sind der Frequenz- und der Leistungsbereich entscheidend. Deshalb ist der erste Schritt im Design immer der Pegelplan (5.2). In beiden Empfangskanälen befinden sich nach der HF-Bandpassfilterung, die als nahezu verlustfrei angenommen wird, die beiden LNAs mit 15 dB Verstärkung. Dazwischen ist ein frequenzabhängiges Dämpfungsglied, dessen Dämpfung bei 6 GHz mit 1 dB berücksichtigt wird. Es folgt der Konversionsverlust des Mischers mit etwa 7 dB und eine ZF-Verstärkung mit 10 dB. Der Pegelbereich, mit dem die Schaltung betrieben werden kann, hängt von der Anzahl der verwendeten LNAs ab. Mit zwei LNAs kann man einen Bereich von –93 dBm bis –30 dBm abdecken, wobei man unter Berücksichtigung der durch das Systemrauschen minimierten Detektionsuntergrenze gemäß Kapitel 4 einen Bereich von –83 dBm bis –30 dBm erhält. Bei der Verwendung von nur einem LNA ist ein Bereich von –78 dBm bis –15 dBm möglich. Ausgelegt werden soll die Schaltung für einen Leistungsbereich von mindestens –20 bis –55 dBm. Somit ist die Verwendung von nur einem LNA sinnvoll. Begrenzt wird dabei der Pegelbereich bei höheren Leistungen durch die Sättigung des Mischers und bei niedrigeren Leistungen durch das Systemrauschen. Versorgt werden die aktiven HF-Bauteile mit 6 V, damit der GB ungefähr den laut Datenblatt gewünschten Versorgungsvorwiderstand erhält. Die umgesetzte Leistung ergibt sich im Gehäuse zu 4,06 W. Das bedeutet, dass die HF-Schaltung bei längerem Betrieb sich erwärmt und durch Montage auf einem wärmeableitenden Material wie z. B. einem Aluminiumblock positioniert werden muss. Neben dem schon genannten Vorteil der Frequenzselektivität im ZF-Bereich und der Möglichkeit gehäuste externe Detektoren, bei denen es im Gegensatz zu ungehäusten Detektorchips eine große Auswahl gibt, verwenden zu können, besitzen diese Detektoren wie z. B. der AD8310 eine hohe Dynamik bis zu 95 dB und eine hohe Empfindlichkeit. Ein weiterer entscheidender Vorteil des Konzepts besteht darin, dass auch höhere Harmonische ausgewertet werden können wie z. B. bei 9 oder 12 GHz und damit eine weitere Verkleinerung der Empfangssonden, des Hohlleiterfilters und der hochfrequenzführenden Leitungsstrukturen erfolgen kann.
5.2 Logarithmische Direktdetektion des HF-Empfangssignals und Diodendetektor
Weitere Empfangsmethoden sind die Logarithmische Direktdetektion und der Diodendetektor. Diese sind zusammen in einer Schaltung realisiert (5.3). Bei der logarithmischen Direktdetektion wird nach anfänglicher Bandpassfilterung und Verstärkung das Signal direkt bei 6 GHz auf den logarithmischen Detektor gegeben. Anschließend erfolgt genau wie beim Mischprinzip eine Überabtastung, Datenspeicherung und digitale Signalauswertung. Den Pegelplan der HF-Schaltung mit den gleichen Bauelementen wie beim Mischprinzip zeigt 5.4. Die Versorgungsspannung beträgt 6 V. Dieses Konzept hätte man auch mit der von den Verstärkern und Detektoren benötigten 5 V speisen können. Bei der Versorgung der Schaltung mit 6 V, hat man aber den Vorteil über Widerstände durch Anbonden bzw. Lösen von Bondverbindungen auf der Versorgungsleitung den Arbeitspunkt der Bauteile variieren und exakt einzustellen zu können. Die in Wärme umgesetzte Leistung beträgt dabei 2.44 W und ist somit geringer als beim Mischkonzept, das mehr aktive Bauelemente beinhaltet. Damit haben Wärmeableitmaßnahmen eine geringere Bedeutung als beim Mischkonzept. Die Pegelbereiche, mit denen die Schaltungen betrieben werden können, hängen wiederum von der Anzahl der verwendeten LNAs ab. Bei zwei LNAs erhält man einen Pegelbereich von –83 bis –18 dBm. Bei Verwendung von nur einem LNA geht der Pegelbereich von –68 dBm bis –3 dBm. Wird die Schaltung bei einer höheren Leistung betrieben, kann der Detektor, der laut Datenblatt eine HF-Leistung bis maximal 15 dBm verträgt, beschädigt werden. Die minimale und maximale Detektionsleistung werden dabei durch die Messgrenze des Detektors bestimmt. Vorteilhaft bei diesem Konzept sind die Empfindlichkeit und die Dynamik von etwa 60 dB des logarithmischen Detektors. Diese Methode stellt eine kompakte und preisgünstige Methode bei 3 und 6 GHz dar. Bei höheren Strahlharmonischen würde dieses Prinzip derzeit noch nicht funktionieren, weil es noch keine ungehäusten Detektoren gibt, die bei Frequenzen über 10 GHz funktionieren.
Eine andere Möglichkeit ist die Verwendung von Diodendetektoren. Dazu werden entsprechend dem Blockschaltbild mit Hilfe eines Leitungskopplers Empfangssignale ausgekoppelt und dem Diodendetektor zugeführt. Bei diesem Konzept hätte man den geringsten Hardwareaufwand. Die Methode scheitert aber aufgrund der Unempfindlichkeit und der reduzierten Dynamik von ca. 20 dB.
Ein alternatives Konzept, das nicht hardwaremäßig realisiert wurde ist die Summen- und Differenzauswertung im HF-Bereich.
5.3 Summen- und Differenzsignal im HF-Bereich
Die Auswerteschaltung zeigt 5.5. Hierbei werden die Signale nach bewährter Methode gefiltert und anschließend mit Hilfe eines Pi-Hybrids das Differenz- und das Summensignal zweier gegenüber liegender Kanäle gebildet. Im Anschluss werden diese dann verstärkt und mittels eines I-Q Mischers (I = Inphase, Q = Quadratur) auf Gleichspannung (DC) herunter gemischt. Ein I-Q Mischer besteht aus zwei Mischern, die dasselbe Signal herunter mischen, jedoch mit einem um 90° verschoben LO-Signal. Diese Phasenverschiebung und die Aufteilung des LO-Signals in zwei Kanäle erreicht man entweder über einen Pi/2-Hybrid oder über einen 3 dB-Leistungsteiler, der an einem Kanal eine λ/4-Leitungsverzögerung besitzt. Damit erhält man einen DC-Anteil in Phase (I) und einen Quadraturanteil (Q) mit 90° Phasenversatz.
Über die Auswertung des Differenzsignals erhält man die Phaseninformation des Signals, mit der man auf die Strahlposition rückschließen kann gemäß der Formel:
Der Positionsversatz errechnet sich normiert auf die Strahlstärke mit der Formel:
Die digitale Auswertung stimmt mit den vorher behandelten Konzepten überein. Für genauere Informationen wird auf [4] verwiesen. Der Nachteil dieses Konzepts ist die starke Frequenzabhängigkeit zwischen HF und Lokaloszillator (LO), die sofort zu einem unerwünschten Phasenanteil bei der Mischung führt und damit das Ergebnis verfälscht. Im Umkehrschluss bedeutet dies, dass der LO und das HF-Eingangssignal exakt dieselbe Frequenz aufweisen müssen und somit die Anforderungen an die mechanischen Toleranzen bei der Herstellung der Resonatoren extrem hoch sind. Dies ist für eine industrielle Fertigung ungeeignet und das Konzept wird daher in dieser Arbeit nur theoretisch behandelt.
5.4 Kommerziell verfügbare Lösungen (Bergoz Elektronik)
Als Empfangsschaltung könnte man auch die kommerziell verfügbare Elektronik des französischen Anbieters Bergoz einsetzen. Diese besteht aus folgenden Komponenten:

1. 3 GHz Bandpassfilter und LNA im eigenen HF-Gehäuse
2. Auswertelektronik als 19 Zoll Einschubkarte für den Schaltschrank
3. Einige Meter HF-Kabel und Versorgungsleitung zwischen HF-Teil und Auswerteelektronik

Die Nachteile dieser Lösung sind offensichtlich:

• Angeboten wird ausschließlich eine 3 GHz Version und damit sind die Sonden und Filter doppelt so groß wie bei einer 6 GHz Lösung
• Zwischen HF-Teil und Auswerteelektronik wird ein teures HF-Kabel benötigt
• Keine komplette 5 μs Pulsrekonstruktion, nur Abtastung Maximalwert und damit ist eine intelligente Signalnachverarbeitung (Adaptive Threshold detection, bunch pulse integration, pulse tracking) nur sehr eingeschränkt möglich, d. h. es handelt sich um eine wenig flexible Lösung
• Keine integrierte Kalibrierung. Diese muss im Bedarfsfall nachträglich, d. h. im Offline Betrieb des Linac durchgeführt werden und verursacht erhebliche Kosten.
• Sehr teuer, d. h. je nach Ausführungsform deutlich über 10 000 Euro für 4-Achsen pro Messstelle

Insgesamt handelt es sich bei der Bergoz Elektronik um eine teure Lösung, die insbesondere im Rahmen eines Forschungsvorhabens nicht die gewünschte Flexibilität besitzt, um moderne Signalverarbeitungskonzepte umsetzen zu können.
6 Technologische Umsetzung
Die technologische Umsetzung der logarithmischen Direkt- und ZF-Detektion werden nachfolgend beschrieben. Das erste Bauelement der beiden HF-Schaltungen ist jeweils das Bandpassfilter. Hierbei ist es günstig, Hohlleitertechnologie zu verwenden, da im Hohlleiter elektromagnetische Wellen mit Frequenzen unterhalb der spezifischen Grenzfrequenz des jeweiligen Hohlleiters nicht ausbreitungsfähig sind. 6.1 zeigt einen Rechteckhohlleiter.
Der Hohlleiter hat die geometrischen Abmessungen mit der Breite a und der Höhe b. Der Hohlleiter ist homogen und kann mit Dielektrikum gefüllt werden. Bei einer Luftfüllung besitzt der Hohlleiter eine relative Permeabilitätszahl und Dielektrizitätszahl von jeweils 1. Die Grenzfrequenz des H₁₀-Feldtyps ergibt sich bei einem Rechteckhohlleiter durch die Formel:
Somit kann man bei der Auswertung der 6 GHz Komponente durch eine geeignete Wahl der geometrischen Hohlleiterabmessungen die Grundstrahlfrequenz von 3 GHz unterdrücken und sicherstellen, dass diese keine Störungen in der Empfangselektronik verursacht. Strebt man eine Verkleinerung des Hohlleiters an, dann kann man diesen mit Dielektrikum füllen, das ein ε_r > l besitzt, ohne dass sich die Übertragungseigenschaften signifikant verändern. Vorteilhaft gegenüber einem planaren Filter in Streifenleitungstechnologie sind hierbei außerdem die geringeren Übertragungsverluste.
Die HF-Empfangsschaltung wird auf Aluminiumoxid (Al2O3) Keramik mit einem ε_r von 9,8 realisiert. Dadurch werden die Empfangsstrukturen mit dem Faktor √ε _r kleiner. Außerdem verhält sich Keramik wärmeabführend und ist damit bestens für aktive Komponenten geeignet, die ihre Verlustleistung in Wärme umsetzen. Durch die Härte des Keramikmaterials wird eine gute Bondbarkeit der Bauteile ermöglicht. Geschützt wird das Keramiksubstrat durch ein Kovargehäuse, welches denselben thermischen Ausdehnungskoeffizienten wie das Substrat besitzt. Damit ist sichergestellt, dass die Keramik bei wärmebedingter Ausbreitung nicht durch das Gehäuse beschädigt wird. Zusätzlich schützt das Gehäuse die Bauteile, die in ungehäuster Form als „bare die” auf dem Substrat mit Silberleitkleber befestigt werden, und deren Bondverbindungen. Die Bondverbindungen werden mit 17 μm Golddraht ausgeführt. Ein weiterer entscheidender Vorteil ergibt sich durch die Verwendung des Gehäuses als HF und DC-Masse. Diese großflächige Masse minimiert Störungen. Dabei sollte die Schaltungsmasse auf dem Substrat an möglichst vielen Stellen mit dem Gehäuse galvanisch verbunden sein. Eine Forderung für die Anwendung am Linearbeschleuniger besteht in einer bestrahlungsfesten Ausführung. Dies wird durch das Kovargehäuse erreicht, dessen Durchführungen und Deckel hermetisch dicht verschweißt werden. Dabei handelt es sich um ein in der Raumfahrt bewährtes Verfahren. Als Leitungstechnologie wird koplanare symmetrische Streifenleitungstechnik verwendet gemäß 6.2. Hierbei befinden sich sowohl der Leiter als auch die Masseflächen auf einer Seite des Substrats. Die wichtigsten Impedanz bestimmenden Kenngrößen sind die Leiterbreite w, die Schlitzbreite s und die relative Dielektrizitätszahl ε_r. Weitere Kenngrößen sind die Metallisierungsdicke t und die Höhe des Substrats h, sowie der dielektrische Verlustfaktor tan δ. Das Feldbild der koplanaren Welle zeigt 6.3. Erkennen kann man die Feldkonzentration in den Schlitzen. Durch die sich daraus ergebende Stromrückführung an den Kanten der Massenflächen ergibt sich eine größere Leitungsdämpfung als bei der Mikrostreifenleitung (MSL), bei der sich Leiter und die Massefläche auf den gegenüberliegenden Seiten des Substrats befinden. Gemäß [5] ist die Dispersion geringer als bei der MSL.
Der entscheidende Vorteil gegenüber der MSL sind die geringeren Verkopplungen der Leitungen. Bei sämtlichen in dieser Arbeit betrachteten Empfangskonzepten werden pro Achse zwei unabhängige Empfangskanäle benötigt, die natürlich jeweils kein Übersprechen auf den anderen Empfangskanal verursachen dürfen. Deshalb wurden koplanare Leitungsverkopplungen untersucht, um für das Schaltungslayout den erforderlichen Abstand zwischen zwei Leitungen festlegen zu können. 6.4 zeigt das entsprechende CST Modell. Zu erkennen sind zwei koplanare Leitungen, die den Abstand 200 μm besitzen. Um gleiches Massepotential an allen Massseflächen gewährleisten zu können sind Masseverbindungen nötig. Diese werden als Massebonds ausgeführt. Gemäß [5] sind solche Brücken im Abstand von λ/10 bei einfachen Leitungen, in der Umgebung von Leitungsverzweigungen und am Aus- und Eingang von Leitungsbauformen notwendig. Massebonds werden dabei im optimalen Fall so gesetzt, dass das unsymmetrische Verhalten von Leitungsknicken sich nicht fehlerhaft auf die koplanare Welle auswirkt. So empfiehlt es sich, wie in der Zeichnung gezeigt, das Setzen von Massebonds vor und nach zwei 90° Verzweigungen. Das Ergebnis des Verzweigungsmodells ergibt sich gemäß 6.5. Das heißt, dass bei geringen Abständen Verkopplungen auftreten, die mit der Frequenz zunehmen. Bei diesen ungewollten Verkopplungen kommt es auch zu Einschränkungen in der Anpassung. Bei 6 GHz erhält man bei einer Masseabmessung von 200 μm zwischen den Leitungen eine Verkopplung von –48 dB am Port 2, der aufgrund von der Rückwärtskoppeleigenschaft von Leitungen stärker von Verkopplungen betroffen ist als der Port 4. Die Anpassung beträgt –44 dB. 6.6 zeigt den Verlauf der Verkopplung bei 6 GHz am Port 2 bei Variierung des Masseabstands von 200 μm bis 500 μm. Ein zusätzlicher Vorteil gegenüber MSL besteht in der vereinfachten Herstellungen von Massekontaktierungen für konzentrierte Bauelemente durch einfache Bondverbindungen.
7 Filter in Hohlleitertechnik bei 6 GHz
Im Rahmen der Erfindung soll ein Hohlleiterfilter entworfen werden, welches die Oberwelle bei 6 GHz auskoppelt, eine Bandbreite von ca. 145 MHz, möglichst geringe Verluste im Durchlassbereich und eine hohe Sperrdämpfung besitzt. Die Spezifikation der Bandbreite im Durchlassbereich stellt einen Kompromiss aus Schmalbandigkeit und schneller Einschwingzeit dar. Die Auswahl der g-Parameter, mit denen man ein Filter auslegen kann, erfordert die Festlegung auf die Filtercharakteristik und die Größe der Sperrdämpfung bei einer festen Frequenz. Im aktuellen Design wurde ein Butterworthfilter mit einer Sperrdämpfung von –40 dB bei 5.8 GHz ausgelegt: Die Filtercharakteristik darf in diesem Fall nicht überbewertet werden, da die sich resultierenden Ergebnisse nur als Ausgangspunkt für eine Optimierung dienen. Für weitere Informationen hinsichtlich Filtercharakteristika wird auf [6] verwiesen. Mit Hilfe dieser Daten kann man den Grad des Filters über ein Ordnungsdiagramm festlegen, der sich im gewählten Fall zu 5 ergibt. Damit erhält man folgende g-Parameter: g0 = 1, g1 = 0.7654, g2 = 1.8474, g3 = 1.8474, g4 = 0.7654 und g5 = 1. Die ungerade Ordnungszahl des Filters ermöglicht einen symmetrischen Aufbau. Mit diesen Werten kann man die konzentrierten Bauelemente gemäß [11] entsprechend Tabelle 7.1 dimensionieren, wobei sich die Widerstände RE und RA gemäß der Formel R = g₀·Z₀ jeweils zu 50 Ω ergeben.
Tabelle 1: Formeln für die Auslegung eines Filters mit konzentrierten Bauelementen
Es ergibt sich folgende Figur (7.1). Simuliert in ADS erhält man die Übertragungskurven des Filters gemäß 7.2. Das bedeutet, dass das Filter in idealer Weise der Spezifikation entspricht. Der nächste wichtige Punkt ist die Einschwingzeit. Diese ist abhängig von der Bandbreite und der Mittenfrequenz des Filters und sollte nicht zu groß werden, damit das Filter durch die hochenergetischen Pulse des Elektronenstrahls schnell in einen stabilen Zustand findet, um somit eine genaue Auswertung zu ermöglichen. Deshalb wird mit Hilfe des Programms PSpice in 7.3 die Einschwingzeit simuliert. Gespeist wird das Filter hierbei von einer Pulsquelle mit einer Pulsdauer von 15 ps.
Es erfolgt die Umsetzung des Hohlleiterfilters. Hierbei wurde aufgrund der guten Fertigungsmöglichkeiten ein Filter mit blendengekoppelten Hohlraumresonatoren ausgewählt. Dieses besitzt im Gegensatz zu anderen Filteranordnungen Resonatoren mit einheitlichen Hohlleiterabmessungen. Die Blenden sind induktiv ausgeführt, so dass man frästechnisch zwei Halbschalen herstellen kann, die dann zusammengeschraubt werden. In [6] auf den Seiten 451 bis 452 und anhand der Diagramme in [6] auf Seite 453 ist die Anleitung für eine Umsetzung des Filters gegeben. Nach entsprechender Ausführung und Implementierung in CST erhält man 7.4. Für eine Simulation ist es vorteilhaft, Symmetrien auszunutzen und die Höhe des Hohlleiters, die durch Leistungsübertragung bestimmt wird, zu minimieren. Man kann man zwischen einer magnetischen, elektrischen und geometrischen Symmetrie unterscheiden (7.5). Dann verwendet man in der Simulation die Werte aus [6] als Startwerte für eine Optimierung. Optimierungsziel sollte eine Anpassung besser als –20 dB innerhalb des Frequenzbereichs von 5.95 bis 6.05 und Dämpfung im Durchlassbereich von möglichst 0 dB innerhalb der anderen Frequenzbereiche sein. Durch die Festlegung der Anpassung als Optimierungsziel wird die Übertragung mitbestimmt, da es sich beim Filter um eine rein passive Anordnung handelt. 7.6 zeigt das Ergebnis nach der Optimierung im Feldsimulator CST Microwave Studio.
Der nächste Entwicklungsschritt besteht in der Auslegung des Übergangs zwischen Hohlleiter und koaxialem Kabel. Dieser ist notwendig, da die Sonden einen SMA-Ausgang besitzen und die Empfangsschaltung einen SMA-Eingang. Diesen Übergang kann man induktiv oder kapazitiv ausführen. Aufgrund der einfacheren Fertigung wurde hier ein kapazitiver Übergang bevorzugt. Dazu wird einfach der Innenleiter des SMA-Steckers verlängert, so dass er in den Hohlleiter entsprechend 7.7 hineinragt. Der Abstand zur Hohlleiterwand in Längsrichtung sollte ungefähr λ/4 betragen, so dass der vorhandene Kurzschluss an der Hohlleiterwand am Ort der Ankopplung einen Leerlauf bewirkt. Die Simulationsergebnisse in 7.8 zeigen, dass die Einkopplung ab einer bestimmten Grenzfrequenz funktioniert. Diese wird durch die Breite des Hohlleiters festgelegt und beträgt ungefähr 4,8 GHz. Bei 6 GHz, der Mittenfrequenz des Filters, muss die Anpassung besonders gut sein. Diese sollte unterhalb von –20 dB im Durchlassbereich sein.
Weiteres Augenmerk beim Filterdesign sind die Radien. Diese entstehen beim Fräsen der Halbschalen für das Filter und bringen einen zusätzlichen induktiven Anteil und neue geometrische Verhältnisse in die Resonatorkammern. Dadurch verändert sich die Resonatorfrequenz und muss deshalb entsprechend kompensiert werden. Es wird nur eine Resonatorkammer betrachtet und diese hinsichtlich der elektrischen Eigenschaften durch die Variierung des Abstandes zwischen zwei Blenden am Ein- und Ausgang einer Kammer abgeglichen (7.9). Nun kann man den Gesamthohlleiter mit Radien und kapazitiver Einkopplung konstruieren (7.10).
Um das Filter anfertigen zu lassen, muss man das Filter in zwei Halbschalen zerlegen, damit man die Blenden fräsen kann. Am günstigsten ist die Anfertigung von zwei Halbschalen, da dort die feldempfindlichen Blenden nicht in der Verbindungsebene der Schalen liegen. Außerdem werden durch diese Aufbautechnik keine Wandströme gekreuzt, was sich gut auf die Vermeidung von Verlusten auswirkt. Die Übertragungskurven des zusammengeschraubten Hohlleiterfilters wurden vermessen und die Messergebnisse in 7.11 dargestellt. Man kann erkennen, dass das Filter einen Durchlassbereich bei 6 GHz mit einer Anpassung besser als –20 dB besitzt, aber auch weitere Durchlassbänder wie z. B. bei 8,3 GHz.
Diese kann man unterdrücken indem man dem Filter einen koaxialen Tiefpass nachschaltet, wie den VLF-5850+ von der Firma Mini-Circuits. Dieser besitzt bei 8,3 GHz eine Dämpfung von 40 dB. Damit erhält man das Ergebnis in 7.12. In einer serientauglichen Anordnung lässt sich der Tiefpass in die kapazitive Koppelsonde integrieren. Vorliegend wurde auf diesen Schritt im Sinne eines Funktionsnachweises jedoch verzichtet. Vergrößert man den Durchlassbereich bei 6 GHz und vergleicht ihn mit der Simulation, so erhält man 7.13. Hierbei sind die Simulationsergebnisse in guter Übereinstimmung mit der Messung.
Der nächste Schritt ist die Überprüfung des Einschwingverhaltens. Dazu wird das Filtermodell in CST Microwave Studio mit dem in CST Particle Studio simulierten Signal gespeist (7.14 und 7.15). Um die Simulationsdaten in berechenbare Größenordnungen zu bringen, wurde das Zeitsignal anstatt der 5 μs nur bis 35 ns simuliert und anschließend bis 100 ns kein Signal angelegt. Diese Vereinfachung beeinflusst das Einschwingverhalten aber nicht. Gemäß 7.16 ergibt sich die entsprechende Situation. Wie man erkennen kann, ist das Filter nach 15 ns eingeschwungen und besitzt kurz vor dem stabilen Zustand einen leichten Überschwinger. Da nach 35 ns das Signal nicht mehr anliegt, reduziert sich das Ausgangssignal des Filters und schwingt noch einmal leicht auf. Mit der Zeit wird das Signal immer kleiner, wobei aber auch noch nach 100 ns ein kleiner Signalanteil vorhanden ist.
Um die Empfänger für die Strahllagemessung besser am LINAC positionieren zu können wird das Filter durch Einbringen eines Dielektrikums verkleinert. Dabei wurde Polyphenylensulfid (DIN-Kurzzeichen: PPSGF 40) ausgewählt. Dieses halbiert ungefähr die physikalische Länge, da bei 6 GHz sein ε_r = 4,2 ist. Die Entscheidung für dieses Material liegt in dem fast gleichen linearen thermischen Längenausdehnungskoeffizienten wie Aluminium (Filtergehäuse wurde aus Aluminium hergestellt), der geringen Feuchtigkeitsaufnahme und des geringen dielektrischen Verlustfaktors begründet. Die beiden hergestellten Dielektrika besitzen dabei jeweils eine Länge von 12,9 cm besitzen. Von entscheidender Bedeutung für die Filterverkleinerung mit Dielektrikum sind die Fertigungstoleranzen. Deshalb wird in diesem Zusammenhang eine genaue Toleranzanalyse durchgeführt. Dazu werden durchgehende Luftspalte in x- und y-Richtung gemäß 7.17, 7.18, 7.19 und 7.20 simuliert. Deutlich zu erkennen ist die unterschiedliche Auswirkung bei Toleranzschwankungen in x oder y-Richtung. Bei einem kleinen Spalt in y-Richtung von jeweils 75 μm verschiebt sich die Resonanzfrequenz schon um 250 MHz. Dagegen bewirkt ein Spalt von 2 mm in x Richtung nur eine Verschiebung der Resonanzfrequenz um 150 MHz. Erklären lässt sich dies durch das E-Feld, das sich in y Richtung im Hohlleiter befindet und in der Mitte maximal ist. Wenn an dieser Stelle ein Luftspalt auftritt, gibt es E-Feld-Anteile, die durch das Dielektrikum nicht physikalisch verkleinert werden und es kommt zu einer Resonanzverschiebung hin zu höheren Frequenzen. Am Ort des Spaltes in x-Richtung ist das E-Feld dagegen minimal und es gibt erst ab einer gewissen Spaltbreite eine geringe Auswirkung auf die Übertragungsfunktion. Tatsächlich tritt beim Vermessen des Filters mit Dielektrikum cm Frequenzversatz von 200 MHz auf. Dies ist ein Indiz für einen Luftspalt in y-Richtung gemäß 7.21. Im Durchlassbereich liegt die Anpassung durchschnittlich bei –15 dB und die Transmissionsdämpfung bei 7 dB. Verursacht wird dies durch die dielektrischen Verluste. Betrachtet man nun den in der Frequenz nächsthöheren Durchlassbereich des Filters dann sieht man, dass dort die dielektrischen Verluste geringer sind, dafür die Frequenzverschiebung aber größer ist. Auch dies deutet auf einen Spalt in y-Richtung hin, da sich bei höheren Frequenzen das E-Feld immer mehr in den Luftspalt zurückzieht. Da Luft nahezu keine dielektrischen Verluste verursacht, herrscht in diesem Band weniger Dämpfung und durch die fehlende physikalische Längenverkleinerungswirkung des Dielektrikums dafür ein größerer Frequenzversatz. Leider stimmten die angegebenen Maße für das Dielektrikum, das bei der Firma Ensinger gefertigt wurde, bei der Tiefe des Einkopplungslochs nicht mit den angegebenen Werten überein. Statt mit 4,27 mm Tiefe wurde ein Loch mit nur 3,9 mm Tiefe gebohrt. Aus diesem Grund wird noch eine Simulation mit diesem Maß, einem Luftspalt in y-Richtung von 90 μm und einem dielektrischen Verlustfaktor von 0,006 durchgeführt. Man erhält 7.22. Deutlich ist zu erkennen, dass sich Simulation und Messung entsprechen. Deshalb kann man an dieser Stelle festhalten, dass die physkalischen Vorgänge im Filter mit Dielektrikum auch exakt erfasst wurden. Da zwei Filter mit Dielektrikum hergestellt wurden, ist es auch von Interesse, wie stark sich die beiden Filter in der Übertragungsfunktion unterscheiden. Dazu wurden die Übertragungsbänder miteinander verglichen (7.23). Die Figur verdeutlicht, dass außer geringen Unterschieden in der Anpassung kaum Abweichungen zwischen den beiden Filtern zu erkennen sind.
8 Entwurf und Aufbau der Empfängerschaltungen
8.1 Empfänger mit Mischer und logarithmischer Detektion
Nachfolgend wird die Umsetzung des im Kapitel 5 vorgestellten Empfangskonzepts der logarithmischen Detektion nach Mischung im Detail beschrieben. Das Prinzipschaltbild zeigt 8.1. Angegeben sind auch die Bezeichnungen der verwendeten Bauteile, wobei die Abkürzung „hmc” für die Firma Hittite steht und der Tiefpass lfcn 490 von der Firma Mini-Circuits stammt.
Der erste Entwicklungsschritt besteht in der Festlegung der geometrischen Abmessungen der Schaltung aufgrund von praktisch umsetzbaren physikalischen Größen in der Dünnfilm- und Gehäusetechnik. Anschließend erfolgt die Umsetzung der Strukturen in ein Layout mit Hilfe des Simulationsprogramms ADS (Advanced Design System). Zur Herstellung des Aluminiumdioxidsubstrats in der Stärke von 0,635 mm wird eine Chrommaske gefertigt und die Schaltung anschließend im Dünnfilmlabor prozessiert. Nach der Fertigung des Substrats werden die Chip-Bauteile mit Silberleitkleber aufgeklebt, das bestückte Substrat ins Kovargehäuse eingebaut, die Anschlüsse der Chips mit dem Substrat mit Golddraht gebondet sowie SMA-Stecker und Anschlusspins per Laser ins Kovargehäuse eingeschweißt. Im folgendem wird zuerst das Layout vorgestellt und dann auf die simulativ optimierten Strukturen im Einzelnen eingegangen. Dazu zählen folgende Schaltungsteile:

• 3 dB-Leistungsteiler
• Leitungskoppler
• Mischerstruktur
• Breitbandig angepasstes Dämpfungsglied

Das gesamte Layout des Empfängers mit Mischer und logarithmischer Detektion zeigt 8.2. Alle Strukturen wurden hierbei mit dem Zeichenprogramm AutoCAD gezeichnet. Sie wurden so ausgelegt, dass allen frequenzführenden Signalen ein 50 Ohm System zugrunde liegt. Dabei beinhaltet die Ausführung der koplanaren Leitungsabmessungen zusätzlich einen Kompromiss zwischen geringem Platzbedarf und toleranzarmer Herstellbarkeit. Berücksichtigt wird dies im Layout durch eine Leitungsbreite von 100 μm und eine Schlitzbreite von 50 μm. Im Gegensatz dazu können die DC führenden Leitungen durchaus schmäler oder breiter ausgeführt werden. Als nächstes wird das Layout nun schrittweise erklärt, dabei wird mit den beiden HF-Eingängen begonnen. Diese befinden sich in der 8.2 oben rechts und unten rechts (1). Hier liegen die Signale an, die von den Sonden empfangen und danach gefiltert werden. 8.3 zeigt nun einen aufgeweiteten HF-Eingangsanschluss zur Kontaktierung mit dem Innenleiter eines SMA Steckers. Nach zwei 90° Leitungsknicken folgen dann die LNAs (Low Noise Amplifier) (2), für die eine Spannungsversorgung am Pin-Anschluss der rechten Stirnseite vorgesehen ist. Für exakte Spannungs- und Widerstandswerte wird auf die Pegelpläne im Kapitel 5 verwiesen. Die danach folgende Struktur zeigt ein frequenzabhängiges Dämpfungsglied (3). Es folgt ein zweiter LNA (4). Um möglichst viel Flexibilität in der Schaltung zu besitzen, wurde jeweils eine HF-Leitung unterhalb der aktiven Bauteile vorgesehen, die über Schlitze nicht direkt mit der signalführenden HF-Leitung verbunden ist. Somit besteht die Möglichkeit, anstelle des Chips einfach die Leitung anzubonden und die Schaltung z. B. nur mit einem LNA zu betreiben. Es folgt die Mischereinheit, die im ZF-Zweig noch eine Verstärkung und eine Filterung beinhaltet (8.4). Die Signale kommen dabei von rechts in die Mischerstruktur und werden an den Dioden auf die Zwischenfrequenz (ZF) von 500 MHz abwärts gemischt. Die LO-Signale werden dabei für beide Kanäle von der Mitte her zugeführt, im 3 dB Leistungsteiler aufgeteilt und gelangen über einen Bonddraht zu den Dioden. Die ZF-Signale werden jeweils nach zwei 90° Leitungsknicken in Gain Blocks verstärkt. Diese benötigen für ihre Spannungsversorgung Blockkapazitäten, die sich vor und hinter dem Verstärker befinden. Danach kommt ein Filter in SMD-Bauweise. Der sich dahinter befindende Kondensator gehört dagegen zur Beschaltung des Detektors. Die beiden Kondensatoren, die sich rechts in der Mitte befinden, sind Ableitkondensatoren für die DC-Versorgung. Diese verhindern, dass Störfrequenzen die auf die DC-Versorgung gelangen und die aktiven Bauteile beschädigen.
Links im Gesamtlayout schließt sich die VCO Einheit an (8.5). Das LO-Signal für den Mischer wird durch einen PLL stabilisierten VCO erzeugt. Der VCO-Chip befindet sich in der Mitte des Schaltungsabschnitts. Er wird rechts oben mit Spannung versorgt. Links oben befindet sich die Tuning-Spannung mit einem Einstellbereich von 0 bis 12,5 V, mit der man den Frequenzbereich im Bereich von 5.6 bis 6.8 GHz abstimmen kann. Dem V_Tune-Anschlusspin ist dabei noch ein Spannungsteiler vorgeschaltet. Dieser führt je nach eingestelltem Teilungsverhältnis zu weniger Störanfälligkeit, aber auch zu einer Verlangsamung der Regelung. Letzteres ist bezogen auf die Anwendung, die ein kontinuierliches Signal bei einer Festfrequenz benötigt, akzeptierbar. Unten rechts ist der Ausgang des VCOs. Das Ausgangssignal wird über einen Leitungskoppler dem Frequenzteiler zugeführt. Dieser teilt die Signalfrequenz durch 4. Anschließend wird es durch den an der Stirnseite liegenden SMA-Kontakt aus dem Gehäuse zur PLL als Istsignal geführt, die dann die V_Tune-Spannung entsprechend auf Sollfrequenz nachregelt. Die in diesem Abschnitt befindlichen Kondensatoren haben wiederum Ableit- und Blockfunktion. Der letzte Abschnitt behandelt die Detektoreinheit (8.6). Diese wandelt das ZF-Signal in eine leistungsproportionale Gleichspannung im Frequenzbereich von 1 bis 10000 MHz. Bei idealen Bedingungen sollte aber nur das abwärtsgemischte Signal bei 500 MHz detektiert werden. Der Detektor benötigt an seinen Spannungsversorgungsanschlüssen jeweils Blockkondensatoren und einen Kondensator für eine Ausgangsfilterung. Dessen Wert ist im Layout mit 200 pF angegeben. Die Beschaltung des Detektors wurde aus dem Datenblatt entnommen, wobei bei den Kondensatoren kleinere Werte verwendet wurden. Dadurch bedingt ist ein Verzicht auf die Detektion sehr niederfrequenter Anteile.
Nach der galvanischen Prozessierung des Substrats, dessen Bestückung und Setzen der Bondverbindungen, wird es in ein Kovargehäuse gelegt. Danach werden die Anschlüsse mittels Laser eingeschweißt.
Die HF-Signale werden über SMA-Kontakte herausgeführt. An Spannungsversorgungskontakten dagegen werden nur sogenannte PIN-Anschlüsse benötigt.
8.1.1 Der 3 dB-Leistungsteiler
Dieses Kapitel beschreibt die Auslegung des 3 dB-Kopplers für den Mischer. Er befindet sich hinter der VCO-Einheit und teilt das 6,5 GHz Signal, das ungefähr eine Leistung von 13 dBm hat, in zwei Kanäle auf, die dann jeweils 10 dBm LO-Leistung besitzen. Die beiden Signale werden den Mischdioden zugeführt. 8.7 zeigt den 3-dB Leistungsteiler im Layout.
Zur Herleitung dieser Struktur ist es sinnvoll, den ursprünglichen Wilkinsonteiler in Mikrostreifenleitungstechnik (MSL) zu betrachten (8.8). Dieser besteht aus einem Eingangstor mit einem Leitungswellenwiderstand von Z₀, der in den meistens Fällen als 50 Ohm Widerstand ausgeführt ist. Danach folgen zwei Transmissionsleitungen mit der Länge λ/4 und einem Leitungswellenwiderstand von Z₀. An deren Ende befindet sich zwischen den Transmissionsleitungen ein Widerstand mit dem Wert 2·Z₀. Dieser Wert sorgt für eine Anpassung an den Toren 2 und 3. Danach folgen die Ausgangstore, die wiederum den Wellenwiderstand Z₀ und jeweils die Hälfte der Eingangsleistung besitzen. Bei hohen Frequenzen kommt es dabei zu Verkopplungen der Transmissionsleitungen. Deshalb und aufgrund von deutlichen Platzersparnissen empfiehlt es sich, die verkoppelten Leitungen gleich als Leitungskoppler zu simulieren und auszulegen. Da nun zwei Wellentypen entstehen, nämlich die Gleich- und die Gegentaktwelle, und diese unterschiedliche Wellenlängen besitzen, muss man die Leitungswellenimpedanz optimieren, um Anpassung zwischen dem Ein- und Ausgangstor zu erhalten. Dies lässt sich gut mit dem Simulationsprogramm ADS durchführen. 8.9 zeigt die verwendete Schaltungsanordnung in koplanarer Streifenleitungstechnik. Als Simulationsergebnis erhält man die entsprechenden S-Parameter (8.10). Man bekommt am Tor eins eine Anpassung von 32,5 dB und S23 und S32 besitzen eine Isolation von 38 dB, wobei die beiden Kurven übereinander liegen. Die S-Parameter der Ausgangssignale S21 und S31 verlaufen auch identisch und besitzen bei 6 GHz jeweils eine Dämpfung von 3 dB. Zur Herstellung sollte man hierbei noch vermerken, dass der Leistungsteiler stets mit Massebonds abgeschlossen werden muss. Zusätzlich ist der 100 Ohm Widerstand zwischen den Transmissionsleitungen nach Möglichkeit nur mit geringen Toleranzen herzustellen, damit Tor 2 und Tor 3 keine gegenseitigen Rückwirkungen aufweisen.
8.1.2 Der Leitungskoppler
Eine weitere speziell untersuchte Struktur ist der Leitungskoppler. Im Mischkonzept hat er die Aufgabe einen Teil des VCO Signals auszukoppeln. Dieser Signalanteil wird dem Frequenzteiler und später der PLL zugeführt. Beim Leitungskoppler (8.11) sind die beiden nahe aneinander liegenden Leitungen miteinander elektromagnetisch verkoppelt. Das Koppelmaximum befindet sich bei der Frequenz mit der Wellenlänge, die 4 mal so groß ist wie die Koppellänge. Die Breite der Koppelleitungen wird durch eine Gleichtaktanalyse, die phasengleiche Speisung an beiden Leitungen verwendet, und einer Gegentaktanalyse, die Speisung mit 180° Phasenunterschied bedeutet, in der Simulation festgelegt. Beim Kopplungstyp handelt es sich dabei um einen Rückwärtskoppler. Somit liegt der Koppelausgang (Tor 4) in rückwärtiger Richtung zum Eingang (Tor 1). Tor 3 ist der Durchgang und Tor 2 ist isoliert und im Layout mit einem 50 Ω-Widerstand gegen Masse abgesumpft. Untersucht wurde dieser Leitungskoppler mit ADS (8.12). Er wurde dabei so ausgelegt, dass die maximale Kopplung bei der Mittenfrequenz liegt. Im Layout wurde die Kopplungslänge etwas kleiner gezeichnet, um Platz zu sparen. Diese Längenverkürzung bewirkt aber lediglich einen geringfügig niedrigeren Kopplungsfaktor. Die simulierten S-Parameter sieht man in 8.13. Bei 6 GHz erhält man folgende Werte:

Anpassung: S11 = –40 dB
Isolation: S21 = 43,8 dB
Durchgang: S31 = –0,9 dB
Kopplung: S41 = –7,4 dB

Somit kann man über Leitungskoppler dem Signal bei 6 GHz einen geringen Signalanteil zur Nachregelung des VCO über eine PLL entnehmen, ohne die Leistungsbilanz des LO Signals merklich zu schwächen.
8.1.3 Der Mischerkern
Beim Empfangskonzept mit Mischer sind die zentralen Komponenten die beiden Mischerstrukturen. Dort entsteht durch die Ansteuerung der nichtlinearen Kennlinie der Dioden durch das hochfrequente LO Signal und das anliegende HF-Signal relativ zu deren Frequenzversatz ein ZF-Signal. Dieses wird durch zwei Dioden im Gegentakt einfach balanciert ausgesteuert gemäß 8.14. Zur besseren Verdeutlichung der Struktur folgt hier noch einmal ein Prinzipschaltbild, das zum besseren Verständnis Leitungskomponenten, diskrete Bauelemente und eine E-Feldrichtung der verschiedenen Wellen beinhaltet (8.15). Dabei wird zwischen einem LO- und einem HF-Zweig unterschieden, der im Layout innerhalb einer Struktur integriert ist.
Ausgehend von der LO-Leitung, die eine koplanare Welle führt, wird über einen Bonddraht auf Masse eine Schlitzwelle erregt. Bei der koplanaren Welle zeigen die E-Feld-Vektoren in den Schlitzen in entgegengesetzte und bei der Schlitzwelle in die gleiche Richtung. 8.16 zeigt das E-Feld der Wellentypüberführung. Im Abstand von λ_LO/4 ist die Schlitzwelle in Richtung des ZF-Tors durch eine Leitungsunterbrechung und in Richtung des HF-Tors durch einen Massebond über der Leitung jeweils kurzgeschlossen. Somit erhält man eine Stehwelle, die an den Dioden Leerlaufbedingung besitzt. Dadurch werden die Dioden ausgesteuert, das LO-Signal außerhalb dieser Leitungsführung unterdrückt und somit das HF Tor vom ZF Tor besonders stark isoliert. Um den HF-Anschluss gegenüber dem LO-Tor zu isolieren, wird das HF-Signal über einen Interdigitalkondensator der Länge λ_HF/4 an die Dioden geführt (8.17). Man sieht eine relativ breitbandige Übertragungskurve mit optimaler Anpassung bei 6 GHz. Das heißt, dass diese Entkopplungsmaßnahme nur funktioniert, wenn zu niedrigen ZF Frequenzen heruntergemischt wird. In Richtung des ZF-Tors erfolgt die Isolation dagegen über leerlaufende Stubs.
Aus Platzgründen befinden sie sich innerhalb der Schlitze der koplanaren Leitung (8.18). Die Stubs transformieren einen Leerlauf in einen Kurzschluss an der Stelle, an der die Stubs auf die ZF-Leitung treffen. Damit wird die HF-Welle an dieser Stelle reflektiert, bildet eine Stehwelle aus und erzeugt durch die λ/4-Transmissionsleitung an den Dioden die Leerlaufbedingung. Das E-Feld der Transmissionsleitung überlagert sich dabei konstruktiv mit dem E-Feld der Stubs, so dass es bezogen auf sie HF-Welle eine Feldkonzentrierung im Schlitz zwischen der Transmissionsleitung und den Stubs in der Nähe der Leerläufe gibt. (8.19)
Somit sind LO, HF und ZF-Tor durch die verwendeten Leitungsstrukturen voneinander isoliert. Von entscheidender Bedeutung beim Mischvorgang ist die Auswahl der Dioden. Es wurden Silizium Schottky Dioden mit der Bezeichnung CDF7621-000 ausgewählt, da diese aufgrund ihrer hohen Grenzfrequenz einen geringen Konversionsverlust ermöglichen. Die Grenzfrequenz ergibt sich laut [5] aus der Diffusionskapazität (C_s = 0,1 pF) und dem Serienwiderstand (R_s = 12 Ω) gemäß folgender Formel:
Die Dioden sind entsprechend 8.14 so angeordnet. dass sich eine Diode auf der Leitung befindet und nach Masse gebondet ist, während die andere auf Masse positioniert ist und auf die Leitung gebondet ist. Dies entspricht einer Anordnung für eine Gegentaktmischung. Dabei befindet sich stets die Kathode auf Masse. Eine Drehung der Diode ist durch die „rüsselartig” ausgeführte Anode nicht möglich. Es ergibt sich somit immer eine Durchflussrichtung an den Dioden von oben nach unten. Beim Mischvorgang wird dann das Feld im Schlitz durch den Bonddraht in die Diode eingekoppelt.
Es folgte daraufhin die Vermessung des Mischers. 8.20 zeigt den Aufbau und die jeweiligen Ergebnisse am Spektrumanalyzer. Vorgesehen sind zwei Empfangskanäle, die jeweils ein frequenzabhängiges Dämpfungsglied, einen Mischer und einen ZF-Verstärker besitzen. Dies entspricht der Schaltung, die später zum Mischkonzept mit externen Detektoren verwendet wird. In diesem Kapitel wird aber nur ein Kanal betrachtet. Dabei speist man den HF-Empfangskanal mit –16 dBm, versorgt die aktiven Bauteile mit Spannung und stellt die VCO Frequenz durch Spannungsregulierung am VCO-Tuning-Eingang (VT) auf 6,5 GHz ein. Wenn man den ZF-Ausgang nun am Spektrumanalyzer vermisst, erhält man wie in 8.20 gezeigt einen ZF-Pegel von –13,4 dBm, einen HF-Pegel von –23,3 dBm und einen LO-Pegel von –31,8 dBm. Das bedeutet, dass man trotz Isolationsmaßnahmen am ZF-Tor das VCO und das HF Signal sieht. Die wichtige Isolation des LO-Großsignal durch Verwendung der unterschiedlichen Wellentypen beträgt über 40 dB, während die der HF-Isolation durch leerlaufende Stubs 7,3 dB beträgt. Zusätzlich zeigt die Figur noch den Frequenzteilerausgang für die PLL. Dieser besitzt einen Teilungsfaktor von 4. Das LO-Signal, das eine Frequenz von 6,5 GHz aufweist, hat nach dem Frequenzteiler einen Signalanteil bei 1,625 GHz. Außerdem sind Subharmonische des heruntergeteilten Signals erkennbar. Vermessen wurde der Mischer hinsichtlich seines Verhaltens bei Veränderung der HF-Eingangsleistung (8.21). Der Graph zeigt einen annähernd linearen Verlauf bis die Kennlinie bei 0 dBm abknickt. Hier befindet sich der Mischer in Sättigung. Das heißt, dass die Konversionsverluste ab diesem Zeitpunkt immer größer werden und keine Erhöhung der ZF-Leistung mehr statt findet. Eine deutliche Veranschaulichung dieser Zusammenhänge zeigt 8.22 bei der die Konversionsverluste über der HF-Eingangsleistung gezeigt werden, wobei der Einfluss des ZF-Verstärkers heraus gerechnet wurde. Bis 0 dBm erhält man einen Konversionsverlust von –7 dB und danach steigt dieser rapide an.
In diesem Abschnitt wurde eine anspruchsvolle, jedoch sehr gut funktionierende Mischerstruktur erklärt. Die Vorteile dieser Struktur im Vergleich zu einem gewöhnlichen Ringmischer, wie er von vielen Bauteilherstellern angeboten wird, sind folgende:

• Deutlich geringerer Platzbedarf
• Vereinbarkeit mit koplanarer Technik, keine teuren Durchkontaktierungen bei der Herstellung der Keramik
• Vermeidung extremer Schmalbandigkeit

8.1.4 Das Dämpfungsglied
Bei allen Empfangskonzepten werden Dämpfungsglieder benötigt, um Rückkopplungen zu den Verstärkern zu minimieren. Aus diesem Grund wurde zwischen den beiden LNAs ein Dämpfungsglied vorgesehen (8.23). Um die Nutzfrequenz nicht zu beeinträchtigen, sollte diese im Gegensatz zu den anderen Frequenzen möglichst wenig gedämpft werden. Außerdem entscheidend ist eine breitbandige Anpassung. Dies erreicht man durch den Einsatz frequenzselektiver Dämpfungsglieder, basierend auf einem Lange-Koppler. Dabei wird der Durch- und der Koppelausgang mit einem Widerstand von jeweils 87.5 Ohm und einer nachfolgenden auf λ_6GHz/4 kurzgeschlossenen Stichleitung versehen. Damit transformiert man bei 6 GHz die am Kurzschluss befindlichen unendlich hohen Widerstandsgrößen zu den entsprechenden Eingängen des Kopplers und der ursprünglich isolierende Port wird leitend. Bei zunebmender Frequenzabweichung steigt die Dämpfung. Die Dämpfungszunahme hängt dabei von der verwendeten Widerstandsgröße ab. Bei 50 Ω ergibt sich die größte Dämpfungsflankensteilheit, weil das Koppel- und Durchgangstor bei Frequenzen unweit von 6 GHz im Bereich der Anpassung liegen. 8.24 zeigt das Prinzipschaltbild eines solchen Dämpfungsgliedes. Simuliert in ADS erhält man die entsprechende Übertragungskurve (8.25). Hierbei sieht man neben der frequenzabhängigen Dämpfung auch die breitbandige Anpassung. Diese resultiert aus den schon vorhandenen breitbandigen Eigenschaften des Lange-Kopplers. Um die Wirkungsweise dieser Struktur zu verdeutlichen, findet an dieser Stelle ein Vergleich zu einem gewöhnlichen Dämpfungsglied statt. Dieses wird entweder als Pi- oder als T-Glied aufgebaut. 8.26 zeigt ein Dämpfungs-T-Glied.
Dessen Vorteil im Gegensatz zum frequenzabhängigen Dämpfungsglied ist der geringe Platzbedarf. Die Widerstände werden dabei in Dünnfilmtechnik realisiert. Wenn man hierbei aber die geometrischen Abstände zu gering wählt, bewirkt dies eine Toleranzzunahme. 8.27 zeigt die Simulation des T-Glieds. Man sieht, dass die Dämpfung überall gleich groß ist, und somit die Nutzfrequenz voll bedampft wird. Dies ist nicht akzeptabel und deshalb wird die frequenzabhängige Variante realisiert.
8.1.5 Auswertung und Ergebnisse
Die Beurteilung der Ergebnisse des Mischkonzepts mit Chip Detektor und einem LNA (8.1) wird nachfolgend durchgeführt. Dazu wird ein HF-Empfangskanal mit unterschiedlicher Leistung bei 6 GHz gespeist und es werden die detektierten DC-Spannungen am Detektorausgang mit einem Multimeter gemessen. 8.29 zeigt die Messergebnisse des rechten Kanals. Als rechts wird die in 8.28 gezeigte Orientierung verstanden.
Dabei befinden sich neben dem Detektor in den Empfangszweigen:

• LNA mit 15 dB Verstärkung
• Mischer mit 7 dB Konversionsverlust
• ZF-Verstärker mit 10 dB Verstärkung
• Dämpfungsglied, Filter und Leitungen mit ungefähr 2 dB Verlust

Somit kann man von etwa 16 dB Gesamtverstärkung der Schaltung pro Empfangszweig ausgehen. Besonders auffallend an den Kurven ist, dass Leistungen unterhalb von etwa –33 dBm am Detektor nicht mehr erfasst werden. Nach umfangreicher Untersuchung und spektraler Analyse ohne Detektor wurde festgestellt, dass das VCO Signal, das eine Ausgangsleistung von 13 dBm, mit –33 dBm am Detektor erfasst wird und somit die Auswertung kleinerer HF-Leistungen verhindert. Das „Durchdringen” des VCO Signals sollte eigentlich das Filter verhindern. Festgestellt wurde hierbei aber auch, dass nicht alle Signalanteile den Weg über die vorgesehene Leitung zum Detektor nehmen. Dieses Problem des Übersprechens könnte man lösen, indem man den VCO und den Detektor weit voneinander entfernt oder beide Bauelemente nicht in einem Gehäuse platziert, wie es beim Mischprinzip mit externem Detektor der Fall ist. Bei einer Eingangsleistung von etwa –15 dBm erhält der Mischer 0 dBm Leistung und gerät somit in Sättigung. Dieses Verhalten erkennt man durch das Abknicken der Kennlinien bei hohen Leistungen. Somit ist die maximal detektierbare HF-Eingangsleistung bei diesem Konzept –15 dBm. Der rechte und der linke Empfangszweig haben fast identische Kennlinien bis auf einen Leistungs-Offset. Diese entstehen durch Überkopplungen vom VCO. Die Ursache könnte z. B. in der Länge der Anschlussbonds zum Detektor liegen, die wie eine Antenne Signalanteile auffangen können, oder durch leicht unterschiedliche Massebonds beeinflusst werden. Im nächsten Versuch wird das Übersprechen der HF-Leitung, die sich in der Nähe des Detektors befindet, untersucht (8.30). Dabei wird in einem Kanal nur der Detektor und der LNA mit Spannung versorgt. Somit findet keine Mischung statt und die übrigen Bauteile, die nicht mit Spannung versorgt sind, wirken isolierend. Man erhält dann folgenden Graphen (8.31). Schon allein durch das Übersprechen wird am Detektor des Kanals mit abgeschalteten GBs und VCO bei einer Eingangsleistung von –45 dBm ein Pegel von –60 dBm detektiert. Das ist auch gleichzeitig die minimal vom Detektor detektierbare Leistung. Da man aber den LNA mit einer Verstärkung von 15 dB im operationellen Betrieb mit Spannung versorgt, hat man eine geringe Isolation zwischen HF-Eingangsleitung und Detektor. Damit scheidet das Konzept der Mischung mit integriertem Chip Detektor als Kandidat für die Serienlösung aus.
8.1.6 Empfänger mit Mischer und externem logarithmischen Detektor
Wie im vorherigen Kapitel beschrieben, gibt es das Problem, dass bei beim Mischkonzept mit einem Chipdetektor alle Frequenzen von 0 bis 10 GHz detektiert werden und somit der VCO auch erfasst wird und damit das Detektionsergebnis verfälscht. Eine gute Möglichkeit Frequenzselektivität zu erreichen, ist die Verwendung eines externen, gehäusten Detektors, der auf einer FR4 Leiterplatte montiert wird. Dort gibt es im Gegensatz zu den Detektorchips, bei denen derzeit nur der hmc611 von Hittite kommerziell erhältlich ist, eine große Auswahl von Detektoren für verschiedene Dynamik- und Frequenzbereiche. Die Entscheidung fiel hierbei auf den AD8310 von Analog Devices. Dieser zeichnet sich durch seinen großen Dynamikbereich von 95 dB und einem Frequenzbereich von DC bis 440 MHz aus. Damit bietet es sich an auf eine Zwischenfrequenz von 400 MHz herunter zu mischen und die niedrigeren Frequenzen über ein Hochpassfilter abzublocken. So ist es möglich, schmalbandig das Nutzsignal auszuwerten. Vermessen wurde der externe Detektor in der Anordnung gemäß 8.32.
Im vorliegendem Entwicklungsstand wurden Evaluation Boards des Herstellers eingesetzt. Neben dem logarithmischen Verstärker enthalten sie auch eine umfangreiche Beschaltung, die über Jumper der jeweiligen Applikation angepasst werden kann. Als nächsten Entwicklungsschritt würde man eine FR4 Platine entwickeln, die die logarithmischen Verstärker ebenso wie die Analog-Digitalwandler und die digitale Signalverarbeitungselektronik enthält. Bei Tests hat sich gezeigt, dass auch das Signal des Frequenzteilers bei 1.6 GHz in abgeschwächter Form vom logarithmischen Detektor erfasst wird. Als Gegenmaßnahme wurde ein Tiefpaß der Firma Mini circuits BLP-450 dem Detektor vorgeschaltet, um diesen Signalanteil zu unterdrücken. Obwohl der Detektor nur bis 440 MHz ausgelegt ist, hat sich gezeigt, dass auch höherfrequente Anteile stark unterdrückt erfasst werden. 8.33 zeigt die Messkurve der beiden Kanäle. Neben den fast gleichen Verläufen der beiden Kanäle, kann man hier aber auch feststellen, dass die gesamte Dynamik des Detektors laut Datenblatt des Herstellers [12] bei niedrigeren Pegeln nicht ausgenutzt wird. Dies könnte daran liegen, dass auch der VCO bei 6,4 GHz vom Detektor mit einem Pegel von ungefähr –50 dBm erfasst wird. Im aktuellen Aufbau wird dieser Anteil vom Tiefpass bei 450 MHz Grenzfrequenz nicht mehr erfasst. Die Dämpfung im Sperrbereich lässt bei Frequenzen über 3 GHz deutlich nach. Deshalb wird als nächster Schritt ein weiterer Tiefpass vor dem externen Detektor eingesetzt. Dabei unterdrückt einer das Signal des Frequenzteilers und der andere das Signal des VCOs. Es wird erwartet, dass dann der volle Detektionsbereich laut Datenblatt erreicht wird.
8.2 Empfänger mit logarithmischer Direktdetektion
Beim diesem Konzept verzichtet man auf eine Abwärtsmischung und wertet das Signal direkt bei 6 GHz aus. Damit benötigt man für dieses Schaltungskonzept keinen VCO. Somit sind Störungen ausgeschlossen, die durch den VCO verursacht werden. Das Blockschaltbild zeigt 8.34. 8.35 zeigt das Layout für den Empfänger mit logarithmischer Direktdetektion und Diodendetektor. Dabei ist das Dämpfungsglied und der Leitungskoppler ebenso wie der Chip-Detektor identisch mit jenem im Kapitel 8.1. Nach der Herstellung der Schaltung wurde diese entsprechend messtechnisch charakterisiert. Dabei werden die Kanäle entsprechend 8.28 bezeichnet. Die Messergebnisse zeigt 8.36.
Bei der 6 GHz-Detektion werden Pegel ab –58 dBm erfasst. Die Zuordnung der Pegel zur Eingangsleistung unterscheidet sich gemäß Datenblatt des Herstellers je nach verwendeter Frequenz. Man kann die erwarteten linearen Kurven der beiden Kanäle erkennen, die aber leicht versetzt zueinander verlaufen. Dabei muss man beachten, dass die Eingangsleistung noch mit einem LNA um 15 dB verstärkt wird. Der Versatz kann durch die unterschiedliche Toleranz der verwendeten Bauteile entstehen. Solche Unterschiede in den Kanälen werden in der operationellen Hardware erfasst, gespeichert und über die digitale Signalverarbeitung herauskalibriert.
8.3 Diodendetektor
Dieses Konzept verzichtet auf eine logarithmische Auswertung und besitzt deshalb nur eine eingeschränkte Dynamik. Die verwendete Diode ist dieselbe wie die Mischerdiode, eine Silizium Schottky Diode. Realisiert ist die Schaltung auf dem Substrat des Empfängers mit logarithmischer Direktdetektion und zwar durch Auskopplung eines Signalanteils über einen Leitungskoppler. 8.37 zeigt die Position des Diodendetektors auf dem Substrat.
Der Diodendetektor besteht aus einer Diode, die das HF Signal in seine spektralen Anteile zerlegt. Diese beinhalten Gleichspannung und Harmonische der Grundfrequenz von 6 GHz. Der 10 pF Kondensator erdet dann die hochfrequenten Signale, so dass man am Ausgang nur noch DC-Spannung erhält. Der Kondensatorwert ist klein gewählt, so dass mögliche Resonanzschwingungen z. B. durch Bonddrahtinduktivitäten möglichst bei sehr hohen Frequenzen liegen und somit die Detektion nicht beeinträchtigen. 8.38 zeigt den Aufbau für eine Simulation. Das verwendete Simulationsverfahren ist Harmonic Balance, das zur Lösung nichtlinearer Schaltungen geeignet ist. Dabei muss man die Diode als SPICE Diode mit den Parametern aus dem Datenblatt einsetzen. Wenn man die beiden Kanäle vermisst, erhält man 8.39 mit der Seitenorientierung von 8.28. In beiden Kanälen sieht man eine gute Übereinstimmung der Verläufe der Kennlinien. Der für die Detektion verwendbare Bereich umfasst ungefähr 20 dB, welcher durch das Aussteuern der Diode im quadratischen Bereich vorgegeben ist. Außerdem besitzt dieser Aufbau eine Leistungsbeschränkung durch den LNA, der für Eingangsleistungen bis 10 dBm gemäß seinem Datenblatt ausgelegt ist. Niedrigere Leistungen kann man durch Verwendung von p-dotierten ZBD-Dioden, die geringeres 1/f-Rauschen besitzen als die verwendete Schottkydiode vom n-Typ, durch das „Vorspannen” der Diode und mittels einer größeren HF-Eingangsverstärkung mit z. B. zwei LNAs erreichen.
9 Kalibrierung und Demonstrator
9.1 Kalibrierung der Empfangskanäle
Die Kalibrierung der Empfangskanäle dient dazu, direkt am Eingang der beiden Hohlleiterfilter ein 6 GHz Signal einzuspeisen, um die hardwarebedingten Unterschiede in den einzelnen Empfangskanälen zu vermessen, die so gemessenen Leistungspegel zu speichern und im operationellen Betrieb mit Hilfe der digitalen Signalverarbeitung die Empfangspegel entsprechend zu korrigieren. 9.1 zeigt den Aufbau des Kalibrierkonzepts für die Empfangskanäle.
Die Kalibrierschaltung für die Empfangskanäle besteht aus einem VCO mit PLL (Phased locked loop) Schaltung, die bei 6 GHz einen Leistungspegel von 13 dBm erzeugt. Danach folgt ein SPDT-Schalter von der Firma Hittite. Dieser kann mittels einer schnellen Schaltlogik so eingestellt werden, dass er die VCO-Leistung entweder absumpft oder durchlässt. Mit Hilfe des Schalters werden die 5 μs Pulse des Elektronenstrahls nachgebildet und somit das Einschwingverhalten der Empfänger überprüft. Es folgt ein 3 dB-Leistungsteiler und anschließend pro Kanal jeweils zwei Dämpfungsglieder mit einer einstellbaren Dämpfung von maximal 36 dB. Zwischen den beiden Dämpfungsgliedern befindet sich noch ein frequenzabhängiges Dämpfungsglied mit einer Dämpfung von 1 dB bei 6 GHz. Mit diesem Dämpfungsglied lässt sich der Frequenzgang korrigieren. Anschließend werden die beiden HF-Signale über SMA-Kontakte herausgeführt. 9.2 zeigt den Pegelplan. Die messtechnische Untersuchung der Schaltung hat gezeigt, dass ein Dämpfungsglied ungefähr 4 bis 20 dB dämpft, je nachdem mit welcher Spannung es angesteuert wird. Damit liegt an den Ausgängen eine Leistung von –36 bis 0 dBm. Ein Dämpfungsglied in einer ADS Simulation zeigt 9.3. Es zeigt im Zentrum einen auf 6 GHz Mittenfrequenz und 3 dB Kopplung ausgelegten Lange-Koppler. Dieser kann in ADS nur in Mikrostreifenleitung simuliert werden, ist aber prinzipiell auch auf koplanarer Streifenleitungstechnik anwendbar. An seinem Koppel- und Durchgangstor befinden sich zwei Pindioden EH50101 der Firma Temex, die für die HF-Welle dahinter kurzgeschlossen sind. Die Bonddrähte werden dabei als „Ribbon” berücksichtigt. Jetzt hängt die Dämpfung am ursprünglich isolierten Port davon ab, welche Impedanz die Dioden haben. Diese wird mittels einer Spannungsquelle, über einen variablen Spannungsteiler eingestellt. Um eine unempfindlich rückwirkungsfreie Stromsteuerung der Dioden zu erzielen, befindet sich zwischen den einzelnen Pin-Dioden und der Spannungsquelle jeweils ein 10 kΩ-Widerstand. Die Masserückführungen, die mit einer Spule von der HF abgeblockt sind, befinden sich auf der anderen Seite des Kopplers. Simuliert man die Übertragung mit dem in ADS vorhandenen Pin-Diodenmodell erhält man 9.4. Dabei beginnt die Dämpfung in der idealen Simulation bei 0 dB. Das bedeutet, dass das Koppel- und Durchgangstor einen Kurzschluss besitzt und die Weiterführung am ursprünglich isolierten Tor ideal leitend ist. Wenn man jetzt die DC-Spannung erhöht, erhält man immer mehr Dämpfung, bis zu dem Zeitpunkt an dem die Dioden 50 Ohm besitzen und die Tore für die HF-Welle ideal abgesumpft sind. In der Simulation erhält man bei 12 V eine Dämpfung von –32 dB. Danach nimmt der Diodenwiderstand wieder ab und bei weiterer Erhöhung der DC-Spannung erhält man wieder für die HF-Welle Kurzschlussbedingung an den Dioden. Das Dämpfungsglied im Layout zeigt 9.5.
Die Masserückführung für die DC-Spannung ist für die linke Diode durch die rechte Spule gegeben. Für die rechte Diode wird hierbei nicht extra eine DC-Rückführung benötigt, da das frequenzabhängige Dämpfungsglied, das sich vor dieser Struktur befindet, diese automatisch zur Verfügung stellt. Deshalb ist es an dieser Stelle vorteilhaft, sich die gesamte Dämpfungsstruktur anzuschauen in 9.6. und 9.7. Wie bereits ausgeführt, befindet sich zwischen den beiden Dämpfungsgliedern ein zusätzliches frequenzabhängiges Dämpfungsglied, das zwei Masserückführungen der Diode zur Verfügung stellt und mit dem man den Frequenzgang korrigieren kann. 9.8 zeigt die Übertragung der Schaltung in Abhängigkeit von der DC-Spannungseinstellung für die Dämpfung. Diese entspricht der Übertragung von einem Dämpfungsglied mit dem Unterschied, dass jetzt doppelt so viel Dämpfung laut Simulation möglich ist. Vergleicht man dies jedoch mit der Messung unter Berücksichtigung des vorhandenen Spannungsteilers, der so eingestellt ist, dass er die Eingangsspannung halbiert, bemerkt man, dass in der Praxis nur halb so viel Dämpfung erzielt werden kann, da der 50 Ω-Umkehrpunkt bei etwa der halben Spannungseinstellung liegt und die Simulation bei 0 dB Dämpfung beginnt (9.9). Deshalb ist das Pin-Diodenmodell nicht exakt mit den praktischen Übertragungskurven der Dämpfungsglieder vereinbar. Aber das physikalische Verhalten bei Variierung einzelner Parameter lässt sich damit simulieren. Deshalb wird an dieser Stelle der Frequenzgang der Übertragung bei verschiedenen Spannungseinstellungen gezeigt (9.10). Man kann erkennen, dass die Dämpfung breitbandig durch Erhöhung der Spannung abnimmt. Dabei befindet sich das Koppelmaximum bei 6 GHz. Dies ermöglicht, dass bei dieser Frequenz die größte Dynamik vorherrscht. Falls die Koppelmitte in der Praxis nicht exakt getroffen wird, gibt es die Möglichkeit, durch Verkürzen der kurzgeschlossenen Stubs des Frequenzkorrekturglieds die Mittenfrequenz zu verschieben, gemäß (9.11). Die simulierten Übertragunsfunktionen sind in 9.12 dargestellt.
9.2 Demonstrator
Zur Validierung der Schaltungen ohne Elektronenstrahl wurde ein Demonstrator aufgebaut, der die physikalischen Verhältnisse am LINAC möglichst genau nachbilden soll. Dazu wird eine Resonatorkammer des Linacs verwendet und mittels Bohrungen Empfangssonden in die Driftröhre eingebracht (9.13). Dabei gelangt ausschließlich der Elektronenstrahl durch die in der Mitte befindliche Driftstrecke. Die HF-Welle wird dagegen über einen Koppelschlitz, der nicht in die Figur eingezeichnet ist, weitergeführt. Eine Einkopplung in die Driftröhre wird aufgrund der Grenzfrequenz für Rundhohlleiter verhindert:
Somit wird ausschließlich das E-Feld des Elektronenstrahls detektiert und man kann über die Empfangssignale auf dessen Lage zurückschließen. Gemäß Kapitel 3 3.1 besitzt das elektrische Feld des Elektronenstrahls einen TEM-Mode, der durch eine in der Mitte der Driftstrecke eingebrachte offene Semi-Rigid-Leitung nachbildet werden kann. Um Feldabstrahlung zu gewährleisten, wurde dabei der Aussenmantel am Ende der Semi-Rigid-Leitung abisoliert. Zur Überprüfung der Nachbildung der Elektronenstrahlsimulation mittels abisolierter Semi-Rigid-Leitung wird diese zuerst simulieret. Dabei wird die Anordnung entsprechend 9.14 verwendet.
Nachfolgend findet ein Vergleich mit der Elektronenstrahlsimulation in CST Particle Studio statt (9.15). Dabei werden die Signalunterschiede bei Strahllageabweichungen vom Driftrohrmittelpunkt miteinander verglichen. Somit entspricht die Nachbildung in der Simulation nicht exakt den Ergebnissen der CST Particle Simulation und ist für weitere Betrachtungen als gute Näherung verwendbar. Nachdem am Demonstrator die Koppelsonden eingebaut, der Empfänger mit Mischkonzept und externen Detektor (Kapitel 8.1.6) angeschlossen wurde, erfolgte seine messtechnische Charakterisierung. Die Stahlablagen vom Mittelpunkt können dabei grob über eine Schraube eingestellt werden. 9.16 zeigt die damit erzielten Messergebnisse. Man kann den linearen Verlauf erahnen, stößt jedoch durch die relativ bescheidene mechanische Verstellmöglichkeit sehr schnell an die Genauigkeitsgrenzen. Dem Verlauf der Kennlinien im Kreuzungspunkt kann man entnehmen, dass eine Strahlablage von 10 μm einer Spannungsdifferenz von ca. 1 mV entspricht. Es bestätigt bereits die Funktionalität des vorgeschlagenen Konzepts selbst mit dem ersten Messaufbau. Als nächsten Schritt sollte man die Messung nochmals wiederholen und als Referenzsystem einen Laser-Entfernungsmesser oder Glasmassstab einsetzen.
9.3 Kalibrierung Gesamtsystem
Ein weiterer entscheidender Vorteil dieses Aufbaus ist die Einbeziehung der Sonden in den Kalibriervorgang. Damit könnte man sämtliche Nichtlinearitäten und zwar einschließlich der Sonden bis zum Analog-Digitalwandler vor Beginn des operationellen Betriebs vermessen, die Unterschiede in den Kanälen in der digitalen Auswerteschaltung speichern und im operationellen Betrieb verrechnen. Aus diesem Grund wird an einer der Empfangssonden ein Signal bei 6 GHz eingespeist und dieses an den jeweils direkt benachbarten Sonden unter Berücksichtigung der Korrektur exakt gleich empfangen. 9.13 zeigt die Situation beim Kalibrieren. Die Simulationsergebnisse zeigt 9.17.
Problematisch ist, wie in der Grafik ersichtlich, die hohe Isolation von –40 dB, die beim Überkoppeln auf die Empfangssonden überwunden werden muss. Die Dämpfung ergibt sich aufgrund der Fehlanpassung. Diese ist aber durchaus erwünscht, damit dem Elektronenstrahl nicht zu viel Energie entzogen wird. Aus diesem Grund muss ein Sendesignal von 20 dBm bis mindestens –20 dBm erzeugt werden, um die gesamte Dynamik der Empfänger von ungefähr –20 bis –60 dBm abdecken zu können. Günstig ist hier der in 9.18 gezeigte Aufbau. Dabei wird der VCO aus der operationellen Empfangsschaltung mit einer Ausgangsleistung von 13 dBm eingesetzt. Im Unterschied zur operationellen Hardware wird die VCO Frequenz auf 6 GHz gelockt. Es folgen drei Dämpfungsglieder, die in der Praxis gemäß dem Kapitel 9.1 eine Dämpfung von –4 bis –20 dBm aufweisen. Nach den Dämpfungsgliedern kann man das Signal gut verstärken ohne, dass ein Gain Block einsetzt werden muss dessen Ausgangsleistung sehr hoch ist wie es bei einer Verstärkung vor den Dämpfungsgliedern der Fall wäre. Dabei würde eine sehr große Leistung auf der Schaltung umgesetzt werden, die Probleme hinsichtlich der Wärmeabführung, von Gehäuseresonanzen und der Technologie z. B. in den Dünnfilmwiderständen verursachen. Außerdem sollte man Verstärker nicht zu sehr in Sättigung betreiben, da sonst Oberwellen entstehen, die im heruntergemischten Empfangsbereich störende Signalanteile verursachen können. Für die Anwendung geeignet ist der Verstärker hmc 451 der Firma Hittite. Anschließend folgt ein SPDT-Schalter mit dem das Kalibrieren aller vier Kanäle ermöglicht wird.
10 Ausblick
Im Rahmen der Erfindung konnte die prinzipielle Funktion der vorgeschlagenen Konzepte nachgewiesen werden. Die Hochfrequenzschaltung des Empfängers wurde bis zur Serienreife entwickelt. Um einen kompletten Strahllagemonitor im operationellen Betrieb des Elektronen Linearbeschleunigers einsetzen zu können, sind weitere Entwicklungsschritte erforderlich. Im Einzelnen sind dies:

1. Weiterentwicklung der Einkoppelsonden, sodass diese stabil und vor allem vakuumdicht in der Driftröhre montiert werden können.
2. Weitere Verkleinerung des Hohlleiterfilters, z. B. als dielektrisches Filter oder Auswertung einer höheren Oberwelle
3. Entwicklung und Auflösung einer Leiterplatte für die Einzelkomponenten: logarithmischer Detektor, PLL, Mikrocontroller, ADC, Speicher, digitaler Bus, Spannungsversorgung. Erste Abschätzung der Größe ergibt: ca. 4 × 5 cm.
4. Entwicklung der Auswertealgorithmik. Hierzu ist es erforderlich eine Datenbank mit realen Messwerten zu generieren.
5. Erweiterung des Kalibriersystems, so dass eine Online Kalibrierung stattfinden kann.

Im Rahmen der Erfindung wurden innovative Konzepte zur Strahllagemessung in Elektronen-Linearbeschleunigern untersucht, bewertet und die erfolgversprechendsten entwickelt, gefertigt und anschließend vermessen. Als Vorgabe wurde unterstellt, dass eine Auskopplung des elektro-magnetischen Feldes zur Strahllagebestimmung in der Elektronendriftröhre erfolgt. Analysen des Feldverlaufs mit CST Particle Studio haben gezeigt, dass in den Driftröhren der Elektronenstrahl ein Feld im TEM-Mode besitzt. Die Auskopplung des TEM Feldes zur Strahllage erfolgt über 4 kapazitve Sonden, die jeweils um 90 Grad versetzt angeordnet sind. Als besonders vorteilhaft hat es sich herausgestellt, eine Oberwelle der Grundschwingung auszuwerten, da dann die Größe der Koppelsonden wesentlich kleiner ist als bei 3 GHz. Vorliegend wurden Empfangskonzepte bei 6 GHz untersucht. Die Ergebnisse lassen sich auch auf höhere Oberwellen übertragen.
Zur Auskopplung der gepulsten, elektromagnetischen Welle bei 6 GHz wurde ein Hohlleiterfilter mit Hilfe von CST Microwave Studio entwickelt, gebaut und vermessen. Bei der mit Luft gefüllten Version war das Messergebnis in Übereinstimmung mit der Simulation. Bei einer parallel untersuchten, mit Dielektrikum gefüllten Hohlleiterversion konnte ein leichter Frequenzversatz von 200 MHz gemessen werden, der auf Fertigungstoleranzen zurückzuführen ist. Bei der Analyse der Empfangskonzepte haben sich zwei Konzepte als besonders vorteilhaft herausgestellt: die Direktdetektion des 6 GHz Signals und die Detektion des herunter gemischten ZF-Signals z. B. bei 400 MHz mittels logarithmischer Detektoren. Die ebenfalls analysierte Summen- und Differenzbildung des HF-Signals zweier gegenüber liegender Kanäle hat sich aufgrund ihrer starken Abhängigkeit von Fertigungstoleranzen der Beschleunigungsröhre als ungeeignet für eine Serienfertigung herausgestellt. Bei der Direktdetektion wurde eine Dynamik des Empfängers von 65 dB und die Detektion eines minimalen Signalpegels von –68 dBm mit einem LNA erreicht. Die Schaltung des Mischkonzepts erreicht eine Signaldynamik von 63 dB und ermöglicht die Detektion von minimalen Signalpegeln bis zu –78 dBm. Im Rahmen des Mischkonzepts wurde ein kompakter, koplanarer Mischer mit hervorragender Isolation von ca. 40 dB zwischen LO und ZF-Tor und einem Konversionsverlust von ca. 7 dB entwickelt. Eine besondere Herausforderung bestand in der bestrahlungsfesten Ausführung der Hochfrequenzschaltung. Um dem zu entsprechen, wurde das in der Satellitentechnik bewährte Schaltungskonzept der koplanaren Leitungsführung auf Keramiksubstrat mit anschließender Integration ins Kovargehäuse realisiert. Kovar wurde gewählt, da es den gleichen Ausdehnungskoeffizienten wie Keramik besitzt. Dabei entstand eine äußerst kompakte (Abmaße: 48,5 × 24,5 × 6,65 mm), hermetisch dicht verschließbare Hochfrequenz-Baugruppe, die sämtliche HF-Bauteile beinhaltet und in beiden Empfangskonzepten keine zusätzlichen, externen HF-Kabel benötigt. Das Signalverarbeitungskonzept der DC-Spannungen aus den logarithmischen Detektoren basiert auf einer „Oversampling” Strategie. Hierbei wird der 5 μs Puls der Elektronenbündel 10-fach überabgetastet und so komplett rekonstruiert, um in einer nachgeschalteten digitalen Signalauswertung „state of the art” Algorithmik implementieren zu können. Analysen haben gezeigt, dass Ablagen des Elektronenstrahls von der Idealbahn mit dem Mischkonzept im Mikrometerbereich messbar sind, wenn die Bauteiltoleranzen der jeweiligen Kanäle gemessen und in der digitalen Signalverarbeitung korrigiert werden.
Erfindungsgemäß ist eine Abstandsmessvorrichtung mit einer Auswerteelektronik angegeben, die zumindest zwei Koppelsonden zur Auskopplung eines elektromagnetischen Feldes aus einer Leitungsstruktur aufweist, wobei die Leitungsstruktur eine Driftröhre eines Elektronen-Linearbeschleunigers umfasst und wobei die Koppelsonden über Wellenleiter mit je einem Hochfrequenz-Empfänger verbunden sind.
Erfindungsgemäß ist weiterhin ein Verfahren zur Bestimmung eines Abstands, insbesondere unter Verwendung der erfindungsgemäßen Abstandsmessvorrichtung, angegeben, wobei das Verfahren die Schritte aufweist: Bereitstellung einer Driftröhre, die einen Auskoppelbereich aufweist, wobei mindestens zwei gegenüberliegende Koppelsonden über Wellenleiter mit je einem HF-Empfänger verbunden sind, und Messung des Abstands der Koppelsonden zum Elektronenstrahl.
Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
Zweckmäßigerweise sind die Koppelsonden in einem 50 Ω System im Frequenzbereich der auszukoppelnden Welle angepasst und/oder besitzen einen geringen Koppelfaktor. Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung erfolgt die Kopplung zweckmäßigerweise kapazitiv, induktiv, und/oder über Schlitzleitung.
In zweckmäßiger Weiterbildung sind mindestens vier, zweckmäßigerweise um jeweils 90 Grad versetzte Koppelsonden vorgesehen, welche zweckmäßigerweise eingebaut sind.
Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung weist das auszukoppelnde Feld zweckmäßigerweise eine elektromagnetische Welle im TEM-Mode bei einer Frequenz im Bereich von 1 bis 10 GHz, zweckmäßigerweise in einem Bereich von 3 bis 6 GHz auf. Zweckmäßigerweise handelt es sich bei dem auszukoppelnden Feld vorzugsweise um eine elektromagnetische Welle im TEM-Mode bei einer Frequenz von 3 GHz oder einem Vielfachen davon.
Zweckmäßigerweise ist eine erste Komponente des Hochfrequenz-Empfängers ein schmalbandiges HF-Filter mit der Mittenfrequenz von 3 GHz oder Vielfachen davon. Das HF-Filter ist zweckmäßigerweise in Hohlleitertechnik mit oder ohne dielektrischer Füllung oder als dielektrisches Filter ausgeführt.
Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung umfasst der Hochfrequenz-Empfänger einen rauscharmen Verstärker, einen Mischer, einen Lokaloszillator, zweckmäßigerweise einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO bedeutet „voltage controlled oscillator”), ein schmalbandiges ZF-Filter, einen logarithmischen Detektor, einen Analog-Digitalwandler und eine digitale Signalverarbeitungselektronik.
Zweckmäßigerweise ist die Bandbreite des ZF-Filters von z. B. 10 MHz derart dimensonierbar, dass die Rekonstruktion der Einhüllenden des gepulsten Elektronenstrahls möglich ist.
Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung entspricht die Videobandbreite des Analog-Digitalwandlers mindestens der Bandbreite des ZF-Filters.
Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung kann zur Kalibrierung der Kanäle über jeweils einen Sende-Empfangsschalter zwischen Wellenleiter und HF-Filter ein Signal in die Driftröhre eingestrahlt werden, welches zweckmäßigerweise dieselbe Frequenz wie die auszukoppelnde Welle im operationellen Betrieb aufweist.
Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung kann die über eine Koppelsonde in die Driftröhre einkoppelbare Welle über die beiden direkt benachbarten, zweckmäßigerweise um + bzw. –90 Grad versetzten Koppelsonden empfangen werden.
Zweckmäßigerweise erfolgt die Messung des Abstands durch Differenzbildung der Amplitudenwerte der ausgekoppelten Signale zweier gegenüberliegender Sonden.
Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung erfolgt in einer Ebene die Positionsbestimmung mindestens durch Differenzbildung je zweier Signale in x und y.
Literatur

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[2] Krieger, Hanno; Strahlungsquellen für Technik und Medizin; Wiesbaden, Teubner; 2005
[3] Wille, Klaus; Physik der Teilchenbeschleuniger und Synchrotronstrahlungsquellen; Stuttgart, Teubner; 1996
[4] R. Lorenz, S. Sabah, H. J. Schreiber, H. Waldmann; Cavity-type Beam Position Monitors for the SASE FEL at the TESLA Test Facility; Westdeutscher Rundfunk, VI-TELEFILTER GmbH, DESY Zeuthen; 2003
[5] S. Martius; Skript Integrierte Mikrowellenschaltungen I; Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nurnberg; 2007/2008
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[11] C. Clemen; Skript Standardtiefpässe; Fachhochschule Augsburg; 1999/2000
[12] Analog Devices Datasheet; AD8310; http://www.analog.com/en/rfifcomponents/log-ampsdetectors/ad8310/products/product.html

11 Formelverzeichnis
Zusammenstellung der wichtigsten Formelzeichen, Naturkonstanten
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

- DIN-Kurzzeichen: PPSGF 40 [0055]

Claims

Abstandsmessvorrichtung mit einer Auswerteelektronik, die zumindest zwei Koppelsonden zur Auskopplung eines elektromagnetischen Feldes aus einer Leitungsstruktur aufweist, wobei die Leitungsstruktur eine Driftröhre eines Elektronen-Linearbeschleunigers umfasst und wobei die Koppelsonden über Wellenleiter mit je einem Hochfrequenz-Empfänger verbunden sind.
Abstandsmessvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Koppelsonden in einem 50 Ω System im Frequenzbereich der auszukoppelnden Welle angepasst sind, einen geringen Koppelfaktor besitzen und/oder die Kopplung vorzugsweise kapazitiv, induktiv und/oder über Schlitzkopplung erfolgt.
Abstandsmessvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch mindestens vier, um jeweils 90 Grad versetzt vorgesehene Koppelsonden.
Abstandsmessung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das auszukoppelnde Feld vorzugsweise eine elektromagnetische Welle im TEM-Mode bei einer Frequenz im Bereich von 1 bis 10 GHz, vorzugsweise in einem Bereich von 3 bis 6 GHz und vorzugsweise von 3 GHz oder einem Vielfachen davon aufweist.
Abstandsmessung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das auszukoppelnde Feld vorzugsweise eine elektromagnetische Welle im TEM-Mode bei einer Frequenz von 3 GHz oder einem Vielfachen davon aufweist.
Abstandmessvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass eine erste Komponente des Hochfrequenz-Empfängers ein schmalbandiges HF-Filter mit der Mittenfrequenz bei 3 GHz oder Vielfachen davon ist und vorzugsweise in Hohlleitertechnik mit oder ohne dielektrischer Füllung oder als dielektrisches Filter ausgeführt wird.
Abstandmessvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Hochfrequenz-Empfänger einen rauscharmen Verstärker, einen Mischer, einen Lokaloszillator, vorzugsweise einen VCO, ein schmalbandiges ZF-Filter, einen logarithmischen Detektor, einen Analog-Digitalwandler und eine digitale Signalverarbeitungselektronik umfasst.
Abstandmessvorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Bandbreite des ZF-Filters von z. B. 10 MHz derart dimensionierbar ist, dass die Rekonstruktion der Einhüllenden des gepulsten Elektronenstrahls möglich ist.
Abstandsmessvorrichtung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Videobandbreite des Analog-Digitalwandlers mindestens der Bandbreite des ZF-Filters entspricht.
Abstandsmessvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gezeichnet, dass zur Kalibrierung der Kanäle über jeweils einen Sende-Empfangsschalter zwischen Wellenleiter und HF-Filter ein Signal in die Driftröhre eingestrahlt werden kann, welches dieselbe Frequenz wie die auszukoppelnde Welle im operationellen Betrieb aufweist.
Abstandmessvorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die über eine Koppelsonde in die Driftröhre einkoppelbare Welle über die beiden direkt benachbarten, vorzugsweise um + bzw. –90 Grad versetzten, Koppelsonden empfangen werden kann.
Verfahren zur Bestimmung eines Abstands, insbesondere unter Verwendung einer Abstandsmessvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei das Verfahren die Schritte ausweist: a) Bereitstellung einer Driftröhre, die einen Auskoppelbereich aufweist, wobei mindestens zwei gegenüberliegende Koppelsonden über Wellenleiter mit je einem HF-Empfänger verbunden sind und b) Messung des Abstands der Koppelsonden zum Elektronenstrahl.
Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Messung des Abstands durch Differenzbildung der Amplitudenwerte der ausgekoppelten Signale zweier gegenüberliegender Sonden erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass in einer Ebene die Positionsbestimmung mindestens durch Differenzbildung je zweier Signale in x und y erfolgt.