EP2269081A1 - Detektoreinrichtung - Google Patents

Detektoreinrichtung

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Publication number
EP2269081A1
EP2269081A1 EP09721257A EP09721257A EP2269081A1 EP 2269081 A1 EP2269081 A1 EP 2269081A1 EP 09721257 A EP09721257 A EP 09721257A EP 09721257 A EP09721257 A EP 09721257A EP 2269081 A1 EP2269081 A1 EP 2269081A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
detector
output
input
diode
coupler
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP09721257A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Axel Hülsmann
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Original Assignee
Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV filed Critical Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Publication of EP2269081A1 publication Critical patent/EP2269081A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01RMEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R21/00Arrangements for measuring electric power or power factor
    • G01R21/10Arrangements for measuring electric power or power factor by using square-law characteristics of circuit elements, e.g. diodes, to measure power absorbed by loads of known impedance

Definitions

  • the invention relates to a detector device for high frequency signals in a frequency range, in particular a preferably broadband high frequency signal detector device or a preferably broadband radio frequency detector, with at least one detector input, at least one detector output and at least one detector diode and a method for power measurement of a high frequency signal in a frequency band.
  • Radio frequency is generally understood to mean frequencies above 3 MHz.
  • US Pat. No. 5,394,159 discloses a diode detector integrated in a stripline antenna, whereby the tuning and balancing of the detector are achieved by adapting the geometry of the patch antenna.
  • US Pat. No. 4,791,380 discloses a high frequency signal detector circuit formed by a pair of tuned diodes, the diodes being mounted on a common substrate which is heated by a temperature responsive feedback loop.
  • a diode is provided with a matching network at the input, wherein an optimal impedance matching typically only at a certain frequency is reached, so that outside of a narrow band frequency range, a part of the microwave power is reflected and thus there are false measurements, the through appropriate calibration can be compensated, but limits the scope.
  • a power detector with a larger detection range in which a first power detector is connected to a first branch and a second power detector to a second branch, wherein the first and the second power detector for different subregions of a dynamic range calibrated.
  • US 2006/0160501 A1 a tunable microwave device with self-tuning matching circuit is known, wherein a dynamic impedance matching network is set up to determine a mismatch at an input.
  • US 2005/0270123 A1 discloses an electronic phase reflector with improved phase shift properties, in which two varactor diodes are connected to a ground reference potential.
  • the invention has for its object to provide a detector device of the type mentioned, in which the power adjustment is improved at the detector input.
  • the detector input of the detector device is electrically connected to a first input of a branchline coupler, that the first detector diode between a first output of the branch line coupler and the detector output is arranged and that a second detector Diode is disposed between a second output of the branchline coupler and the detector output.
  • the detector diodes are each arranged in the forward direction between the respective output of the branchline coupler and the detector output, that is electrically connected in each case with their inputs to the respective outputs of the branchline coupler and with their outputs to the detector output.
  • a branchline coupler is generally understood to mean a four-pole coupler in which the fundamental wave is extinguished at the input gate with respect to a preselected frequency.
  • the detector output can have a single-pole or a multi-pole connection, at which the output voltage signals of the diodes can be tapped off separately or in combination. It is advantageous in the invention that the branchline coupler used for the power adaptation of the detector diodes results in a broadband power adaptation.
  • the branchline coupler used for the power adaptation of the detector diodes results in a broadband power adaptation.
  • Schottky detectors for broadband power measurement of electromagnetic radiation with excellent the linearity and responsiveness up to the THz range.
  • the invention is particularly suitable for use in imaging systems in the field of microwaves to THz waves, for THz spectroscopy, for radar, for radiometry and the power measurement of electromagnetic radiation in general, especially in micro, millimeter and sub-millimeter wave rich .
  • the detector device according to the invention is thus advantageously used for the detection of signals in the frequency range above 1 GHz, for example in the W band, 75-110 GHz, or above or in the D band, 110-170 GHz.
  • An embodiment of the invention can provide that the sum of the signal at the output side of the first detector diode and the signal at the output side of the second detector diode is provided at the detector output. This sum is preferably measured at the detector output as a voltage drop across a high-impedance resistor. This advantageously uses the phase shift of the output signals of the branchline coupler for additional smoothing and reduction of harmonics in the output signal of the detector device. The summation of the two signals can be done by separate digitization and subsequent addition. However, a particularly simple circuit construction results if the output sides of the first and second detector diode are electrically connected. connected together and performed together on the detector output.
  • An embodiment of the invention can provide that the frequency range is characterized at least by a center frequency and that the arms of the branchline coupler each have a length that is more than one-eighth and less than half the wavelength of the center frequency of the detector device, in particular about a quarter of the wavelength of the center frequency, deviations of which by ten percent still give an excellent power match at the detector input.
  • the center frequency is preferably determined by the arithmetic or geometric mean of the cutoff frequencies of the frequency range.
  • the frequency range is a contiguous portion of the frequency scale.
  • the broadband of the power adjustment can be increased by detuning the lengths of the arms of the branchline coupler, that is, differing from the value of a quarter of the wavelength of the center frequency m and differing by different amounts.
  • the arm of the branchline coupler between the first and the second input and / or the arm of the branchline coupler has an impedance value between the first and the second output, each between the half and is one and a half times the impedance value of the detector input side, in particular approximately equal to this.
  • both arms ie the arm of the input port and the arm of the output port, have the same impedance value whose value is equal to the impedance of the detector input side.
  • even with deviations of up to 10% and even up to 20% or more of This value still achieves very good broadband power matching properties.
  • the arm of the branchline coupler between the first input and the first output and / or the arm of the branchline coupler between the second input and the second output has an impedance value which more than is half of the impedance value and less than the impedance value of the detector input side, in particular approximately 70% of the impedance value of the detector input side.
  • the two mentioned arms are formed with equal impedance values and / or an impedance value of 1 / V2 times the impedance value of the detector input side is realized, with deviations of up to 10% and more still giving very good broadband power adjustments.
  • a second input of the Branchlme coupler from a voltage source preferably a DC voltage source
  • a voltage source preferably a DC voltage source
  • the input port of the coupler at which the fundamental wave of the input signal extinguishes at the branchlme coupler and which can be terminated with the line resistance, is used for coupling the bias voltage from the two detector diodes. Due to the fed-in bias voltage, the operating point of the detector diodes can advantageously be selected for optimal operation of the detector device.
  • the detector diodes When a negative bias voltage is applied, the detector diodes are each arranged in the reverse direction between the respective output of the branch line coupler and the detector output and can be operated, ie with their outputs with the respective output of the branch line coupler and with their inputs with the detector output electrically connected.
  • the detector diodes m with respect to the voltage source in the forward direction, ie with the input to the positive pole or with the output to the negative pole, switched, the case of any voltage source for the arrangement of the detector diodes as a Case is treated with positive voltage source.
  • a terminating resistor whose value is equal to the high-frequency line-wave resistance of the network on the output side to be provided at the second input of the branch-line coupler.
  • this resistor is arranged in series between a DC voltage source for the bias voltage of the detector diode and the second input of the Branchlme coupler, but depending on the dimensioning of the detector device and the area of application, no bias voltage may be necessary.
  • the transmission-side network is the network to which the detector input is connected.
  • Such an emitter-side network may include, for example, an antenna and / or an amplifier stage. Due to the matching resistor at the second input of the Branchlme coupler, the detector input for high frequencies is thus terminated with the characteristic impedance.
  • Improved matching of the detector diodes to the branch-coupler results when the electrical connection line between the first output of the branch-link coupler and the first detector diode and the electrical connection line between the second output of the branch-link coupler and each of the second detector diode has an impedance value greater than the impedance value of the detector input side and less than twice the impedance value of the detector.
  • Gate output side in particular approximately 1.4 times the impedance value of the detector input text, with very good matching characteristics even with a deviation of up to 10% or even up to 20% of the V2 times the impedance value of the Detector input side result.
  • the detector device has a compensation circuit, which is fed by the voltage source, that the compensation circuit has at least a third diode that the at least one third diode with the first detector diode and / or with the second detector diode is formed on a common chip and that the third diode is arranged in the forward direction between the voltage source and a compensation output.
  • the input of the third diode is thus connected to the voltage-carrying output of the voltage source, while the output of the third diode is electrically connected to the compensation output.
  • this third diode is formed by itself or with other diodes together so that the temperature behavior of the first and second detector diode is simulated individually or jointly.
  • the third diode is therefore usable as a compensation diode.
  • a particularly effective compensation of temperature-induced fluctuations in the properties of the first and second detector diode results when the compensation circuit has a fourth diode, when the fourth diode is connected in parallel to the third diode and when the first, second, third and fourth diode identical and formed on a common chip.
  • An identically constructed embodiment of the diodes is understood to be, in particular, an embodiment of the semiconducting transition regions m of the diodes which has the same surface area and / or the same geometry and / or material.
  • the fourth diode is thus as the third diode usable as a compensation diode.
  • a further smoothing of the output signal of the detector device results when a low-pass filter is arranged between the first and second detector diode and the detector output.
  • the low pass includes a resistor whose resistance is at least two orders of magnitude greater than the resistance of the terminating resistor at the second input of the Branchlme coupler and connected between the output of the detector diodes and ground.
  • the terminating resistor provided at the second end of the branch-line coupler has a negligible influence on the detector diodes and that an output voltage signal can be tapped off via the resistor of the low-pass filter.
  • a low-pass filter is arranged, which is formed equal to the low-pass filter at the detector output.
  • this low-pass filter has similar components in the same circuit as the low-pass filter at the detector output, the characteristics of the components of both low-pass filters being the same in each case.
  • the compensation circuit can simulate the temperature behavior of the detector diodes even better.
  • a resistor is arranged at the input of the compensation circuit whose resistance value is equal to the resistance value of the terminating resistor at the second input of the Branchlme coupler.
  • detector diodes are designed as Schottky diodes. This makes it possible to exploit the excellent linearity and responsiveness of the Schottky diodes for the broadband power measurement of electromagnetic radiation up to the THz range.
  • an evaluation unit is provided, with which the difference of the voltage signals at the detector output and at the compensation output can be determined and with which the power of the input signal applied to the detector input can be determined from the determined difference.
  • an evaluation unit is designed as a differential amplifier whose inputs are connected to the detector output and the compensation output.
  • a particularly compact design results when the differential amplifier is integrated, for example, on a chip is formed.
  • the voltage applied to the detector output video output voltage which is preferably as linearly dependent on the high-frequency Emgangs antique is measured for example by a low-pass filter integrated with either the entire circuit of thickness switch, input LNA and Schottky detector or from the input resistance and the input capacitance of an oscilloscope or otherwise realized.
  • the described circuit concept is ideally suited for imaging radiometer or radar systems in the millimeter or submillimeter wave frequency range, but also for THz waves. Such systems are needed, for example, for security-relevant security gates or in space for remote sensing.
  • a method for determining the power of an electromagnetic signal m in a frequency band is advantageously carried out, the signal m is fed to the detector input of a detector device according to the invention, the center frequency of the detector device within the frequency band and the voltage at the detector output of the detector device as a measure of the adjacent Signal power is determined.
  • the difference between the voltage at the detector output of the detector device and the voltage at a compensation output of the detector device is preferably determined as a measure of the applied signal power.
  • the compensation output of the detector device in this case provides a signal that simulates the temperature drift of the detector diodes, which are provided for determining the power of the injected signal.
  • Fig. 8 shows the reflection of the injected signal at the detector input in dependence on the power fed in
  • the detector 1 shows a detector device 1 for electrical or electromagnetic high-frequency signals in a frequency range, referred to below as input signals, wherein the high-frequency signals are coupled into a detector input 2.
  • the detector device 1 has a detector output 3, to which an output signal "Video Out” is applied, whose voltage level varies with the power of the coupled input signal "RFm”.
  • the detector device 1 has a first detector diode 4, or short first diode 4, and a second detector diode 5, or short second diode 5, both of which are designed as Schottky diodes.
  • a first input 6 of a Branchlme coupler 7 is electrically connected to the detector input connected, and it is the first detector diode 4 electrically connected with its input side to the first output 8 of the branchline coupler 7 and the second detector diode 5 with its input side to the second output 9 of the Branchlme coupler 7.
  • First detector diode 4 and second detector diode 5 are each arranged in the forward direction between the first output 8 and the second output 9 and the detector output 3.
  • the sum of the signal on the output side 11 of the first detector diode 4 and the signal on the output side 12 of the second detector diode 5 is thus provided at the detector output 3 and can be measured as a voltage drop across the resistor 29.
  • the output sides 11 and 12 of the first and second detector diodes 4 and 5 are connected to a node 27 and led together to the detector output 3.
  • the detector device 1 is designed to measure the power of a high-frequency input signal within a frequency range, wherein the frequency range is characterized by a center frequency.
  • the Branchlme coupler 7 is formed as a quadrupole circuit, wherein the poles 6, 8, 9 and 10 are respectively connected by arms 13, 14, 15 and 16 as shown. These arms 13, 14, 15 and 16 each have a length which is a quarter of the wavelength of the center frequency.
  • the arms 13 and 15, which connect the inputs 6 and 10 and the outputs 8 and 9, respectively designed so that they have an impedance value the is equal to the impedance value of the detector input side, that is the impedance value of the emgangs districten network.
  • this impedance value Z 0 is selected to be 50 ⁇ .
  • the arms 14 and 16, which each connect an input 6 and 10 to an output 8 and 9 of the branch-lme coupler 7, however, are detuned by the factor 1 / V2 against the impedance Zo of the emgangs districten network. These arms 14 and 16 are therefore designed to have an impedance value which, when rounded, is 0.7071 times the impedance Z 0 of the side-by-side network.
  • a voltage source 17 is connected, which is grounded at its other terminal. This voltage source 17 feeds a voltage V DC m to the second input 10 of the branch-line coupler 7.
  • a termination resistor 18 is provided for an RF-correct termination of the emitter-side network.
  • This termination resistor 18 has a resistance value Ro which is equal to the high-frequency line impedance or its real-value limit value for high frequencies of the input-side network.
  • the electrical connection lines between the detector diodes 4 and 5 and the outputs 8 and 9 of the branch line coupler 7 are designed such that they each have an impedance value in this case. which is V2 times, that is rounded, 1.414 times the impedance value Zo of the network on the side of the network.
  • a compensation circuit 21 is additionally provided which has two diodes 22 and 24 connected in parallel with each other, the direction of passage between the Voltage source 17 and a compensation output 23 are connected.
  • the diodes 4, 5, 22 and 24 are identical and arranged on a common chip. As a result, it is achieved that the diodes 22 and 24 accompany temperature fluctuations of the detector diodes 4 and 5.
  • a further smoothing of the signal results from a low-pass filter 34, which is connected in each case before the detector output 3, and which produces a capacitor Sator 30 and a resistor 29, which are each grounded with their free terminals.
  • the compensation circuit 21 likewise has a low pass 25 which is connected in front of the compensation output 23 and comprises a capacitor 33 and a resistor 32, the capacitance value C of the capacitor 33 being equal to the capacitance value of the capacitor 30 and the resistance value R of the resistor 32 is selected equal to the resistance value of the resistor 29, whereby a temperature drift on the diodes 22 and 24 m in the same manner at the compensation output 23 causes a fluctuation of the voltage signal V 2 as a temperature drift of the diodes 4 and 5 with respect to the voltage signal Vi at the detector output 3.
  • the compensation circuit has at its input an ohmic resistance 26 whose resistance value Ro is equal to the resistance value of the terminating resistor 18.
  • the circuit according to FIG. 2 has an impedance 31 between the isolating capacitor 28 and the first input 6 of the branch-length coupler 7, whose impedance value Z 0 is chosen to be equal to the impedance value of the network on the output side.
  • the dimensioning of the circuits according to the exemplary embodiments, in particular the dimensions of the impedance line elements, can be determined by known optimization algorithms. men to the desired detection frequency, so the Mittenfre ⁇ frequency, detection bandwidth, detection sensitivity and detection Lmeartician adapt.
  • this adaptation was carried out by way of example for a circuit according to FIG. 2 such that the detector device 1 is suitable for the D-band, ie the frequency range between 110 GHz and 170 GHz, the center frequency being the Arithmetic mean of the edge frequencies, ie 140 GHz.
  • FIG. 3 shows the input matching m as a function of the coupled-in radio frequency with a coupled power of -20 dBm, where 0 dBm corresponds to a power of 1 mW. Shown is the amount of signal S (1,1) reflected at input 2 in relation to the injected signal. It can be clearly seen that the reflected signal is lowered by about 20 dB from the input signal over the entire frequency range shown. For example, the attenuation at 130 GHz is -17.904 dB and at 150 GHz -19.444 dB. Outside In the range shown, the attenuation goes back to OdB, so the input signal is reflected.
  • an impedance of 50.172 + j 14.234 ⁇ and an attenuation factor of 0.141 with a phase of 81.220 ° at a frequency of 140 GHz, ie the center frequency, an impedance of 50.925 + j 9.377 ⁇ and a damping factor of 0.093 with a phase of 79.061 °, at a frequency of 155 GHz an impedance of 54.866 + j 5.479 ⁇ and a damping factor of 0.070 with a phase of 45.402 °.
  • FIG. 5 shows the profile of the output voltage signal Vi present at the detector output 3 or the compensation signal V 2 applied to the compensation output in the entire frequency range of the D band with a coupled power P 1n of -20 dBm, the numerical values on the ordinate being m volt are reading.
  • Fig. 6 shows the dependence of the difference signal Vi-V 2 with a coupled power of -20 dBm from the frequency of the input signal coupled.
  • the difference signal Vi-V 2 above the center frequency 140 GHz is constant to a good approximation, ie independent of the frequency of the input signal, the ordinate reading the differential voltage in millivolts.
  • FIG. 7 shows the dependence of the voltages V 1 and V 2 on the coupled power P 1n of the input signal at 140 GHz in a double logarithmic representation. It can be seen that the voltage signal V 2 is independent of the coupled-in power, since the diodes 22 and 24 do not detect this input signal, while the signal V 1 very well depends on the coupled power P 1n .
  • the dependence of the difference signal V 1 -V 2 on the power of the input signal P 1n can be very well approximated by a straight line.
  • the differential voltage is measured eg with A / D converter and digitally calculated or subtracted analog and evaluated with an A / D converter.
  • the A / D converters and analog or digital computers may be slow compared to the detected high frequency signals and are preferably manufactured using silicon technology.
  • FIG. 8 shows the dependence of the attenuation factor S (1,1) of the reflected input signal on the dependence on the coupled power P 1n of the input signal at the center frequency 140 GHz.
  • the attenuation in the entire power range between 0 and -40 dBm is consistently greater than -20 dB.
  • Fig. 9 shows the variation (30) of the attenuation factor S (1,1) with the coupled power P 1n m Smith representation, which in turn is based on the impedance of the emitter side network of 50 ⁇ , at the center frequency 140 GHz.
  • the damping factor S (1,1) in the power range shown varies imperceptibly at the center frequency.
  • the invention further relates to a high-frequency detector device with a detector circuit in which the input port of the Branchlme coupler, to which the fundamental wave of an input signal extinguishes, for coupling a bias voltage V DC of two Schottky diodes 4 and 5 used and RF technically the resistance R 0 of the line impedance Zo is completed.
  • the two phase-shifted outputs 8 and 9 of the Branchlme coupler 7 go via matching lines 19 and 20 to two detector diodes 4 and 5 and are again combined behind the diodes.
  • the combined signals are fed via a downstream low-pass filter 34 to the detector output 3.
  • a compensation circuit 21 has at least one additional diode 22, 24, which is identical in construction to the detector diodes 4 and 5.
  • the matching lines 19, 20 are detuned from the impedance value Zo to cause partial reflection of the power signal at the outputs 8 and 9 resulting in the described attenuation of the signal S (1,1) at the input 6.

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Abstract

Eine Hochfrequenz-Detektoreinrichtung (1) hat eine Detektor-Schaltung, bei der das Eingangstor des Branchline-Kopplers, an den sich die Fundamentalwelle eines Eingangssignals auslöscht, zur Einkopplung einer Vorspannung VDC von zwei Schottky-Dioden (4, 5) verwendet und HF-technisch mit einem Widerstand (Ro) einer Leitungsimpedanz (Zo) abgeschlossen ist. Die beiden phasenverschobenen Ausgänge (8, 9) des Branchline-Kopplers (7) gehen über Anpassleitungen (19, 20) auf zwei Detektor-Dioden (4, 5) und werden hinter den Detektor-Dioden (4, 5) wieder kombiniert. Die kombinierten Signale werden über einen nachgeschalteten Tiefpass (34) an den Detektorausgang (3) geführt. Eine Kompensationsschaltung (21) weist zur Kompensation der Temperaturdrift der Detektor-Dioden (4, 5) wenigstens eine zusätzliche Diode (22, 24) auf, die baugleich zu den Detektor-Dioden (4, 5) ist.

Description

Detektoreinrichtung
Die Erfindung betrifft eine Detektoreinrichtung für Hochfrequenzsignale in einem Frequenzbereich, insbesondere eine vorzugsweise breitbandige Hochfrequenzsignal-Detektoreinrichtung oder einen vorzugsweise breitbandigen Hochfrequenzdetektor, mit wenigstens einem Detektoreingang, wenigstens einem Detektorausgang und wenigstens einer Detektor-Diode sowie ein Verfahren zur Leistungsmessung eines Hochfrequenzsignals in einem Frequenzband.
Unter Hochfrequenz werden im Allgemeinen Frequenzen oberhalb 3 MHz verstanden.
Die Verwendung von Schottky-Dioden zur Mikrowellen-Leistungs- messung ist bekannt.
Beispielsweise zeigt die US 5 394 159 einen Dioden-Detektor, der in einer Streifenleiter-Antenne integriert ist, wobei Abstimmung und Abgleich des Detektors durch Anpassung der Geo- metrie der Patch Antenne erreicht werden.
Weiter ist aus der US 4 791 380 ein Detektor-Schaltkreis für Hochfrequenzsignale bekannt, der durch ein Paar abgestimmter Dioden geformt ist, wobei die Dioden auf ein gemeinsames Sub- strat aufgebracht sind, welches durch einen auf Temperatur reagierenden Rückkopplungskreis aufgeheizt wird.
Aus der US 4 000 472 ist ein Hüllkurven-Detektor bekannt, der einen Standard-Spannungsverdoppler-Hüllkurven-Detektor hat, dessen lxnearer Arbeitsbereich durch einen Ruhestrom vergrößert ist und bei dem der Spannungsvorsatz durch eine Temperatur- drift-Kompensation stabilisiert ist.
Je höher die Frequenz der zu detektierenden elektromagnetischen Welle ist, desto wichtiger wird eine gute Leistungsanpassung. Hierzu wird eine Diode mit einem Anpassnetzwerk am Eingang versehen, wobei eine optimale Impedanz-Anpassung dabei typischer- weise nur bei einer bestimmten Frequenz erreicht wird, so dass außerhalb eines schmalbandigen Frequenzbereichs ein Teil der Mikrowellenleistung reflektiert wird und es somit zu Fehlmessungen kommt, die durch entsprechende Kalibrierung kompensiert werden kann, aber den Einsatzbereich einschränkt.
Aus der US 4 873 484 ist ein Leistungssensor mit drei Schalt- zweigen, die einen gemeinsamen Knoten haben, bekannt, bei welchem Leistungsmessungen im Bereich 0 bis +30 dBm an einem Koaxialausgang und Leistungsmessungen im Bereich -50 dBm bis 0 dBm an einem anderen Koaxialausgang durchgeführt werden. Der Leistungssensor kann somit in einem erweiterten Leistungsbereich betrieben werden.
Aus der DE 102 95 964 T5 ist ein Leistungsdetektor mit größerem Erfassungsbereich bekannt, bei welchem ein erster Leistungs- detektor an einen ersten Zweig und ein zweiter Leistungsdetektor an einen zweiten Zweig angeschlossen ist, wobei der erste und der zweite Leistungsdetektor für unterschiedliche Unterbereiche eines dynamischen Bereichs kalibriert sind.
Aus der US 2006/0160501 A1 ist ein abstimmbares Mikrowellengerät mit selbstabstimmender Anpassungsschaltung bekannt, wobei ein dynamisches Impedanzanpassungsnetzwerk zur Bestimmung einer Fehlanpassung an einem Eingang eingerichtet ist. Aus der US 2005/0270123 A1 ist ein elektronischer Phasenreflektor mit verbesserten Phasenverschiebungseigenschaften bekannt, bei welchem zwei Varactor-Dioden mit einem Masse- Bezugspotential verbunden sind.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Detektoreinrichtung der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der die Leistungsanpassung am Detektoreingang verbessert ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass der Detektoreingang der Detektoreinrichtung mit einem ersten Eingang eines Branchline-Kopplers elektrisch verbunden ist, dass die erste Detektor-Diode zwischen einem ersten Ausgang des Branch- line-Kopplers und dem Detektorausgang angeordnet ist und dass eine zweite Detektor-Diode zwischen einem zweiten Ausgang des Branchline-Kopplers und dem Detektorausgang angeordnet ist. Vorzugsweise sind die Detektor-Dioden jeweils in Durchlassrichtung zwischen dem jeweiligen Ausgang des Branchline-Kopplers und dem Detektorausgang angeordnet, also jeweils mit ihren Eingängen mit dem betreffenden Ausgängen des Branchline-Kopplers und mit ihren Ausgängen mit dem Detektorausgang elektrisch verbunden. Unter einem Branchline-Koppler wird allgemein ein vierpoliger Koppler verstanden, bei dem sich am Eingangstor die Fundamentalwelle bezüglich einer vorgewählten Freguenz auslöscht. Der Detektorausgang kann einen einpoligen oder einen mehrpoligen Anschluss aufweisen, an dem die Ausgangs-Spannungs- signale der Dioden getrennt oder in Kombination abgreifbar sind. Von Vorteil ist bei der Erfindung, dass der zur Leis- tungsanpassung der Detektordioden zweckentfremdet eingesetzte Branchline-Koppler eine breitbandige Leistungsanpassung ergibt. Somit ist es möglich, Schottky-Detektoren zur breitbandigen Leistungsmessung elektromagnetischer Strahlung mit hervorragen- der Linearität und Responsibilität bis in den THz-Bereich zu nutzen. Die Erfindung eignet sich insbesondere zur Anwendung bei bildgebenden Systemen im Bereich der Mikrowellen bis THz- Wellen, zur THz-Spektroskopie , zum Radar, zur Radiometrie sowie der Leistungsmessung elektromagnetischer Strahlung allgemein, besonders in Mikro-, Millimeter- und Sub-Millimeterwellen-Be- reich .
Während die bekannten Vorrichtungen gemäß US 4 873 484, DE 102 95 964 T5, US 2006/0160501 A1 und US 2005/0270123 A1 auf die Erschließung eines erweiterten Leistungsbereichs gerichtet sind, stellt die Erfindung einen erweiterten Frequenzbereich für Leistungsmessungen bereit.
Die erfindungsgemäße Detektoreinrichtung ist somit vorteilhaft zur Detektion von Signale im Frequenzbereich oberhalb 1 GHz, beispielsweise im W-Band, 75-110 GHz, oder darüber oder im D- Band, 110-170 GHz, einsetzbar.
Eine Ausgestaltung der Erfindung kann vorsehen, dass am Detektorausgang die Summe des Signals an der Ausgangsseite der ersten Detektor-Diode und des Signals an der Ausgangsseite der zweiten Detektor-Diode bereitgestellt ist. Diese Summe wird am Detektorausgang vorzugsweise als Spannungsabfall über einem hochohmigen Widerstand gemessen. Hierdurch wird vorteilhaft die Phasenverschiebung der Ausgangssignale des Branchline-Kopplers zu einer zusätzlichen Glättung und Reduzierung von Oberwellen im Ausgangssignal der Detektoreinrichtung verwendet. Die Summation der beiden Signale kann durch getrennte Digitalisierung und anschließende Addition erfolgen. Em besonders einfacher Schaltungsaufbau ergibt sich jedoch, wenn die Ausgangsseiten der ersten und zweiten Detektor-Diode elekt- risch verbunden und gemeinsam auf dem Detektorausgang geführt sind.
Eine Ausgestaltung der Erfindung kann vorsehen, dass der Fre- quenzbereich wenigstens durch eine Mittenfrequenz charakterisiert ist und dass die Arme des Branchline-Kopplers jeweils eine Länge haben, die mehr als ein Achtel und weniger als die Hälfte der Wellenlänge der Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung beträgt, insbesondere ungefähr ein Viertel der Wellenlänge der Mittelfrequenz, wobei Abweichungen hiervon um zehn Prozent immer noch eine hervorragende Leistungsanpassung am Detektoreingang ergeben. Die Mittefrequenz ist vorzugsweise durch das arithmetische oder geometrische Mittel der Grenzfrequenzen des Frequenzbereichs bestimmt. Vorzugsweise ist der Frequenzbereich ein zusammenhängender Abschnitt der Frequenzskala.
Die Breitbandigkeit der Leistungsanpassung ist erhöhbar, indem die Längen der Arme des Branchline-Kopplers gegeneinander verstimmt werden, also von dem Wert eines Viertels der Wellen- länge der Mittenfrequenz m unterschiedliche Richtungen und um unterschiedliche Beträge abweichen.
Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass der Arm des Branchline-Kopplers zwischen dem ersten und dem zweiten Eingang und/oder der Arm des Branchline-Kopplers zwischen dem ersten und dem zweiten Ausgang einen Impedanzwert hat/haben, der jeweils zwischen der Hälfte und dem Eineinhalb- fachen des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite beträgt, insbesondere ungefähr dieser gleich ist. Vorzugsweise weisen beide Arme, also der Arm des Eingangstors und der Arm des Ausgangstors, denselbe Impedanzwert auf, deren Wert gleich der Impedanz der Detektor-Eingangsseite ist. Es sind jedoch auch bei Abweichungen von bis zu 10 % und sogar bis zu 20 % und mehr von diesem Wert noch sehr gute breitbandxge Leistungsanpassungsei- genschaften erreichbar.
Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass der Arm des Branchline-Kopplers zwischen dem ersten Eingang und dem ersten Ausgang und/oder der Arm des Branchline- Kopplers zwischen dem zweiten Eingang und dem zweiten Ausgang einen Impedanzwert hat/haben, der mehr als die Hälfte des Impedanzwerts und weniger als der Impedanzwert der Detektor-Ein- gangsseite beträgt, insbesondere ungefähr 70 % des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite. Vorzugsweise sind die beiden genannten Arme mit gleichen Impedanzwerten ausgebildet und/oder es ist ein Impedanzwert von dem 1/V2-fachen des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite realisiert, wobei Abweichungen von bis zu 10 % und mehr hiervon immer noch sehr gute breitbandige Leistungsanpassungen ergeben.
Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass ein zweiter Eingang des Branchlme-Kopplers von einer Spannungsquelle, vorzugsweise einer Gleichspannungsquelle, elektrisch gespeist ist. Somit wird das Eingangstor des Kopplers, an dem sich am Branchlme-Koppler die Fundamentalwelle des Eingangssignals auslöscht und der mit dem Leitungswiderstand abgeschlossen werden kann, zur Emkopplung der Vor- Spannung von den zwei Detektor-Dioden verwendet. Durch die eingespeiste Vorspannung ist der Arbeitspunkt der Detektor-Dioden für einen optimalen Betrieb der Detektoreinrichtung vorteilhaft wählbar. Bei Emspeisung einer negativen Vorspannung sind die Detektor-Dioden jeweils in Sperrrichtung zwischen dem jeweili- gen Ausgang des Branchlme-Kopplers und dem Detektorausgang angeordnet und betreibbar, also jeweils mit ihren Ausgängen mit dem betreffenden Ausgängen des Branchlme-Kopplers und mit ihren Eingängen mit dem Detektorausgang elektrisch verbunden. In jedem Fall sind die Detektor-Dioden m Bezug auf die Spannungsquelle in Durchlassrichtung, also mit dem Eingang zum positiven Pol bzw. mit dem Ausgang zum negativen Pol, geschal- tet, wobei der Fall keiner Spannungsquelle für die Anordnung der Detektor-Dioden wie ein Fall mit positiver Spannungsquelle behandelt wird.
Zur Verringerung der Reflektion am Detektoreingang kann vorge- sehen sein, dass an dem zweiten Eingang des Branchlme-Kopplers ein Abschlusswiderstand vorgesehen ist, dessen Wert gleich ist dem hochfrequenten Leitungswellenwiderstand des emgangsseiti- gen Netzwerks. Vorzugsweise ist dieser Widerstand zwischen einer Gleichsspannungsquelle für die Vorspannung der Detektor- Diode und dem zweiten Eingang des Branchlme-Kopplers in Reihe angeordnet, es kann jedoch auch je nach Dimensionierung der Detektoreinrichtung und nach Einsatzbereich keine Vorspannung nötig sein. Das emgangsseitige Netzwerk ist dasjenige Netzwerk, an dem der Detektoreingang angeschlossen ist. Em derar- tiges emgangsseitiges Netzwerk kann beispielsweise eine Antenne und/oder eine Verstärkerstufe umfassen. Durch den Anpassungswiderstand am zweiten Eingang des Branchlme-Kopplers ist somit der Detektoreingang für hohe Frequenzen mit dem Wellenwiderstand abgeschlossen.
Eine verbesserte Anpassung der Detektor-Dioden an den Branch- lme-Koppler ergibt sich, wenn die elektrische Verbindungsleitung zwischen dem ersten Ausgang des Branchlme-Kopplers und der ersten Detektor-Diode und die elektrische Verbmdungslei- tung zwischen dem zweiten Ausgang des Branchlme-Kopplers und der zweiten Detektor-Diode jeweils einen Impedanzwert haben, der größer ist als der Impedanzwert der Detektor-Eingangsseite und kleiner ist als das Doppelte des Impedanzwerts der Detek- tor-Emgangsseite, insbesondere ungefähr das 1,4-fache des Impedanzwerts der Detektor-Eingangssexte beträgt, wobei sich sehr gute Anpassungs-Eigenschaften auch bei einer Abweichung von bis zu 10 % oder sogar bis zu 20 % von dem V2-fachen des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite ergeben.
Zur Verbesserung des Arbeitsverhaltens, insbesondere zur Kompensation von Temperaturschwankungen, kann vorgesehen sein, dass die Detektoreinrichtung eine Kompensationsschaltung hat, die von der Spannungsquelle gespeist ist, dass die Kompensationsschaltung wenigstens eine dritte Diode hat, dass die wenigstens eine dritte Diode mit der ersten Detektor-Diode und/oder mit der zweiten Detektor-Diode auf einem gemeinsamen Chip ausgebildet ist und dass die dritte Diode in Durchlass- richtung zwischen der Spannungsquelle und einem Kompensationsausgang angeordnet ist. Der Eingang der dritten Diode ist also mit dem spannungsführenden Ausgang der Spannungsquelle verbunden, während der Ausgang der dritten Diode mit dem Kompensationsausgang elektrisch verbunden ist. Vorzugsweise ist diese dritte Diode für sich oder mit weiteren Dioden gemeinsam so ausgebildet, dass das Temperaturverhalten der ersten und zweiten Detektor-Diode einzeln oder gemeinsam nachgebildet wird. Die dritte Diode ist daher als Kompensations-Diode verwendbar.
Eine besonders effektive Kompensation von temperaturbedingten Schwankungen der Eigenschaften der ersten und zweiten Detektor- Diode ergibt sich, wenn die Kompensationsschaltung eine vierte Diode hat, wenn die vierte Diode parallel zu der dritten Diode geschaltet ist und wenn die erste, zweite, dritte und vierte Diode baugleich und auf einem gemeinsamen Chip ausgebildet sind. Hierdurch wird vorteilhaft erreicht, dass die dritte und vierte Diode auf dem gleichen Temperaturniveau wie die erste und zweite Detektor-Diode sind, wobei die Kompensationsschal- tung ein Temperaturverhalten zeigt, dass identisch ist zu dem Temperaturverhalten der ersten und zweiten Detektor-Diode. Unter einer baugleichen Ausgestaltung der Dioden wird insbesondere eine flächengleiche und/oder geometriegleiche und/oder ma- terialgleiche Ausgestaltung der halbleitenden Übergangsbereiche m den Dioden verstanden. Auch die vierte Diode ist somit wie die dritte Diode als Kompensations-Diode verwendbar.
Eine weitere Glättung des Ausgangssignals der Detektoreinrich- tung ergibt sich, wenn zwischen der ersten und zweiten Detektor-Diode und dem Detektorausgang ein Tiefpass angeordnet ist. Vorzugsweise umfasst der Tiefpass einen Widerstand, dessen Widerstandswert wenigstens zwei Größenordnungen größer ist als der Widerstandswert des Abschlusswiderstands am zweiten Eingang des Branchlme-Kopplers und der zwischen den Ausgang der Detektor-Dioden und Masse geschaltet ist. Hierdurch wird vorteilhaft erreicht, dass der zum emgangsseitigen Abschluss vorgesehene Abschlusswiderstand am zweiten Eingang des Branchlme-Kopplers einen vernachlässigbaren Einfluss auf die Detektor-Dioden hat und dass ein Ausgangsspannungssignal über dem Widerstand des Tiefpasses abgreifbar ist.
Bei einer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass zwischen der dritten und/oder der vierten Diode und dem Kompensationsausgang ein Tiefpass angeordnet ist, der gleich zu dem Tiefpass am Detektorausgang ausgebildet ist. Insbesondere weist dieser Tiefpass gleichartige Bauelemente in gleicher Ver- schaltung auf wie der Tiefpass am Detektorausgang, wobei die Kenngrößen der Bauelemente beider Tiefpässe jeweils gleich sind. Hierdurch wird vorteilhaft erreicht, dass die Kompensa- tionsschaltung das Temperaturverhalten der Detektor-Dioden noch besser nachbilden kann. Zur weiteren Verbesserung der Nachbildung in der Kompensationsschaltung kann vorgesehen sein, dass am Eingang der Kompensationsschaltung ein Widerstand angeordnet ist, dessen Widerstandswert gleich ist dem Widerstandswert des Abschlusswiderstandes am zweiten Eingang des Branchlme- Kopplers .
Besonders vorteilhafte Detektor-Eigenschaften ergeben sich bei der Erfindung, wenn die Detektor-Dioden als Schottky-Dioden ausgebildet sind. Hierdurch ist es möglich, die hervorragende Lmearität und Responsibilität der Schottky-Dioden zur breit- bandigen Leistungsmessung elektromagnetischer Strahlung bis in den THz-Bereich zu nutzen.
Die Integration von Schottky-Dioden wird erleichtert durch die Verwendung von Schottky-Dioden als Gatefinger eines Feldeffekt- Transistors (FET).
Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass eine Auswerteeinheit vorgesehen ist, mit der die Differenz der Spannungssignale am Detektorausgang und am Kompensations- ausgang ermittelbar ist und mit der aus der ermittelten Differenz die Leistung des am Detektoreingang anliegenden Eingangssignals bestimmbar ist. Vorzugsweise ist eine derartige Auswerteeinheit als Differenzverstärker ausgebildet, dessen Eingänge an dem Detektorausgang und dem Kompensationsausgang ange- schlössen sind.
Eine besonders kompakte Bauform ergibt sich, wenn der Differenzverstärker integriert, beispielsweise auf einem Chip, ausgebildet ist.
Da das Konzept auf Schaltungselementen beruht, die sich leicht m monolithisch integrierten Mikro-, Millimeter- und Submilli- meterwellen-Schaltungen (sogenannten MMICs) realisieren lassen, können komplette Empfangssysteme als Em-Chip-Lösung realisiert werden. Die Arme des Branchlme-Kopplers und/oder die elektrischen Verbindungsleitungen sind beispielsweise durch Mikro- Streifenleiter oder koplanare Wellenleiter realisierbar, deren Geometrie jeweils die erforderlichen Impedanzwerte ergibt. Hierdurch sinkt der Platz- und Gewichtsbedarf von Komplett- Systemen erheblich. Insbesondere kann ein derartiger Detektor- MMIC aus rauscharmen Eingangsverstärkern, sogenannten Low Noise Amplifiers oder LNAs, und Schottky-Detektoren integriert werden und damit die reduzierte Detektions-Qualität der gegebenenfalls vorhandenen FET-Schottky-Kontakte kompensieren. Die am Detektorausgang anliegende Video-Ausgangsspannung, die vorzugsweise möglichst linear abhängig zur Hochfrequenz-Emgangsleistung ist, wird beispielsweise durch einen Tiefpass gemessen, der entweder mit der gesamten Schaltung aus Dicke-Schalter, Eingangs-LNA und Schottky-Detektor integriert oder aus dem Eingangswiderstand und der Eingangskapazität eines Oszilloskops oder auf andere Weise realisiert ist.
Durch die Integrationsmöglichkeit eignet sich das beschriebene Schaltungskonzept hervorragend für bildgebende Radiometer- oder Radar-Systeme im Millimeter- oder Submillimeterwellen-Frequenz- bereich, aber auch für THz-Wellen. Solche Systeme werden beispielsweise für sicherheitsrelevante Personenschleusen oder in der Raumfahrt zur Fernerkundung benötigt.
Mit Erfindung einer Detektoreinrichtung ist vorteilhaft ein Verfahren zur Leistungsbestimmung eines elektromagnetischen Signals m einem Frequenzband durchführbar, wobei das Signal m dem Detektoreingang einer erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung eingespeist wird, die Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung innerhalb des Frequenzbands liegt und die Spannung am Detektorausgang der Detektoreinrichtung als Maß für die anliegende Signalleistung bestimmt wird. Vorzugsweise wird bei dem Verfahren die Differenz der Spannung am Detektorausgang der Detektoreinrichtung und der Spannung an einem Kompensationsausgang der Detektoreinrichtung als Maß für die anliegende Signalleistung bestimmt. Der Kompensationsausgang der Detektoreinrichtung stellt hierbei ein Signal bereit, das die Temperaturdrift der Detektordioden, die zur Leistungsbestimmung des eingespeisten Signals vorgesehen sind, nachbildet.
Die Erfindung wird nun anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert, ist aber nicht auf diese Ausführungsbeispiele beschränkt. Weitere Ausführungsbeispiele können durch Kombination mit Merkmalen aus den Unteransprüchen und/oder durch Hinzunahme von Fachwissen gebildet werden.
Es zeigt:
Fig. 1 das Prmzipschaltbild einer erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung,
Fig. 2 das Prmzipschaltbild einer weiteren erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung mit Kompensationsschaltung,
Fig. 3 die Reflexion des eingespeisten Signals m Abhängig- keit von der Frequenz bei einer erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung,
Fig. 4 die Reflexion des eingespeisten Signals am Detektoreingang bei einer erfindungsgemäßen Detektoremrich- tung in Smith-Darstellung,
Fig. 5 die Abhängigkeit des Spannungssignals am Detektorausgang von der Frequenz des eingespeisten Signals, Fig. 6 eine Darstellung der Spannungsdiffernz aus Fig. 5,
Fig. 7 die Abhängigkeit der Ausgangssignale von der einge- speisten Leistung,
Fig. 8 die Reflexion des eingespeisten Signals am Detektoreingang in Abhängigkeit von der eingespeisten Leistung und
Fig. 9 die Abhängigkeit des reflektierten Signals am Detektoreingang von der eingespeisten Signalleistung m Smith-Darstellung.
Fig. 1 zeigt eine Detektoreinrichtung 1 für elektrische bzw. elektromagnetische Hochfrequenzsignale in einem Frequenzbereich, im folgenden Eingangssignale genannt, wobei die Hochfrequenzsignale in einen Detektoreingang 2 eingekoppelt wird. Die Detektoreinrichtung 1 weist einen Detektorausgang 3 auf, an dem ein Ausgangssignal „Video Out" anliegt, dessen Spannungspegel mit der Leistung des eingekoppelten Eingangssignals „RFm" variiert .
Zur Erzeugung dieses Ausgangssignals weist die Detektoremrich- tung 1 eine erste Detektor-Diode 4, oder kurz erste Diode 4, und eine zweite Detektor-Diode 5, oder kurz zweite Diode 5, auf, die beide als Schottky-Dioden ausgebildet sind.
Zur Anpassung der Detektoreinrichtung 1 an ein m Fig. 1 nicht weiter dargestelltes, an den Detektoreingang 2 angeschlossenes Netzwerk, über welches die Eingangssignale m die Detektoreinrichtung 1 eingekoppelt werden, ist ein erster Eingang 6 eines Branchlme-Kopplers 7 elektrisch mit dem Detektoreingang 2 verbunden, und es ist die erste Detektor-Diode 4 mit ihrer Eingangsseite mit dem ersten Ausgang 8 des Branchline-Kopplers 7 elektrisch verbunden und die zweite Detektor-Diode 5 mit ihrer Eingangsseite mit dem zweiten Ausgang 9 des Branchlme-Kopplers 7. An den Ausgängen 8 und 9 des Branchlme-Kopplers 7, an dem die gegeneinander um 90° phasenverschobenen, m ihrer Leistung etwa hälftig aufgeteilten Eingangssignale anliegen, ist daher jeweils eine Detektor-Diode 4 bzw. 5 angeschlossen, die m Abhängigkeit von der eingehenden Leistung ein Signal erzeugt. Eine Abweichung von der hälftigen Aufteilung ist für die Funktion der Schaltung insbesondere bei Verwendung von Schottky-Dioden hinnehmbar. Erste Detektor-Diode 4 und zweite Detektor-Diode 5 sind jeweils in Durchlassrichtung zwischen dem ersten Ausgang 8 bzw. dem zweiten Ausgang 9 und dem Detektor- ausgang 3 angeordnet .
An dem Detektorausgang 3 ist somit die Summe des Signals an der Ausgangsseite 11 der ersten Detektor-Diode 4 und des Signals an der Ausgangsseite 12 der zweiten Detektor-Diode 5 be- reitgestellt und als Spannungsabfall über dem Widerstand 29 messbar. Hierzu sind die Ausgangsseiten 11 und 12 der ersten und zweiten Detektor-Dioden 4 und 5 an einem Knoten 27 verbunden und gemeinsam auf den Detektorausgang 3 geführt.
Die Detektoreinrichtung 1 ist zur Leistungsmessung eines hochfrequenten Emgangssignals innerhalb eines Frequenzbereiches ausgebildet, wobei der Frequenzbereich durch eine Mittenfrequenz charakterisiert ist. Der Branchlme-Koppler 7 ist als Vierpol-Schaltung ausgebildet, wobei die Pole 6, 8, 9 und 10 jeweils wie gezeigt durch Arme 13, 14, 15 und 16 verbunden sind. Diese Arme 13, 14, 15 und 16 weisen jeweils eine Länge auf, die ein Viertel der Wellenlänge der Mittenfrequenz beträgt . Um eine möglichst breitbandige Ankopplung des Branchline- Kopplers 7 an den Detektoreingang 2 zu erreichen, sind die Arme 13 und 15, welche die Eingänge 6 und 10 bzw. die Ausgänge 8 und 9 verbinden, jeweils so ausgestaltet, dass sie einen Impedanzwert aufweisen, der gleich dem Impedanzwert der Detektor-Eingangsseite, also dem Impedanzwert des emgangsseitigen Netzwerks, ist. Im Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 ist dieser Impedanzwert Z0 zu 50 Ω gewählt. Die Arme 14 und 16, die jeweils einen Eingang 6 und 10 mit einem Ausgang 8 und 9 des Branch- lme-Kopplers 7 verbinden, sind dagegen um den Faktor 1/V2 gegen die Impedanz Zo des emgangsseitigen Netzwerks verstimmt. Diese Arme 14 und 16 sind daher so ausgestaltet, dass sie einen Impedanzwert haben, der gerundet das 0,7071 -fache der Impedanz Z0 des emgangsseitigen Netzwerks beträgt.
Durch Optimierung der Abweichung von den m Fig. 1 angegebenen Werten kann eine höhere Breitbandigkeit der Anpassung erzielt werden, wobei vorzugsweise der Arm 13 gleich zu dem Arm 15 und der Arm 14 gleich zu dem Arm 16 ausgebildet bleibt.
Zur Einstellung des Arbeitspunktes der Dioden 4 und 5 ist an dem zweiten Eingang 10 des Branchlme-Kopplers 7, an welchem sich die erste Fundamentalwelle bei der Mittenfrequenz des Em- gangssignals aufgrund der Längengestaltung der Arme 13, 14, 15 und 16 idealer Weise auslöscht, eine Spannungsquelle 17 angeschlossen, die mit ihrem anderen Anschluss auf Masse gelegt ist. Diese Spannungsquelle 17 speist eine Spannung VDC m den zweiten Eingang 10 des Branchlme-Kopplers 7 ein.
Für einen HF-richtigen Abschluss des emgangsseitigen Netzwerks ist zwischen dem spannungsführenden Anschluss der Spannungsquelle 17 und dem zweiten Eingang 10 des Branchlme-Kopplers zusätzlich ein Abschlusswiderstand 18 vorgesehen. Dieser Ab- schlusswiderstand 18 weist einen Widerstandswert Ro auf, der gleich dem hochfrequenten Leitungswellenwiderstand bzw. dessen reellwertigen Grenzwert für hohe Frequenzen, des eingangsseiti- gen Netzwerks ist.
Zur Anpassung der Detektor-Dioden 4 und 5 der Detektoreinrichtung 1 sind die elektrischen Verbmdungsleitungen zwischen den Detektor-Dioden 4 und 5 und den Ausgängen 8 und 9 des Branch- line-Kopplers 7 so ausgestaltet, dass sie m diesem Fall jeweils einen Impedanzwert aufweisen, der das V2-fache, also gerundet das 1,414-fache des Impedanzwertes Zo des emgangsseiti- gen Netzwerks haben.
Zur Kompensation einer Temperaturdrift der Detektor-Dioden 4 und 5 bei Betrieb der Detektoreinrichtung 1 ist nach dem Aus- führungsbeispiel gemäß Fig. 2 zusätzlich eine Kompensations- schaltung 21 vorgesehen, die zwei zueinander parallel geschaltete Dioden 22 und 24 hat, die m Durchlassrichtung zwischen der Spannungsquelle 17 und einem Kompensationsausgang 23 geschaltet sind. Die Dioden 4, 5, 22 und 24 sind identisch ausgebildet und auf einem gemeinsamen Chip angeordnet. Hierdurch wird erreicht, dass die Dioden 22 und 24 Temperaturschwankungen der Detektor-Dioden 4 und 5 mitvollziehen.
Bei den Ausführungsbeispielen gemäß Fig. 1 und Fig. 2 werden die an den Ausgangsseiten 11 und 12 der Detektor-Dioden 4 und 5 anliegenden Signale, die wegen der Längenabmessung der Arme 13, 14, 15 und 16 des Branchlme-Kopplers 7 gegeneinander um 90° phasenverschoben sind, an einem Knoten 27 zusammengeführt, wodurch sich eine Glättung des Signals ergibt. Eine weitere Glättung des Signals ergibt sich durch einen jeweils vor dem Detektorausgang 3 geschalteten Tiefpass 34, der einen Konden- sator 30 und einen Widerstand 29 aufweist, die mit ihren freien Anschlüssen jeweils auf Masse gelegt sind.
Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 weist die Kompensati- onsschaltung 21 ebenfalls einen Tiefpasse 25 auf, der vor den Kompensationsausgang 23 geschaltet ist und einen Kondensator 33 und einen Widerstand 32 umfasst, wobei der Kapazitätswert C des Kondensators 33 gleich dem Kapazitätswert des Kondensators 30 und der Widerstandswert R des Widerstands 32 gleich dem Wider- standswert des Widerstands 29 gewählt sind, wodurch eine Temperaturdrift an den Dioden 22 und 24 m gleicher Weise am Kompensationsausgang 23 eine Schwankung des Spannungssignals V2 bewirkt wie eine Temperaturdrift der Dioden 4 und 5 bezüglich des Spannungssignals Vi am Detektorausgang 3. Zusätzlich weist die Kompensationsschaltung an ihrem Eingang einen Ohmschen Widerstand 26 auf, dessen Widerstandswert Ro gleich dem Widerstandswert des Abschlusswiderstands 18 ist.
Zur Abtrennung des durch die Spannungsquelle 17 bereitgestell- ten Gleichspannungspegels VDC, der eine Vorspannung für die Dioden 4 und 5 beziehungsweise 22 und 24 darstellt, ist m den Ausführungsbeispielen gemäß Fig. 1 und 2 jeweils ein Trennkondensator 28 am Detektoreingang vorgesehen, dessen Kapazitätswert durch C1n gegeben ist.
Zusätzlich weist die Schaltung gemäß Fig. 2 zwischen dem Trennkondensator 28 und dem ersten Eingang 6 des Branchlme-Kopplers 7 eine Impedanz 31 auf, deren Impedanzwert Z0 gleich dem Impedanzwert des emgangsseitigen Netzwerks gewählt ist.
Die Dimensionierung der Schaltungen nach den Ausführungsbeispielen, insbesondere die Dimensionierungen der Impedanzlei- tungselemente, lassen sich durch bekannte Optimierungsalgorith- men an die gewünschte Detektions-Frequenz , also die Mittenfre¬ quenz, Detektions-Bandbreite, Detektions-Empfmdlichkeit und Detektions-Lmearität anpassen.
Zur Demonstration der neuartigen, vorteilhaften Eigenschaften der erfindungsgemäßen Schaltung wurde diese Anpassung beispielhaft für eine Schaltung gemäß Fig. 2 derart durchgeführt, dass die Detektoreinrichtung 1 an das D-Band, also dem Frequenzbereich zwischen 110 GHz und 170 GHz geeignet ist, wobei die Mittenfrequenz das arithmetische Mittel der Randfrequenzen, also 140 GHz, beträgt. Es ergaben sich nach einer Optimierung hier die folgenden Werte: C1n = 87 fF, Zo = 50 Ω, Impedanzwert der Arme 13 und 15 jeweils 50 Ω, Impedanzwert der Arme 14 und 16 jeweils 30 Ω, Impedanzwert der elektrischen Verbmdungslei- tungen 19 und 20 jeweils 70 Ω, R = 1 MΩ, C = 14 pF, R0 = 37 Ω, VDZ = 0,6 V, Länge der Arme 13 und 15 = 200 μm, Länge der Arme 14 und 16 = 96 μm, Länge der elektrischen Verbmdungsleitungen 19 und 20 = 160 μm. Insbesondere die Länge und der Impedanzwert der Impedanz 31 in Fig. 2 wird von der zur Berechnung der Figu- ren 3 bis 8 verwendeten Simulationssoftware bestimmt.
Die Eigenschaften der so dimensionierten Detektoreinrichtung 1 gemäß Fig. 2 zeigen die Fig. 3 bis 8.
Fig. 3 zeigt die Eingangsanpassung m Abhängigkeit von der eingekoppelten Hochfrequenz bei einer eingekoppelten Leistung von -20 dBm, wobei 0 dBm einer Leistung von 1 mW entsprechen. Dargestellt ist der Betrag des am Eingang 2 reflektierten Signals S (1,1) in Relation zum eingekoppelten Signal. Es ist deutlich ersichtlich, dass das reflektierte Signal gegenüber dem Eingangssignal im gesamten dargestellten Frequenzbereich um ungefähr 20 dB abgesenkt ist. Beispielsweise beträgt die Dämpfung bei 130 GHz -17,904 dB und bei 150 GHz -19,444 dB. Außerhalb des dargestellten Bereichs geht die Dämpfung auf OdB zurück, es wird also das Eingangssignal reflektiert.
Fig. 4 zeigt die Veränderlichkeit des komplexen Dämpfungsfak- tors S (1,1) des reflektierten Eingangssignals (40) m Abhängigkeit von der Frequenz m einem Smith-Diagramm, welches durch eine Möbius-Transformation aus der entsprechenden komplexen Halbebene gewonnen ist. Die Darstellung ist auf dem Impedanzwert 50 Ω des emgangsseitigen Netzwerks bezogen. Ersichtlich variieren Betrag und Phase des Dämpfungsfaktors im gesamten Frequenzbereich nur geringfügig in der Größenordnung von höchstens 15%. Beispielsweise ergibt sich bei 125 GHz eine Impedanz von 50,172 + j 14,234 Ω und ein Dämpfungsfaktor von 0,141 mit einer Phase von 81,220°, bei einer Frequenz von 140 GHz, also der Mittenfrequenz, eine Impedanz von 50,925 + j 9,377 Ω und ein Dämpfungsfaktor von 0,093 mit einer Phase von 79,061°, bei einer Frequenz von 155 GHz eine Impedanz von 54,866 + j 5,479 Ω und ein Dämpfungsfaktor von 0,070 mit einer Phase von 45,402°.
Fig. 5 zeigt den Verlauf des am Detektorausgang 3 anliegenden Ausgangsspannungs-Signals Vi beziehungsweise des am Kompensationsausgang anliegenden Kompensationssignals V2 im gesamtem Frequenzbereich des D-Bands bei einer eingekoppelten Leistung P1n von -20 dBm, wobei die Zahlenwerte auf der Ordinate m Volt zu lesen sind.
Fig. 6 zeigt die Abhängigkeit des Differenzsignals Vi-V2 bei einer eingekoppelten Leistung von -20 dBm von der Frequenz des eingekoppelten Eingangssignals. Wie aus der Darstellung er- sichtlich ist, ist das Differenzsignal Vi-V2 oberhalb der Mittenfrequenz 140 GHz m guter Näherung konstant, also unabhängig von der Frequenz des Eingangssignals, wobei auf der Ordinate die Differenzspannung in Millivolt zu lesen ist. Fig. 7 zeigt die Abhängigkeit der Spannungen V1 und V2 von der eingekoppelten Leistung P1n des Eingangssignals bei 140 GHz in doppelt logarithmischer Darstellung. Ersichtlich ist das Span- nungssignal V2 unabhängig von der eingekoppelten Leistung, da die Dioden 22 und 24 dieses Eingangssignals nicht detektieren, während das Signal V1 sehr wohl von der eingekoppelten Leistung P1n abhängt. In der logarithmischen Darstellung kann die Abhängigkeit des Differenzsignals V1 - V2 von der Leistung des Em- gangssignals P1n sehr gut durch eine Gerade genähert werden. Die Differenzspannung wird z.B. mit A/D-Wandler gemessen und digital verrechnet oder analog subtrahiert und mit einem A/D-Wandler ausgewertet. Die A/D-Wandler und Analog- oder Digital-Rech- ner können im Vergleich zu den detektierten Hochfrequenzsigna- len langsam sein und werden vorzugsweise m Siliziumtechnologie hergestellt.
Fig. 8 zeigt die Abhängigkeit des Dämpfungsfaktors S (1,1) des reflektierten Eingangssignals m Abhängigkeit von der einge- koppelten Leistung P1n des Eingangssignals bei der Mittenfrequenz 140 GHz. Ersichtlich ist hier die Dämpfung im gesamten Leistungsbereich zwischen 0 und -40 dBm durchgängig stärker als -20 dB.
Fig. 9 zeigt die Variation (30) des Dämpfungsfaktors S (1,1) mit der eingekoppelten Leistung P1n m Smith-Darstellung, die wiederum bezogen ist auf die Impedanz des emgangsseitigen Netzwerks von 50 Ω, bei der Mittenfrequenz 140 GHz. Wie das Diagramm belegt, variiert der Dämpfungsfaktor S (1,1) im darge- stellten Leistungsbereich bei der Mittenfrequenz nicht wahrnehmbar. Die Erfindung betrifft weiter eine Hochfrequenz-Detektoreinrichtung mit einer Detektorschaltung, bei der das Eingangstor des Branchlme-Kopplers , an den sich die Fundamentalwelle eines Eingangssignals auslöscht, zur Einkopplung einer Vorspannung VDC von zwei Schottky-Dioden 4 und 5 verwendet und HF-technisch mit dem Widerstand R0 der Leitungsimpedanz Zo abgeschlossen ist. Die beiden phasenverschobenen Ausgänge 8 und 9 des Branchlme- Kopplers 7 gehen über Anpassleitungen 19 und 20 auf zwei Detektor-Dioden 4 und 5 und werden hinter den Dioden wieder kombi- niert. Die kombinierten Signale werden über einen nachgeschalteten Tiefpass 34 an den Detektorausgang 3 geführt. Eine Kom- pensationsschaltung 21 weist zur Kompensation der Temperaturdrift der Detektor-Dioden 4 und 5 wenigstens eine zusätzliche Diode 22, 24 auf, die baugleich zu den Detektor-Dioden 4 und 5 ist. Die Anpassleitungen 19, 20 sind gegenüber dem Impedanzwert Zo verstimmt, um eine teilweise Reflexion des Leistungssignals an den Ausgängen 8 und 9 zu bewirken, die zu der beschriebenen Dämpfung des Signals S (1,1) am Eingang 6 führt.
/Ansprüche

Claims

Ansprüche
1. Detektoreinrichtung (1) für Hochfrequenzsignale in einem Frequenzbereich, mit wenigstens einem Detektoreingang (2), wenigstens einem Detektorausgang (3) und einer ersten Detektor-Diode (4), dadurch gekennzeichnet, dass eine zweite Detektor-Diode (5) vorgesehen ist, dass der Detektorein¬ gang (2) mit einem ersten Eingang (6) eines Branchline- Kopplers (7) elektrisch verbunden ist, dass die erste De- tektor-Diode (4) zwischen einem ersten Ausgang (8) des Branchlme-Kopplers (7) und dem Detektorausgang (3) angeordnet ist und dass die zweite Detektor-Diode (5) zwischen einem zweiten Ausgang (9) des Branchlme-Kopplers (7) und dem Detektorausgang (3) angeordnet ist.
2. Detektoreinrichtung (1) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass am Detektorausgang (3) die Summe des Signals an der Ausgangsseite (11) der ersten Detektor- Diode (4) und des Signals an der Ausgangseite (12) der zweiten Detektor-Diode (5) bereitgestellt ist.
3. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsseiten (11, 12) der ersten (4) und zweiten Detektor-Diode (5) elektrisch verbunden und gemeinsam auf den Detektorausgang (3) geführt sind.
4. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzbereich wemgs- tens durch eine Mittenfrequenz charakterisiert ist und dass der Branchline-Koppler (7) Arme hat, wobei die Arme (13, 14, 15, 16) des Branchlme-Kopplers (7) jeweils eine Länge haben, die mehr als ein Achtel und weniger als die Hälfte der Wellenlänge der Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung (1) beträgt, insbesondere ungefähr ein Viertel der Wellenlänge der Mittenfrequenz.
5. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein Arm (13) des Branchline- Kopplers (7) zwischen dem ersten (6) und einem zweiten Eingang (10) und/oder ein Arm (15) des Branchlme-Kopplers (7) zwischen dem ersten (8) und dem zweiten Ausgang (9) einen Impedanzwert hat/haben, der jeweils zwischen der Hälfte und dem Anderthalbfachen des Impedanzwerts der De- tektor-Emgangsseite (2) beträgt, insbesondere ungefähr diesem gleich ist.
6. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein Arm (14) des Branchlme- Kopplers (7) zwischen dem ersten Eingang (6) und dem ersten Ausgang (8) und/oder ein Arm (16) des Branchlme- Kopplers (7) zwischen einem oder dem zweiten Eingang (10) und dem zweiten Ausgang (9) einen Impedanzwert hat/haben, der mehr als die Hälfte des Impedanzwerts und weniger als der Impedanzwert der Detektor-Eingangsseite (2) beträgt, insbesondere ungefähr siebzig Prozent des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite (2).
7. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass ein oder der zweite (r) Eingang (10) des Branchlme-Kopplers (7) von einer Spannungsquelle (17) elektrisch gespeist ist.
8. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Detektor-Dioden (4, 5) in Bezug auf die oder eine Spannungsquelle (17) m Durchlassrichtung geschaltet sind.
9. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass an einem oder dem zweiten Eingang (10) des Branchlme-Kopplers (7), vorzugsweise zwischen der Spannungsquelle (17) und einem oder dem zweiten Eingang (10) des Branchlme-Kopplers (7), ein Abschlusswiderstand (18) vorgesehen ist und dass der Widerstandswert des Abschlusswiderstands (18) gleich dem hochfrequenten Leitungswellenwiderstand eines am Detektoreingang (2) vorgesehenen Netzwerks ist.
10. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass eine elektrische Verbin- dungsleitung (19) zwischen dem ersten Ausgang (8) des Branchlme-Kopplers (7) und der ersten Detektor-Diode (4) und/oder eine elektrische Verbindungsleitung (20) zwischen dem zweiten Ausgang (9) des Branchlme-Kopplers (7) und der zweiten Detektor-Diode (5) jeweils einen Impedanzwert hat/haben, welcher größer als der halbe Impedanzwert der Detektor-Eingangsseite (2) und kleiner als das Doppelte des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite (2) ist und vorzugsweise ungefähr das 1,4fache des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite (2) beträgt.
11. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass eine Kompensationsschaltung (21) von der Spannungsquelle (17) gespeist ist, dass eine
Kompensationsschaltung (21) wenigstens eine dritte Diode (22) hat, dass die wenigstens eine dritte Diode (21) mit der ersten Detektor-Diode (4) und/oder mit der zweiten Detektor-Diode (5) auf einem gemeinsamen Chip ausgebildet ist und dass die dritte Diode (22) m Durchlassrichtung m Bezug auf die Spannungsquelle (17) zwischen der Spannungsquelle (17) und einem Kompensationsausgang (23) angeordnet ist.
12. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Kompensationsschaltung (21) eine vierte Diode (24) hat, dass die vierte Diode (24) parallel zur dritten Diode (22) geschaltet ist und dass die erste (4) , zweite (5) , dritte (22) und vierte (24) Diode baugleich und auf einem gemeinsamen Chip ausgebildet sind.
13. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der ersten (4) und zweiten Detektor-Diode (5) und dem Detektorausgang (3) ein Tiefpass (34) angeordnet ist.
14. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der dritten (22) und/oder der vierten Diode (24) und dem Kompensationsausgang (23) ein Tiefpass (25) angeordnet ist, der gleich zu dem Tiefpass (34) am Detektorausgang (3) ausgebildet ist.
15. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass am Eingang der Kompensationsschaltung (21) ein Widerstand (26) angeordnet ist, dessen Widerstandswert gleich ist dem Widerstandswert des Abschlusswiderstands (18) am zweiten Eingang (10) des Branchlme-Kopplers (7).
16. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Dioden (4, 5, 22, 24) als Schottky-Dioden ausgeführt sind.
17. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Dioden (4, 5, 22, 24) jeweils als Gatefinger eines Feldeffekttransistors ausge- führt sind.
18. Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass eine Auswerteeinheit vorgesehen ist, mit der die Differenz der Spannungssignale (Vi ,V2) am Detektorausgang (3) und am Kompensationsausgang (23) ermittelbar ist und mit der aus der ermittelten Differenz (V1-V2) die Leistung (P1n) des am Detektoreingang (2) anliegenden Eingangssignals bestimmbar ist.
19. Verfahren zur Leistungsmessung eines Hochfrequenzsignals m einem Frequenzband, dadurch gekennzeichnet, dass das Signal m den Detektoreingang (2) einer Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 18 eingespeist wird, dass die Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung (1) innerhalb des Frequenzbands liegt und dass eine Spannung (Vi ,Vi-V2) am Detektorausgang (3) der Detektoreinrichtung (1) als Maß für die anliegende Signalleistung (P1n) bestimmt wird.
20. Verfahren zur Leistungsmessung eines Hochfrequenzsignals m einem Frequenzband, dadurch gekennzeichnet, dass das Signal m den Detektoreingang (2) einer Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 11 bis 18 eingespeist wird, dass die Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung (1) innerhalb des Frequenzbands liegt und dass die Differenz (V1-V2) der Spannung (V1) am Detektorausgang (3) der Detektoreinrichtung (1) und der Spannung (V2) am Kompensationsausgang (23) der Detektoreinrichtung (1) als Maß für die anliegende Signalleistung (P1n) bestimmt wird.
/ Zusammenfassung
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