DE3513059C2 - - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Mikrowellenmischer mit zwei nichtlinearen Bauelementen, von denen jedes an eine Streifenleitung angeschlossen ist, wobei eine mit beiden Streifenleitungen verbundene Verzweigung ein Mischereingangssignal und ein Oszillatorsignal jeweils zu gleichen Anteilen auf die Streifenleitungen aufteilt und die nicht mit den beiden Streifenleitungen verbundenen Anschlußarme der nichtlinearen Bauelemente gemeinsam mit einer Leitung kontaktiert sind, an der das Mischprodukt abgreifbar ist.

An einen Mischer ist die Forderung nach möglichst niedrigen Konversionsverlusten gestellt. Um diese Forderung zu erfüllen, muß dafür gesorgt werden, daß alle an den nichtlinearen Bauelementen (z. B. Dioden) entstehenden Frequenzkomponenten, die nicht im Frequenzband des Eingangssignals, des Oszillatorsignals oder des Zwischenfrequenzsignals liegen, reaktiv abgeschlossen werden. Geschieht dies nicht, kann bei unerwünschten Frequenzen Leistung verbraucht werden, die dann für den Leistungsumsatz auf die gewünschte Frequenz verloren geht.

Weiterhin besteht für einen Mischer die Forderung, daß nur Leistung aus dem Frequenzband des Eingangssignals in die Zwischenfrequenzebene umgesetzt wird. Werden nämlich auch Signale aus anderen Frequenzbereichen, z. B. der Spiegelfrequenz in die Zwischenfrequenzebene transponiert, so verschlechtert sich der Störspannungsabstand des Zwischenfrequenzsignals. Da die Spiegelfrequenz auf die gleiche Zwischenfrequenz wie die Eingangssignalfrequenz umgesetzt wird, muß verhindert werden, daß Signale im Spiegelfrequenzbereich an die nichtlinearen Bauelemente gelangen, an denen der Mischvorgang stattfindet.

Es müssen also folgende zwei unterschiedlichen Forderungen erfüllt werden:

• 1. Um die Konversionsverluste gering zu halten, müssen die bei der Spiegelfrequenz an den nichtlinearen Bauelementen entstehenden Ströme gesperrt werden.
• 2. Um eine niedrige Rauschzahl zu erreichen, muß verhindert werden, daß Wellen aus dem Spiegelfrequenzbereich an die nichtlinearen Bauelemente gelangen.

Ein einleitend dargelegter Mikrowellenmischer, bei dem das Eingangssignal und das Oszillatorsignal über eine Hybridverzweigung auf die nichtlinearen Bauelemente aufgeteilt wird, ist beispielsweise aus H.G. Unger, W. Harth, Hochfrequenz- Halbleiterelektronik, S. Hirzel Verlag Stuttgart, 1972, S. 206 oder auch aus der US 38 70 960, der DE 31 17 080 A1 und der US 42 49 263 bekannt.

Gemäß der US 38 70 960, der DE 31 17 080 A1 und der US 42 49 263 erfolgt die Aufteilung der Signale auf die Streifenleitungen so, daß die Oszillatorsignalanteile auf beiden Streifenleitungen gegenphasig und die Eingangssignalanteile gleichphasig sind.

Bei dem aus Unger-Harth: Hochfrequenz-Halbleiterelektronik, s. Hirzel Verlag Stuttgart, 1972, S. 206 bekannten Mischer sind an die zu den nichtlinearen Bauelementen führenden Streifenleitungen λ/2-Leitungsresonatoren angekoppelt, welche die Spiegelfrequenz sperren, wodurch sich der Konversionsverlust und die Rauschzahl des Mischers verringert.

Für sehr niedrige Zwischenfrequenzen gelingt es allerdings auf diese Weise nicht mehr, die Spiegelfrequenz zu sperren, weil die Frequenzcharakteristik der Leitungsresonatoren keine genügend hohe Flankensteilheit besitzt. Wenn eine niedrige Zwischenfrequenz gefordert ist, liegen nämlich die Eingangssignalfrequenz, die Oszillatorfrequenz und die Spiegelfrequenz sehr dicht zusammen und Leitungsresonatoren mit geringer Flankensteilheit ihrer Frequenzcharakteristik stören die Aussteuerung der nichtlinearen Bauelemente bei der Oszillatorfrequenz.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, einen Mikrowellenmischer der eingangs genannten Art anzugeben, der selbst bei einer sehr niedrigen Zwischenfrequenzlage sehr rauscharm ist und geringe Konversionsverluste aufweist. Gelöst wird diese Aufgabe durch den im Patentanspruch 1 angegebenen Mikrowellenmischer.

Zweckmäßige Ausführungen der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen hervor.

Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels wird nachfolgend die Erfindung näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 das Spektrum der im Mischer auftretenden Frequenzen,

Fig. 2 einen in Streifenleitungstechnik ausgeführten Mischer und

Fig. 3 einen im dielektrischen Resonator des Mischers erzeugten Feldverlauf.

Das in Fig. 1 dargestellte Frequenzspektrum zeigt die Spektrallinien des Zwischenfrequenzsignals ω_ZF, der Eingangssignalfrequenz ω_s, der Oszillatorsignalfrequenzen ω_p, der Spiegelfrequenz ω_B = 2 ω_p - ω_s und Vielfache dieser Frequenzen, wobei die Nutzsignalfrequenzen als durchgehende und die unerwünschten Störsignalfrequenzen als unterbrochene Linien dargestellt sind.

Der Fig. 2 ist nun ein in Streifenleitungstechnik ausge­ führter Mischer zu entnehmen, der die in der Beschreibungs­ einleitung erwähnten Forderungen nach möglichst geringen Konversionsverlusten und niedriger Rauschzahl erfüllt.

Das hier beschriebene Ausführungsbeispiel ist ein Kehrlage- Abwärtsmischer. Er besitzt zwei nichtlineare Bauelemente, z. B. zwei entgegengesetzt gepolte Dioden D1 und D2, die beide mit einem Anschlußarm an eine gemeinsame Ausgangs­ leitung AL angeschlossen sind, an der das an den Dioden entstehende Mischprodukt, das Zwischenfrequenzsignal ZF, abgreifbar ist.

Der zweite Anschlußarm der Diode D1 ist mit einer Streifen­ leitung L1 und der zweite Anschlußarm der Diode D2 mit ei­ ner anderen Streifenleitung L2 verbunden. Über diese beiden Streifenleitungen L1 und L2 werden den Dioden D1 und D2 zu gleichen Anteilen ein Mischereingangssignal S mit der Fre­ quenz ω_s und ein Oszillatorsignal O mit der Frequenz ω_p zugeführt.

Ein 90°-3dB Hybrid H, welches in bekannter Weise aus vier zu einem Ring zusammengeschlossenen Streifenleitungs­ stücken besteht, welche für die Oszillatorfrequenz λ/4 lang sind, teilt sowohl das Eingangssignal S als auch das Os­ zillatorsignal auf die beiden Streifenleitungen L1 und L2 auf. Dabei erscheint das an einem Eingang e1 anliegende Eingangssignal S an den beiden Ausgängen a1 und a2 des 90°-3dB Hybrids H zu gleichen Leistungsanteilen, aber der Signalanteil am Ausgang a2 weist gegenüber dem Signalanteil am Ausgang a1 eine 90°-Phasenverschiebung auf. Ähnliches widerfährt dem am zweiten Eingang E2 anliegenden Oszillator­ signal O; bloß ist dessen Signalanteil am Ausgang a1 gegen­ über dem Signalanteil am Ausgang a2 um 90° phasenverschoben.

Zwischen den Ausgang a2 des 90°-3 dB Hybrids H, an dem der um 90° phasenverschobene Eingangssignalanteil bzw. der nicht phasenverschobene Oszillatorsignalanteil anliegt, und der Streifenleitung L2 ist eine Umwegleitung UL eingefügt, welche die am Ausgang a2 anstehenden Eingangs- und Oszilla­ torsignalanteile um 90° phasenverschiebt. Der Effekt hier­ von ist, daß die beiden in die Streifenleitungen L1 und L2 eingespeisten Eingangssignalanteile gegeneinander um 180° phasenverschoben sind und die beiden Oszillatorsignalan­ teile auf den Streifenleitungen L1 und L2 keine gegensei­ tige Phasenverschiebung aufweisen.

Zwischen den zumindest teilweise parallel nebeneinander verlaufenden Streifenleitungen L1 und L2 ist ein dielek­ trischer Resonator R, z. B. in Form einer runden Scheibe aus einem Material mit einer relativen Dielektrizitäts­ konstanten von ca. 38, eingesetzt. Welche Funktion dieser dielektrische Resonator R für den Mischer hat, soll nun an Hand der Fig. 3 verdeutlicht werden, die einen Schnitt durch den Resonator R und die beiden ihm benachbarten Strei­ fenleitungen L1 und L2 zeigt.

In der Fig. 3 sind die Magnetfelder von zwei sich auf den beiden Streifenleitungen L1 und L2 ausbreitenden Wellen eingezeichnet, die nicht gegeneinander phasenverschoben sind (s. Pfeilrichtung). Bei dieser Phasenlage kompensieren sich die beiden Felder am Ort des Resonators R. Die Wellen auf den beiden Streifenleitungen würden sich aber am Ort des Resonators addieren, wenn sie gegeneinander um 180° phasen­ verschoben wären. Hieraus folgt also, daß die sich auf den beiden Streifenleitungen L1 und L2 ausbreitenden nicht gegen­ einander phasenverschobenen Wellen des Oszillatorsignals O im Resonator R keine Resonanzfelder anregen, aber die gegen­ einander um 180° phasenverschobenen Wellen des Eingangs­ signal S Resonanzfelder (TE_{o1 δ} -Mode) hervorgehen. Der di­ elektrische Resonator R ist so abgestimmt, daß er Signale mit der Eingangssignalfrequenz ω_s nicht beeinflußt, aber Signale mit der Spiegelfrequenz ω_B = 2ω_p - ω_s reflektiert. Somit wird verhindert, das im Spiegelfrequenzbereich lie­ gende Signale und dort vorhandenes Rauschen in den Zwischen­ frequenzbereich ω_ZF umgesetzt werden und das Signal-Rausch- Verhältnis des Zwischenfrequenzsignals ZF verschlechtern.

In das Frequenzspektrum der Fig. 1 ist die Frequenzcharak­ teristik (Dämpfungskennlinie) des Resonators R strichpunktiert eingezeichnet, welche ihr Maximum etwa in der Nähe der Spiegelfrequenz ω_B hat, aber die Eingangssignalfrequenz ω_s wie gefordert nicht erfaßt. Obwohl die zwischen der Spiegelfrequenz ω_B und der Eingangsfrequenz ω_S liegende Oszillator ω_p in den Reflexionsbereich des Resonators fällt, bleibt sie unbeeinflußt, nämlich weil sie den (wie oben geschildert) Resonator nicht in Resonanz versetzt.

Um Stromaussteuerung der Dioden D1 und D2 nur bei den ge­ wünschten Frequenzen ω_s und ω_p sicherzustellen, müssen die ungewünschten Frequenzen gesperrt werden. Um die an den Dioden entstehenden Ströme auch bei der Spiegelfrequenz ω_B zu sperren, müssen diese am dielektrischen Resonator R reflektiert werden. Weil die Phasenverschiebung der Wellen bei der Spiegelfrequenz auf den beiden Streifenleitungen zwischen den Dioden und dem dielektrischen Resonator gerade 180° beträgt, wird der Resonator angeregt und die Spiegel­ frequenz wird von den Dioden aus gesperrt.

Die Streifenleitungen besitzen zwischen dem dielektrischen Resonator R und den Anschlußpunkten der Dioden D1 und D2 eine solche Länge l (ungeradzahliges Vielfaches von λ/4 für die Spiegelfrequenz ω_B), so daß man an den Dioden-Anschluß­ punkten bei der Resonanzfrequenz einen Kurzschluß erhält. Bei der Spiegelfrequenz ω_B kann dann kein Leistungsverlust auftreten. Weil in praktischen Mischerschaltungen das ideali­ sierende Modell der Stromaussteuerung wegen Parasitäten in den Dioden oftmals nicht genau zutrifft, muß zur Kompensa­ tion die Länge l dann auf einen abweichenden Wert korri­ giert werden.

Von den Streifenleitungen L1 und L2 zweigen in der Nähe der Dioden-Anschlußpunkte Stichleitungen L3 und L4 ab, welche für die Frequenz ω_p + ω_s (vgl. Frequenzspektrum in Fig. 1) λ/2 lang sind und diese Frequenz sperren. Am Ende sind die Stichleitungen gleichstrommäßig kurzgeschlossen. Sie bilden somit gleichzeitig einen Rückschluß für den Diodengleich­ strom.

Claims (3)

1. Mikrowellenmischer mit zwei nichtlinearen Bauelementen, von denen jedes an eine Streifenleitung angeschlossen ist, wobei eine mit beiden Streifenleitungen verbundene Verzweigung ein Mischereingangssignal und ein Oszillatorsignal jeweils zu gleichen Anteilen auf die Streifenleitungen aufteilt und die nicht mit den beiden Streifenleitungen verbundenen Anschlußarme der nichtlinearen Bauelemente gemeinsam mit einer Leitung kontaktiert sind, an der das Mischprodukt abgreifbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den zwei Streifenleitungen (L1, L2) ein dielektrischer Resonator (R) angeordnet ist, daß die den zwei Streifenleitungen (L1, L2) zugeführten gleichgroßen Anteile des Mischereingangssignals gegeneinander um 180° phasenverschoben sind, daß die den zwei Streifenleitungen zugeführten gleichgroßen Anteile des Oszillatorsignals gleichphasig sind, daß der dielektrische Resonator (R) so abgestimmt ist, daß er Wellen mit der Eingangssignalfrequenz (ω_s) unbeeinflußt läßt und Wellen mit der Spiegelfrequenz (ω_B) reflektiert, und daß die beiden Streifenleitungen (L1, L2) zwischen der Stelle, an der der Resonator (R) angeordnet ist und den Anschlußpunkten der nichtlinearen Bauelemente (D1, D2) so lang sind, daß für die Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators (R) an den Anschlußpunkten der nichtlinearen Bauelemente (D1, D2) ein Kurzschluß besteht.

2. Mikrowellenmischer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalaufteilung auf die beiden mit den nichtlinearen Bauelementen (D1, D2) kontaktierten Streifenleitungen (L1, L2) mittels eines 90°-3dB-Hybrids (H) erfolgt, an dessen einem Eingang (e1) das Mischereingangssignal (S) und an dessen anderem Eingang (e2) das Oszillatorsignal (O) anliegt, und daß an denjenigen der beiden zu den Streifenleitungen führenden Ausgänge (a1, a2) des 90°-3dB-Hybrids (H), an dem das um 90° phasenverschobene Eingangssignal anliegt, ein 90°-Phasenschieber angeschlossen ist.

3. Mikrowellenmischer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der 90°-Phasenschieber durch eine als Streifenleitung ausgeführte Umwegleitung (UL) realisiert ist.