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Die vorliegende Erfindung betrifft einen zweiphasigen
Gegentakt-Modulator für ein elektromagnetisches
Mikrowellensignal, umfassend:
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eine zweiseitige, gedruckte Schaltung umfassend:
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eine erste Seite, die einen Eingangskreis des zu
modulierenden Signals und einen Ausgangskreis des modulierten Signals
umfaßt, wobei der genannte Eingangskreis und der genannte
Ausgangskreis jeweils durch einen Bandleiter gebildet sind,
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eine zweite Seite, die einen Phasenmodulationskreis umfaßt,
wobei der Phasenmodulationskreis gebildet ist durch:
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eine Leitung mit einem Spalt, die einen Eingangszweig für
das zu modulierende, elektrische Signal, der mit dem
genannten Eingangskreis des zu modulierenden Signals gekoppelt
ist, eine Y Verbindung, die den genannten Eingangszweig
verlängert und zwei symmetrische Zweige umfaßt, eine Leitung
mit einem Spalt in der Form einer Schleife, die die
genannten symmetrischen Zweige verbindet, wobei die genannte
Leitung mit einem Spalt in der Form der Schleife mit dem
genannten Ausgangskreis des modulierten Signals gekoppelt ist,
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eine erste und eine zweite Schalteinrichtung, die jeweils
parallel mit einem symmetrischen Zweig der Y Verbindung
verbunden sind,
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wobei die Kopplung zwischen dem Eingangskreis des zu
modulierenden Signals und dem Eingangszweig der Leitung mit
einem Spalt einerseits und zwischen dem Ausgangskreis des
modulierten Signals und der Leitung mit einem Spalt in der
Form einer Schleife andererseits durch die
Bezugsspannungsebene der Leitung mit einem Spalt gebildet ist, die
ferner die Bezugsspannungsebene der Bandleitungen bildet,
die jeweils den genannten Eingangskreis des zu modulierenden
Signals und den genannten Ausgangskreis des modulierten
Signals bilden, wobei der Eingangszweig der Leitung mit einem
Spalt, die Y Verbindung, die mittlere, leitende Zone, die
zwischen den symmetrischen Zweigend der Y Verbindung und der
Leitung mit einem Spalt in der Form einer Schleife enthalten
ist, und die Bandleitung, die den Ausgangskreis des
modulierten Signals bildet, zur selben Symmetrieachse, die
die Symmetrieachse des Modulationskreises bildet, die
Symmetrielängsachse Δ der Bandleitung nehmen, die den genannten
Ausgangskreis des modulierten Signals bildet.
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Die Modulatoren für elektromagnetische Mikrowellensignale
werden allgemein weitverbreitet auf dem Gebiet der
Telekommunikation mittels Satelliten verwendet. Insbesondere werden
sie in nicht begrenzter Weise bei geostationären Satelliten
eingesetzt, um beim Empfang die gemäß zwei Phasenzuständen
der Mikrowellenträgerwelle modulierten Mikrowellensignale zu
regenerieren oder so.
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Mit dem Oberbegriff übereinstimmende Modulatoren waren
bereits Gegenstand fortgeschrittener Untersuchungen und
entsprechender Veröffentlichungen, insbesondere in der
Zeitschrift Electronics letters vom 12. März 1987, Bd. 23
Nr. 6.
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Bei elektromagnetischen Signalen, deren Frequenz über 1 GHZ
liegt, können diese Modulatoren in Planartechnik durch
Kopplung von Bandleitungen und von Spaltleitungen
hergestellt werden, wobei Schalteinrichtungen,
beispielsweise Dioden, die durch ein Modulationssteuersignal
gesteuert werden, ermöglichen, die selektive Übertragung der
elektromagnetischen Mikrowelle entlang zweier
unterschiedlicher Wege bis zu einem Ausgangsanschluß für das
modulierte Mikrowellensignal zu steuern, wobei einer der
Wege auf die übertragene elektromagnetische Welle eine
Phasenverschiebung von 180º in bezug auf den anderen Weg
hervorruft.
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Solche Modulatoren sind in bezug auf ihre Arbeitsweise voll
zufriedenstellend, jedoch wird bei der Herstellung in
Planartechnik der Modulationskreis im wesentlichen von einer
Spaltleitung in der Form einer geschlossenen Schleife
gebildet, wobei die zwei Zweige, der obere und der untere,
der Schleife die zwei vorgenannten Wege bilden, wobei die
Steuerung der Schalteinrichtungen nicht unabhängig. Obgleich
das Modulationssteuersignal, das bei der in der oben
genannten Veröffentlichung beschriebenen Ausführungsform aus
einer Impulsfolge mit Rechteckamplituden, positiv bzw.
negativ, besteht, andererseits das Leiten und das Sperren
von einem oder dem anderen der Schalteinrichtungen oder
umgekehrt erlaubt, sind die Schalteinrichtungen gegenpolig
mit der Schlitzleitung verbunden, wobei die
Spannungsamplitude der zu modulierenden, elektromagnetischen
Welle kleiner als die Spannung zum Leiten der
Schalteinrichtungen sein muß, da selbstverständlich die zu
modulierende, elektromagnetische Welle in keinem Fall eine
Änderung des Leitungs- oder Sperrzustandes der
Schalteinrichtung hervorrufen darf.
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Infolgedessen können die von dieser Art Modulator
regenerierten, modulierten Mikrowellensignale eine Leistung von
ungefähr 1 mW in Anbetracht der dielektrischen Eigenschaften
der für die Herstellung dieser Art von Modulatoren
verwendeten gedruckten Schaltkreisen nicht überschreiten.
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Ein Mittel gegen die vorgenannten Schwierigkeiten ist unter
anderem durch die Europäische Patentanmeldung Nr. 0 086 586
geliefert worden, die einen zweiphasigen Gegentakt-Modulator
für ein elektromagnetisches Mikrowellensignal gemäß dem
Oberbegriff beschreibt und bei dem die Steuerung der
Schalteinrichtungen
vollständig getrennt ist, genauer gesagt
umfaßt dieser Modulator Einrichtungen mit von der ersten und
der zweiten Schalteinrichtung getrennter Steuerung, die der
genannten ersten und zweiten Schalteinrichtung ein
unabhängiges Schaltsteuersignal liefern, und wobei sie
gebildet sind von
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einer Unterteilung der mittleren, leitenden Zone in zwei
benachbarte leitende Zonen, die von einem mittleren in bezug
auf die Symmetrieachse des Modulationskreises symmetrischen
Spalt gebildet ist, wobei die Unterteilung einen offenen
Leitungskreis für das Schaltsteuersignal darstellt, das der
ersten und der zweiten Schalteinrichtung geliefert wird, und
einen Kurzschlußkreis für das zu modulierende oder
modulierte Mikrowellensignal,
einem ersten und einem zweiten Kreis getrennter Steuerung
der ersten und zweiten Schalteinrichtungen, die mit der
einen bzw. anderen benachbarten Leitende Zone verbunden sind
und ein Schaltsteuersignal aufgrund desselben
Modulationssignals liefern.
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Jedenfalls weist diese Art Modulation mit Unterteilung der
mittleren leitenden Zone, wenn sie auch die getrennte
Steuerung der Schalteinrichtungen erlaubt, den Nachteil auf,
daß die Bandbreite des Kreises aufgrund des Vorhandenseins
der genannten Unterteilung verringert wird, deren Impedanz
nicht vernachlässigbar ist. Das durch den Gegenstand der
vorliegenden Erfindung zu lösende technische Problem ist
auch, einen zweiphasigen Gegentakt-Modulator für ein
elektromagnetisches Mikrowellensignal zu schaffen, der dem
Oberbegriff entspricht und umfaßt Einrichtungen getrennter
Steuerung durch Unterteilung der genannten mittleren,
leitenden Zone, eine erste und eine zweite
Schalteinrichtung, so wie es in allgemeiner Weise die Europäische
Patentanmeldung Nr. 0 086 586 lehrt, einen Modulator, der
eine große Bandbreite aufweist, die größer als diejenige der
Modulatoren mit getrennter Steuerung ist, die aus dem Stand
der Technik bekannt sind.
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Eine erste Lösung des gestellten technischen Problems
besteht gemäß dem Anspruch 1 darin, daß die genannte
Unterteilung von einem in bezug auf die Symmetrieachse des
genannten Modulationskreises symmetrischen, mittleren Spalt
gebildet ist, wobei eine Mehrzahl von Kondensatoren
gleichmäßig entlang des Spaltes verteilt ist und die
Kurzschlußverbindung der zwei Ränder des genannten Spaltes
bei der Frequenz des zu modulierenden oder modulierten
Signals sicherstellt. Wie man im einzelnen noch sehen wird,
ist die Mehrzahl der Kondensatoren der Art, daß die Impedanz
der Leitung mit einem mittlerem Spalt gegenüber der
Mikrowelle im wesentlichen null ist, woher sich eine erhöhte
Bandbreite ergibt.
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Eine zweite Lösung des gestellten technischen Problems
besteht gemäß dem Anspruch 8 darin, daß die Unterteilung
gebildet ist von:
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einer ersten, elektrisch leitenden Zone, die gegenüber der
mittleren, leitenden Zone eine Halbinsel bildet und dazu
bestimmt ist, einen der Anschlüsse einer der
Schalteinrichtungen zu erhalten, wobei ein isolierendes
Intervall in Bandform einen Teil des Umfanges der Halbinsel
von der mittleren, leitenden Zone trennt,
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einer zweiten, elektrisch leitenden Zone, die gegenüber der
mittleren, leitenden Zone eine Insel bildet und bestimmt
ist, einen der Anschlüsse der anderen Schalteinrichtung zu
erhalten, wobei ein isolierendes Intervall in Bandform den
gesamten Umfang der Insel von der mittleren, leitenden Zone
trennt,
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wobei die erste und die zweite elektrisch leitende Zone eine
Halbinsel bzw. eine Insel gegenüber der mittleren, leitenden
Zone bildet, die im wesentlichen symmetrisch zu der
Symmetrieachse des Modulatorkreises sind, wobei die die
Insel bildende, elektrisch leitende Zone elektrisch mit der
mittleren leitenden Zone mittels eines Kondensators
verbunden ist, der bei der Frequenz des zu modulierenden
Signals oder des modulierten Signals einen Kurzschluß
bildet.
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Aufgrund der Tatsache, daß die Leitungen, die die Halbinsel
und die Insel der Unterteilung begrenzen, kurz und schmal
sind, wird das elektrische Feld praktisch durch deren
Vorhandensein nicht verzerrt und infolgedessen bleibt die
Bandbreite erhalten.
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Der zweiphasige Gegentakt-Modulator, der Gegenstand der
Erfindung ist, findet Anwendung auf dem gesamten Gebiet der
Technik, auf dem elektromagnetische Mikrowellen eingesetzt
werden und insbesondere bei der Radartechnik, der Technik
der IFF- Abfragen und der Telekommunikation über Satelliten.
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In vorteilhafter Weise kann der zweiphasige Gegentakt-
Modulator gemäß dem Patentanspruch 12 als ein vierphasiger
Gegentakt-Leistungsmodulator ausgebildet werden.
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Die Erfindung wird besser beim Lesen der Beschreibung und
beim Betrachten der nachfolgenden Zeichnungen verstanden, in
denen
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Fig. 1a eine allgemeine Ansicht eines zweiphasigen
Gegentakt-Modulators gemäß dem Gegenstand der
vorliegenden Erfindung darstellt,
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Fig. 1b ein elektrisches Schaltschema darstellt, das dem
mit dem Schaltschema des Steuerkreises verbundenen
Modulators äquivalent ist,
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Fig. 1c unterschiedliche Zeitdiagramme an Prüfpunkten der
Figur 1b darstellt,
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Fig. 2a eine allgemeine Ansicht eines zweiphasigen
Gegentakt-Modulators gemäß dem Gegenstand der
vorliegenden Erfindung entsprechend einer nicht
einschränkenden Ausführungsformvariante darstellt,
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Fig. 2b ein elektrisches Schaltschema darstellt, das dem
mit dem Schaltschema des Steuerkreises verbundenen
Modulators äquivalent ist,
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Fig. 3a in Draufsicht eine zweite Ausführungsform eines
Modulationskreises für einen Modulator gemäß dem
Gegenstand der Erfindung darstellt,
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Fig. 3b eine Einzelheit der Ausführung der Figur 3a
darstellt,
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Fig. 4a in allgemeiner Weise die Verwendung von
zweiphasigen Gegentakt-Modulatoren gemäß der Erfindung
bei einem vierphasigen Modulator darstellt,
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Fig. 4b eine senkrechte Anordnung eines vierphasigen
Modulators darstellt, wie er in Figur 4a
dargestellt ist,
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Fig. 4c eine parallele Anordnung eines vierphasigen
Modulators darstellt, wie er in Figur 4a
dargestellt ist.
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Der zweiphasige Gegentakt-Modulator, der Gegenstand der
Erfindung ist, wird zuerst in Verbindung mit der Figur 1a
beschrieben.
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Gemäß der genannten Figur umfaßt der zweiphasige Gegentakt-
Modulator, der Gegenstand der Erfindung ist, eine
zweiseitige, gedruckte Schaltung 1, auf der der
Modulatorkreis 120 ausgebildet ist. Die erste Seite 11 der
gedruckten Schaltung 1 umfaßt einen Eingangskreis 110 des zu
modulierenden Signals. In beispielhafter, nicht
beschränkender Weise ist das zu modulierende Signal unter
beispielhafter Bezugnahme auf die Regeneration von
elektromagnetischen Signalen mit OL bezeichnet, die von
Telekommunikationssatelliten erhalten werden, und bei denen
das Signal eines örtlichen Senders OL dazu bestimmt ist, das
empfangene Signal wiederherzustellen.
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Die erste Seite 11 der gedruckten Schaltung 1 umfaßt
ebenfalls einen Ausgangskreis 111 für das modulierte Signal,
wobei dieses modulierte Signal mit RF bezeichnet ist und das
HF-Signal bildet.
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Gemäß einer klassischen Technik sind der Eingangskreis 110
und der Ausgangskreis 111 jeweils von einem Bandleiter
gebildet.
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In beispielhafter, nicht einschränkender Weise kann die
gedruckte Schaltung 1 von einer gedruckten Schaltung gebildet
sein, deren dielektrisches Material von Aluminium gebildet
wird, wobei dieses Material eine bessere mechanische
Festigkeitsqualität als die Materialien vom klassischen,
dielektrischen Typ aufweist und eine höhere, relative
Dielektrizitätskonstante von εr = 10 besitzt.
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In der Figur 1a hat man wohlgemerkt die Bandleiter 110 und
111 mit unterbrochenen Strichen dargestellt, da diese Leiter
auf der zu der in der Zeichenebene dargestellten Seite
gegenüberliegenden Seite 11 angeordnet sind.
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Die gedruckte Schaltung 1 umfaßt ebenfalls eine zweite Seite
12, die einen Phasenmodulationskreis 120 umfaßt. Der
Phasenmodulationskreis ist von einer Leitung mit einem Spalt
LF gebildet, der einen Eingangszweig 1200 umfaßt, der den
Eingang des zu modulierenden, elektrischen Signals OL in den
Modulatorkreis 120 sicherzustellen ermöglicht. Der
Eingangszweig 1200 ist mit dem Eingangskreis 110 des zu
modulierenden Signals OL gekoppelt. Eine Y Verbindung 1201
verlängert den Eingangszweig 1200 und umfaßt zwei
symmetrische Zweige 1201A und 1201B. Eine Leitung mit einem
Spalt in der Form einer offenen Schleife oder eines
umgekehrten U ist mit 1202 bezeichnet und verbindet die
symmetrischen Zweige der Y Verbindung, um einen geschlossenen
Kreis zu bilden, der den ersten Zweig 1201A, die offene
Schleife 1202 und den zweiten, symmetrischen Zweig 1201B
umfaßt.
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Die Leitung mit einem Spalt in der Form einer Schleife 1202
ist wohlgemerkt mit dem Ausgangskreis 111 für das modulierte
Signal RF gekoppelt.
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Die Kopplung zwischen dem Eingangszweig 1200 der Leitung mit
einem Spalt und einerseits der Bandleitung 110, die die
Eingangsleitung des zu modulierenden Signals OL bildet, und der
Leitung 1202 in der Form einer offenen Schleife und dem
Ausgangskreis 111 des modulierten Hochfrequenzsignals RF
andererseits ist optimal, da der betrachtete
Mikrowellenbandleiter auf der Ebene des Übergangs zwischen
den zwei Leitungen einen Kurzschluß darstellt, und weil der
Leiter mit einem Spalt LF einen offenen Kreis darstellt.
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Die Bandleiter, die den Eingangskreis 110 und den
Ausgangskreis 111 bilden, werden vorzugsweise von
Mikrobandleitern mit einer charakteristischen Irnpedanz von 50 Ohm
gebildet.
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Ferner sind ebenso, wie man es ebenfalls in der Figur 1a
dargestellt hat, die erste 121 und zweite 122
Schalteinrichtung jeweils parallel mit einem symmetrischen
Zweig 1201A und 1201B der vorgenannten Y Verbindung
verbunden.
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Wohlgemerkt wird die optimale Lage der Schalteinrichtungen
121 und 122 auf jedem symmetrischen Zweig 1201A und 1201B
der Y Verbindung derart bestimmt, daß ein Kurzschluß in der
Gegenhauptebene der genannten Y Verbindung gebracht wird.
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Ebenso, wie man ferner in der Figur 1a dargestellt hat,
umfaßt der zweiphasige Gegentakt-Modulator, der Gegenstand
der Erfindung ist, ebenfalls Einrichtungen 2 zur getrennten
Steuerung der ersten 121 und zweiten 122 Schalteinrichtung.
Die Einrichtungen 2 mit getrennter Steuerung liefern der
ersten und zweiten Schalteinrichtung 121, 122 ein
unabhängiges Schaltsteuersignal.
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Wie man es ferner in der Figur 1a dargestellt hat, ist die
Kopplung zwischen dem Eingangskreis 110 des zu modulierenden
Signals OL und dem Eingangszweig 1200 der Leitung mit einem
Schlitz einerseits und zwischen dem Ausgangskreis 111 des
modulierten Signals RF und der Leitung 1202 mit einem Spalt
in der Form einer Schleife durch die Bezugsspannungsebene
oder die Masseebene 1203 der Leiterungmit einem Schlitz LF
gebildet, die ferner die Bezugsspannungsebene der Bandleiter
bildet, die den jeweiligen Eingangskreis 110 des zu
modulierenden Signals und des Kreises 111 des modulierten
Signals bilden.
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Um einen Gegentakt-Modulator mit besonderer Leistung zu
erhalten, nehmen der Eingangszweig 1200 der Leitung mit einem
Spalt LF, die Y Verbindung 1201, die mittlere leitende Zone
1204, die zwischen den symmetrischen Zweigen 1201A und 1201B
der Y Verbindung und der Leitung mit einem Spalt in der Form
einer Schleife 1202 enthalten ist, und der Bandleiter, der
einen Ausgangskreis 111 des modulierten Signals RF bildet,
als dieselbe Symmetrieachse, die die Symmetrieachse des
Modulatorkreises 120 bildet, die Symmetrielängsachse Δ des
Bandleiters an, der den Ausgangskreis 111 des modulierten
Signals RF bildet.
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Wohlgemerkt sind die erste und die zweite Schalteinrichtung
121, 122 und insbesondere ihre äquivalente Kurzschlußebene
in geeigneter Weise angeordnet und positioniert worden,
ebenso wie sie vorhergehend in bezug auf die Gegenhauptebene
der Y Verbindung bestimmt worden ist, wobei die
entsprechende Länge der Halbschleife, die von einem Teil von
jedem symmetrischen Zweig 1201A, 1201B und von der oberen
oder unteren Hälfte der Leitung mit einem Spalt in der Form
einer Schleife 1202 gebildet ist, gleich einem ungeraden
Vielfachen einer Viertelwellenlänge der Wellenlänge des
elektromagnetischen Mikrowellensignals gewählt wird, das
sich in der Leitung mit einem Spalt LF fortpflanzt, der Art,
daß ein offener Kreis auf der Höhe des Ausgangsübergangs
durch Umkehrung der Impedanz des Kurzschlusses herbeigeführt
wird, der alternativ zu dem Modulationsrhytmus durch die
eine oder andere der zwei Schalteinrichtungen 121 oder 122
erhalten wird.
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Die Arbeitsweise des Modulators, wie er in der Figur 1a
dargestellt ist, ist die folgende:
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Das Schaltsteuersignal SCC wird beispielsweise in der Form
eines Modulationssteuerwechselsignals SCM geliefert, das
beispielsweise durch eine Folge von positiven und negativen
Polaritätswechseln dargestellt ist. Dieses Signal SCC wird
über die Einrichtungen 2 mit getrennter Steuerung an die
erste und die zweite Schalteinrichtung 121, 122 gegeben.
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Eine Zustandsänderung des Schaltsteuersignals, +V, -V, führt
zu einer Zustandsänderung der Dioden, die jeweils in einen
leitenden oder einen offenen Zustand gebracht werden. Das zu
modulierende Ultrahochfrequenzsignal OL geht durch den Zweig
der Y Verbindung, dessen Diode einen offenen Stromkreis
aufweist, hindurch. Somit weist das elektrische Feld, das
auf der Höhe des Hochfrequenzausgangs RF erzeugt wird, zwei
mögliche, gemäß dem durchlaufenen Weg um 180º getrennte
Phasenzustände auf. Die geometrische Symmetrie des Aufbaus
ermöglicht, eine sehr gute Phasensymmetrie zu erhalten.
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Um die Übertragung der Mikrowellensignale, die in geeigneter
Weise beim Fehlen jeglichen unpassenden Betriebes der Dioden
121 und 122 phasenmoduliert sind, sicherzustellen, d. h. um
zu vermeiden, daß die Dioden nicht durch das
Mikrowellensignal gesteuert werden, umfassen, wie man es
insbesondere in Figur 1a dargestellt hat, die
Steuereinrichtungen 2 eine Unterteilung 12040 der mittleren,
leitenden Zone 1204 in zwei benachbarte leitende Zonen
12041, 12042.
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Die Unterteilung 12040 bildet wohlgemerkt für das
Schaltsteuersignal SCC einen offenen Stromkreis, das der
ersten und zweiten Schalteinrichtung oder den Dioden 121,
122 zugeführt wird, und einen Kurzschlußkreis für das zu
modulierende OL oder modulierte RF Mikrowellensignal.
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Ferner gestatten ein erster 21 und ein zweiter 22 Kreis mit
getrennter Steuerung von Dioden 121 und 122 ausgehend von
dem Schaltsteuersignal SCC ein Schaltsteuersignal SCC
ausgehend von demselben Modulationssignal SCM zu liefern,
wobei der erste und der zweite Kreis 21, 22 mit der einen
bzw. anderen benachbarten leitenden Zone 12041, 12042
verbunden ist.
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Jede Diode, die die erste und die zweite Schalteinrichtung
121, 122 bilden, ist auf jeweils einem Zweig 201A, 1201B der
Y Verbindung zwischen der Bezugsspannungsebene und einer der
benachbarten leitende Zonen derart angebracht, daß die zwei
Dioden, die sich auf der Leitung mit einem Spalt befinden,
der von den zwei symmetrischen Zweigen 1201A, 1201B der Y
Verbindung gebildet wird, gegenpolig angebracht sind.
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Man erkennt, daß die vorgenannte, entgegengesetzte Anordnung
der zwei Dioden 121 und 122 bei einer Mikrowelle gegebener
Polarisation, die sich in dem Eingangszweig 1200 der Leitung
mit einem Spalt LF fortpflanzt, ermöglicht, auf jedem,
symmetrischen Zweig der Y Verbindung eine Leitungsrichtung
jeder der Dioden 121, 122 zu erhalten, d. h. eine Anode-
Kathode-Richtung gleichzeitig parallel oder entgegengesetzt
zu der Richtung des entsprechenden elektrischen Feldes der
elektromagnetischen Welle, die sich auf den vorgenannten,
entsprechenden symmetrischen Zweig 1201A oder 1201B der Y
Verbindung fortpflanzt.
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Bei der Ausführungsform der Firgur 1a ist das
Schaltsteuersignal SCC von einem Wechselsignal gebildet, dessen Wechsel
aufeinanderfolgend positive und negative Amplituden +V, -V
beispielsweise in bezug auf die Bezugsspannung oder die
Massespannung des Modulators haben.
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Ein elektrisches Schaltschema, das dem in Figur 1a
dargestellten Modulator, mit dem Schaltschema des verbundenen
Steuerkreises äquivalent ist, ist in Figur 1b angegeben.
Wohlgemerkt ist, um für die Unterteilung 12040 eine einem
Kurzschluß bei der Frequenz der elektromagnetischen
Ultrahochfrequenzwelle äquivalente Impedanz sicherzustellen, eine
Mehrzahl von Kondensatoren Ci und insbesondere C1 bis Cn
derart verbunden, daß die zwei benachbarten leitenden Zonen
12041, 12042 verbunden sind. Selbstverständlich ist jeder
Kondensator Ci derart ausgewählt, daß er bei der
betrachteten Frequenz der Mikrowelle eine Impedanz von im
wesentlichen null aufweist.
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Das äquivalente, elektrische Schaltschema der Figur 1b ist
dargestellt, wobei die zwei Dioden 121 und 122 gegenpolig
verbunden sind und mit der der Gesamtheit der Kapazitäten Ci
äquivalenten Kapazität verbunden sind. Die Kreise zur
getrennten Steuerung 21 und 22 können dann durch die
Widerstände R1 und R2 gebildet werden, die von einem Verstärker
100 versorgt werden, der ausgehend von den
Versorgungsspannungen +V und -V beim Auslösen durch das Signal SCM das
Signal
SCC gleich +V oder -V an den gemeinsamen Anschluß der
Widerstände R1 und R2 liefert.
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Wie man es erkennt und wie es in der Figur 1b dargestellt
worden ist, sind die Dioden 121 und 122 entgegengesetzt
gegenüber dem Modulationssteuersignal SCC geschaltet. Das
Vorhandensein der Widerstände R1 und R2 ermöglicht, den Strom
durch die Dioden hindurch zu begrenzen. Ebenfalls wird
bemerkt, daß die Summe der Kapazitäten Ci ausreichend klein im
Hinblick auf das Vorhandensein der Widerstände R1 und R2
klein sein muß, um nicht schädliche Filterwirkungen an dem
modulierenden Signal SCC hervorzurufen, wobei aber ein
ausreichend großer Wert für diese sich ergebende Kapazität
bewahrt wird, damit sie gegenüber dem Mikrowellensignal
einen Kurzschluß aufweisen kann.
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Es ist dann möglich, gemäß der Ausführungsform der Figur 1a
eine große Spannung in Sperrichtung an die Dioden 121 und
122 zu legen, wobei diese Spannung nicht durch die Spannung
in Leitungsrichtung der Dioden direkt begrenzt ist, da jede
Diode vom Standpunkt der Schaltsteuerung getrennt gehalten
ist.
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Der vorhergehend beschriebene Schaltkreis ist vollkommen
symmetrisch und die Symmetrie muß vollständig bewahrt
werden, insoweit sie die Erzeugung der Spannungen +V und -V der
Schaltsteuerung betrifft. Diese können von zwei
symmetrischen Versorgungen geliefert werden, einer positiven und
einer negativen in bezug auf die Bezugsspannung oder die Masse
des Modulators.
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In der Figur 1c hat man unterschiedliche Signale an
Prüfpunkten A, B, C der Figur 1b dargestellt. Das Signal +V, -V
wird an den Punkt Δ der Figur 1b angelegt, wobei dieses
Signal das Modulationssteuersignal SCM der Figuren 1b und 1a
bildet, für das die Modulationszustände der Dioden 121 und
122 erhalten werden.
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Die Dioden sind entgegengesetzt in bezug auf das
Modulationssignal SCM oder jedes Schaltsteuersignal SCC
geschaltet, und es besteht währenddessen gemäß dem
Modulationszustand entweder eine Stromanforderung an der
positiven Versorgung oder eine Stromanforderung an der
negativen Versorgung.
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In diesem Fall sind, wie es in der Figur 1c dargestellt ist,
die von den vorgenannten, symmetrischen Versorgungen
gelieferten positiven und negativen Spannungen gefährdet, eine
Störmodulation durch das modulierende Signal zu erfahren,
wobei der wahre Amplitudenwert der von jeder symmetrischen
Versorgung gelieferten Spannung etwas aufgrund der
Phasenmodulation oder des Schaltens der Dioden selbst etwas
variiert.
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Um dem Problem der Störmodulation der symmetrischen
Versorgungen zu begegnen, die die Schaltsignale SCC in bezug auf
die zwei Dioden 121 und 122 der Figur 1a einführen können,
kann es in Abhängigkeit von den erwogenen Anwendungen
vorteilhaft sein, den den Gegenstand der Erfindung bildenden
Modulator auszugestalten, wie es in Figur 2a dargestellt
ist, und dessen Beschreibung nachfolgend gegeben wird.
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In der vorgenannten Figur sind die gleichen Teile mit den
gleichen Bezugszeichen wie in dem Fall der Figur 1a
bezeichnet.
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Jedoch ist, und obgleich die Unterteilung 12040 auch in der
Weise ausgegebildet ist, die mittlere leitende Zone 1204 in
zwei benachbarte Zonen 12041, 12042 zu unterteilen, jede
Diode 121, 122, die die erste und die zweite
Schalteinrichtung bilden, wie es in Figur 2a dargestellt ist, auf jedem
der Zweige 1201A, 1201B der Y Verbindung zwischen der
Bezugsspannungsebene 1203 und einer der benachbarten leitenden
Zonen 12041 oder 12042 derart angebracht, daß die zwei
Dioden auf der Leitung mit einem Spalt in der Form von zwei
symmetrischen Zweigen 1201A und 1201B der Y Verbindung
parallel geschaltet sind.
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In diesem Fall und im Gegensatz zu der Ausführungsform der
Figur 1a stellen für eine bestimmte Polarisationsrichtung
der elektromagnetischen Mikrowelle, die sich auf dem
Eingangszweig 1200 der Leitung mit Spalt LF fortpflanzt, die
zwei vorgenannten Dioden 121 und 122 eine Leitungsrichtung
dar, d. h. eine Anode-Kathode-Richtung, die in bezug auf das
elektrische Feld entgegengesetzt ist, dem die Dioden auf dem
entsprechenden symmetrischen Zweig 1201A oder 1201B der Y
Verbindung ausgesetzt sind.
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In diesem Fall ist die Leitungsrichtung der einen der Dioden
121 und 122 dieselbe wie diejenige der Richtung des
elektrischen Feldes der elektromagnetischen Hochfrequenzwelle, die
sich auf dem entsprechenden symmetrischen Zweig 1201A oder
1201B der Y Verbindung fortpflanzt, oder entsprechend zu
dieser entgegengesetzt. Bei einer solchen Ausgestaltung sind
die Dioden 121 und 122 im selben Sinn in bezug auf das
Schaltsteuersignal SCC oder das Modulationssteuersignal SCM
geschaltet und die Steuerung der Dioden 121 und 122 kann
dann getrennt und komplementär durchgeführt werden, wobei
die Versorgungsspannungen keine symmetrische Polarität mehr
darstellen müssen. In diesem Fall versorgt das
Modulationssteuersignal SCM beispielsweise den ersten Steuerkreis
21, während der zweite Steuerkreis 22 getrennt von dem
komplementären Modulationssteuersignal gesteuert wird.
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So wie man es in Figur 2b dargestellt hat, entspricht die
äquivalente, elektrische Schaltung den zwei Dioden 121 und
122, die parallel geschaltet sind und durch die äquivalenten
Kapazitäten oder Kondensatoren verbunden sind, die gleich
der Summe der Kapazitäten Ci ist. Zwei Widerstände R1 und R2
können dann unmittelbar mit einer logischen Schaltung 101
verbunden werden, die von einem Modulationssteuersignal SCM
ausgehend erlaubt, einerseits dieses selbe Signal SCM an
eine der Diode, beispielsweise die Diode 121, und das
komplementäre Modulationssteuersignal an die Diode 122
zu legen.
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Die Widerstände R1 und R2 spielen dieselbe Rolle wie in dem
Fall der Figur 1a, wobei die Versorgungen, die bestimmt
sind, die Steuerspannungen SCM und zu liefern nicht der
vorhergehend in dem Fall der Figur 1a beschriebenen
Störmodulation ausgesetzt sind, und es ist ferner möglich, eine
große Spannung in Sperrichtung an die Dioden 121 und 122 zu
legen, wobei ein guter Stromschutz vorliegt, weil die Dioden
in Durchlaßrichtung polarisiert sind. Selbstverständlich
kann in diesem Fall ebenfalls ein großes
Mikrowellenleistungssignal durch den Modulator hindurchgehen, wie er in
Figur 2a beschrieben ist.
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Wie man in bezug auf die Figuren 1a und 2a feststellen kann,
ist die Unterteilung 12040 im wesentlichen in bezug auf die
Symmetrieachse Δ des Modulationskreises 120 symmetrisch.
Dies erlaubt natürlich, die Symmetrieeigenschaft des Aufbaus
und des Modulators und infolgedessen die
Gegentakteigenschaft der Phasenmodulation zu bewahren, die bei der
modulierten Ultrahochfrequenzwelle erhalten wird.
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Die Unterteilung 12040 ist bei einer nicht beschränkenden
Ausführungsform durch einen mittleren Spalt FC gebildet, der
in bezug auf die Symmetrieachse Δ des Modulationskreises
symmetrisch ist und auf eine Mehrzahl von Kondensatoren Ci,
die gleichmäßig entlang des genannten Spaltes FC verteilt
sind. Diese Kondensatoren stellen die Kurzschlußverbindung
der zwei Ränder des Spaltes FC bei der Frequenz des zu
modulierenden Signals oder des modulierten Signals sicher.
Selbstverständlich können diese Kondensatoren gleichförmig
verteilt sein und Werte aufweisen, die in Abhängigkeit von
der Lage der Kondensatoren angepaßt sind, wobei der größte
Wert am Ende des mittleren Spaltes FC verbunden ist.
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Vorzugsweise weist der mittlere Spalt FC eine Breite 1 oder
Abmessung in zu der Längsachse Δ des Modulationskreises 120
senkrechten Richtung von l ≤ λ/20 auf, wo λ die Wellenlänge
des zu modulierenden Signals OL oder des modulierten Signals
RF darstellt.
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Wohlgemerkt können andere Ausführungsformen des den
Gegenstand der Erfindung bildenden Modulators in Betracht gezogen
werden, ohne den Bereich des Gegenstandes der vorliegenden
Erfindung zu verlassen. Insbesondere können
Ausführungsformen in Betracht gezogen werden, in denen die Aufteilung
12040 derart durchgeführt ist, daß sie eine Quasisymmetrie
in bezug auf die Längsachse Δ des Modulationskreises 120
darstellt, wobei die vorgenannte Unterteilung dann im
wesentlichen symmetrisch ausgelegt ist.
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Eine nicht beschränkende Ausführungsform einer im
wesentlichen symmetrischen Unterteilung wird in Verbindung mit den
Figuren 3a und 3b gegeben.
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Bei der Ausführungsform der vorgenannten Figuren ist die
Unterteilung 12040 durch eine erste elektrisch leitende Zone
12041P gegeben, die gegenüber der mittleren, leitenden Zone
1204 eine Halbinsel bildet, wobei der mittlere Spalt FC
fortgelassen ist. Die erste, elektrischleitende Zone 12041P,
die eine Halbinsel bildet, ist dazu bestimmt, einen der
Anschlüsse einer der Dioden, beispielsweise die Diode 121,
aufzunehmen.
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Eine zweite elektrischleitende Zone 12042 bildet gegenüber
der mittleren leitenden Zone 1204 eine Insel und ist dazu
bestimmt, den Anschluß der anderen Diode, beispielsweise der
Diode 122, aufzunehmen.
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Wohlgemerkt sind die erste und die zweite elektrisch
leitende Zone, die die Halbinsel 12041P bzw. die Insel 12042
gegenüber der mittleren leitenden Zone 1204 bilden, im
wesentlichen in bezug auf die Symmetrieachse Δ des
Modulatorkreises 120 symmetrisch.
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In diesem Fall ist die elektrischleitende Zone 12042, die
eine Insel bildet, elektrisch mit der mittleren Leitende
Zone 1204 mittels eines Kondensators C verbunden, wie er in
Figur 3a dargestellt ist, der bei der Frequenz des zu
modulierenden Signals oder des modulierten Signals einen
Kurzschluß bildet.
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Wohlgemerkt wird, um ein Maximum an Symmetrie bei der
Ausführungsform der Figuren 3a und 3b sicherzustellen,
vorzugsweise die größte Abmessung zum Festlegen der
elektrischleitenden Zonen, die die Halbinsel 12041P oder die Insel 12042
bilden, kleiner oder gleich λ/10 gewählt, wo λ die
Wellenlänge des zu modulierenden Signals oder des modulierten
Signals darstellt.
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Wie man es sehr im einzelnen in der Figur 3b dargestellt
hat, ist die, eine Halbinsel bildende, elektrischleitende
Zone 1204lP beispielsweise mit der elektrischleitenden,
mittleren Zone 1204 durch wenigstens einen Steg 12043P
verbunden.
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In der gleichen Weise ist der Bereich, der eine Insel
bildenden, elektrischleitenden Zone 12042 von der
elektrischleitenden mittleren Zone 1204 getrennt, und ist mit
mindestens einem abgeschnittenen Steg 12044 versehen, bei
dem das Intervall schmaler als entlang dem übrigen Umfang
der Insel ist. Die abgeschnittenen Stege und die Stege sind
symmetrisch in bezug auf die Symmetrieachse Δ des
Modulatorkreises 120 angeordnet. Man sieht selbstverständlich,
daß der einzige Unterschied der Symmetrie zwischen den
elektrischleitenden Zonen, die die Halbinsel 12041P oder die
Insel 12042 bilden, tatsächlich im Vorhandensein des
Abschneidens von jedem abgeschnittenen Steg liegt, wobei
dieses Abschneiden so gering wie möglich dank der Verwendung
der Technik der gedruckten Schaltungen gemacht werden kann.
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Die Verwendung der vorbeschriebenen Modulatoren ist nicht
auf die zweiphasige Modulation beschränkt. Eine Verwendung
der zweiphasigen Gegentakt-Modulatoren, die vorstehend
beschrieben worden sind, für die Ausbildung von vierphasigen
Modulatoren wird in Verbindung mit den Figuren 4a, 4b, 4c
beschrieben.
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Allgemein kann die Ausgestaltung einer vierphasigen
Modulation vom parallelen Typ ausgehend von zwei zweiphasigen
Modulatoren, wie sie vorstehend beschrieben worden sind, von
einer Hybridkopplung 0º-90º und einem Leistungssummierer
erhalten werden.
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In der Figur 4a ist der Hybridkoppler 0º-90º mit 3
bezeichnet und zwei zweiphasige Gegentakt-Modulatoren, wie sie
vorstehend beschrieben worden sind, werden verwendet und
sind mit 4 und 5 bezeichnet, um eine zweiphasige Modulation
ausgehend von zwei symmetrischen Ausgängen des
Hybridkopplers 3 herzustellen. Die Wahl von Kreisen, die
beispielsweise auf der Seite 1 der gedruckten Schaltung des
Hybridkopplers 3 als Mikrobandleiter ausgebildet sind, erlaubt
eine unmittelbare Verbindung mit den Eingängen und den
Ausgängen der zweiphasigen Modulatoren 4 und 5. Die
Gesamtheit kann somit auf der gleichen Schaltung integriert
werden. Der Leistungssummierer 6 kann beispielsweise ein
Summierer vom Typ Wilkinson sein.
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Auf alle Fälle wird das zu modulierende Signal OL auf einen
der Eingänge des Hybridkopplerkreises 3 gegeben, wobei der
symmetrische Eingang mit einer Impedanz belastet ist, die
gleich einer charakteristischen Impedanz Zc ist. Die zwei
symmetrischen Ausgänge des Hybridkopplers 3 werden dann an
den Eingangszweig der Leitung mit einem Spalt 1200 der
zweiphasigen Modulatoren 4 und 5 gekoppelt, die in Figur 4a
dargestellt sind. Die Leitungen des Ausgangskreises 111 von
jedem zweiphasigen Gegentakt-Modulator 4 und 5 werden dann
unmittelbar mit dem Eingangsanschluß des Leistungsaddierers
6 vom Typ Wilkinson verbunden.
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Selbstverständlich entspricht der Einbau der
unterschiedlichen Teile des vierphasigen Modulators einer senkrechten
Anordnung, wobei beispielsweise die Längsachse Δ der
Modulatoren oder der Modulatorkreise oder der Modulatoren 4
und 5 senkrecht sind, wie es in der Figur 4b dargestellt
ist, oder im Gegensatz parallel, wie es in Figur 4c
dargestellt ist.
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Man erkennt, daß in den zwei genannten und in den Figuren 4b
und 4c dargestellten Fällen die Ergebnisse im wesentlichen
identisch sind, insofern die Einführungsverluste in der
Größenordnung von 5,5 dB und die Restmodulation der
Amplitude von mehr oder weniger 0,1 B betreffen, wobei jeder
Phasenzustand mit plus oder minus 1º erhalten wird.
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Der senkrechte Einbau ergibt als Hauptvorteil, die
Resonanzfrequenzen des Gehäuses auszuschließen, die sich in der
Nähe des Spektrs des Ausgangssignals RF befinden.
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Es wurde somit ein zweiphasiger Gegentakt-Modulator mit
besonderem Leistungsvermögen beschrieben, der ein von
beispielsweise einem Telekommunikationssatelliten emptangenes
Mikrowellensignal regenerieren kann. Diese Vorrichtungen
sind besonders vorteilhaft auf dem Gebiet der nummerischen
Verbindungen mit einer hohen Taktfrequenz über einen
Relaissatelliten von Daten oder von
Telekommunikationsübertragungen. Ferner ist die Verwendung dieser zweiphasigen
Modulatoren nicht auf die einzige zweiphasige Modulation beschränkt,
sondern kann in vorteilhafter Weise für die vierphasige
Modulation mittels der vorhergehend beschriebenen Anpassung
in Betracht gezogen werden.