JP2850937B2 - マイクロ波帯域用位相変調器 - Google Patents
マイクロ波帯域用位相変調器Info
- Publication number
- JP2850937B2 JP2850937B2 JP5237869A JP23786993A JP2850937B2 JP 2850937 B2 JP2850937 B2 JP 2850937B2 JP 5237869 A JP5237869 A JP 5237869A JP 23786993 A JP23786993 A JP 23786993A JP 2850937 B2 JP2850937 B2 JP 2850937B2
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- JP
- Japan
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- diodes
- modulation signal
- phase modulator
- modulation
- voltage
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C7/00—Modulating electromagnetic waves
- H03C7/02—Modulating electromagnetic waves in transmission lines, waveguides, cavity resonators or radiation fields of antennas
- H03C7/025—Modulating electromagnetic waves in transmission lines, waveguides, cavity resonators or radiation fields of antennas using semiconductor devices
- H03C7/027—Modulating electromagnetic waves in transmission lines, waveguides, cavity resonators or radiation fields of antennas using semiconductor devices using diodes
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、マイクロ波帯域（１〜
１００［ＧＨｚ］）で用いられる平衡形の位相変調器に
関する。
１００［ＧＨｚ］）で用いられる平衡形の位相変調器に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のマイクロ波帯域用位相変
調器は、例えば特開昭５７−１５５８６５号公報に開示
されたものでは、図３に示すような回路構成になってい
る。この位相変調器は、入力端子１及び出力端子２を備
えたブランチライン３［ｄＢ］ハイブリッド１０に対
し、ダイオード２０，２０′を用いて変調信号端子３０
を設けている。この位相変調器では、入力端子１から入
ったマイクロ波信号がブランチライン３［ｄＢ］ハイブ
リッド１０に入り、ダイオード２０，２０′によって変
調を受ける。通常ダイオード２０，２０′にはショット
キバリアダイオードが使用される。
調器は、例えば特開昭５７−１５５８６５号公報に開示
されたものでは、図３に示すような回路構成になってい
る。この位相変調器は、入力端子１及び出力端子２を備
えたブランチライン３［ｄＢ］ハイブリッド１０に対
し、ダイオード２０，２０′を用いて変調信号端子３０
を設けている。この位相変調器では、入力端子１から入
ったマイクロ波信号がブランチライン３［ｄＢ］ハイブ
リッド１０に入り、ダイオード２０，２０′によって変
調を受ける。通常ダイオード２０，２０′にはショット
キバリアダイオードが使用される。
【０００３】図４は、この位相変調器における変調特性
を変調電圧Ｖm と出力信号電圧Ｖout との関係で示した
ものである。この位相変調器の場合、変調特性に従って
変調電圧Ｖm の小さい範囲で使用すれば線形変調器とし
て動作する。
を変調電圧Ｖm と出力信号電圧Ｖout との関係で示した
ものである。この位相変調器の場合、変調特性に従って
変調電圧Ｖm の小さい範囲で使用すれば線形変調器とし
て動作する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図３に示した位相変調
器の場合、変調電圧の小さい範囲で使用するため、信号
損失が大きくなってしまうという問題がある。
器の場合、変調電圧の小さい範囲で使用するため、信号
損失が大きくなってしまうという問題がある。
【０００５】又、ダイオードにショットキバリアダイオ
ードを使用しているため、変調器における最大入力電力
が＋１０［ｄＢｍ］と低くなり、出力電力の方は−５
［ｄＢｍ］程度となるので、所望の出力電力を得るため
には増幅器の段数を増加させる必要がある。ところが、
このように増幅段を増加させると、回路構成が複雑にな
ってしまう。
ードを使用しているため、変調器における最大入力電力
が＋１０［ｄＢｍ］と低くなり、出力電力の方は−５
［ｄＢｍ］程度となるので、所望の出力電力を得るため
には増幅器の段数を増加させる必要がある。ところが、
このように増幅段を増加させると、回路構成が複雑にな
ってしまう。
【０００６】更に、出力電圧レベルが低過ぎて回路全体
のインピーダンスを一定に保ち難いという欠点がある。
のインピーダンスを一定に保ち難いという欠点がある。
【０００７】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたもので、その技術的課題は、信号損失が小さく、簡
素な構成で所望の出力電力が得られると共に、インピー
ダンスが一定に保たれるマイクロ波帯域用位相変調器を
提供することにある。
れたもので、その技術的課題は、信号損失が小さく、簡
素な構成で所望の出力電力が得られると共に、インピー
ダンスが一定に保たれるマイクロ波帯域用位相変調器を
提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、バラン
ス・アンバランス変換部に２つのダイオードを出力端子
からバイアス回路の間に互いに同極性に接続したマイク
ロ波域用位相変調器において、バイアス回路では、２つ
のダイオードのそれぞれに２つのオペアンプを通して同
相のバイアスを和が一定になるように印加すると共に、
変調信号を該２つのオペアンプの一方のものには反転さ
せ，且つ他方のものには反転せずに与えて該２つのダイ
オードに逆相の変調電圧を印加するマイクロ波帯域用位
相変調器が得られる。
ス・アンバランス変換部に２つのダイオードを出力端子
からバイアス回路の間に互いに同極性に接続したマイク
ロ波域用位相変調器において、バイアス回路では、２つ
のダイオードのそれぞれに２つのオペアンプを通して同
相のバイアスを和が一定になるように印加すると共に、
変調信号を該２つのオペアンプの一方のものには反転さ
せ，且つ他方のものには反転せずに与えて該２つのダイ
オードに逆相の変調電圧を印加するマイクロ波帯域用位
相変調器が得られる。
【０００９】又、本発明によれば、バランス・アンバラ
ンス変換部に２つのダイオードを互いに同極性で接続し
たマイクロ波域用位相変調器において、２つのダイオー
ドのうちの一方に固定バイアス電圧と変調信号とを重畳
させて印加する第１の重畳印加手段と、２つのダイオー
ドのうちの他方に固定バイアス電圧と変調信号の位相が
反転した反転変調信号とを重畳させて印加する第２の重
畳印加手段とを含み、固定バイアス電圧は、変調信号が
零のときに入力，又は出力のインピーダンスが安定状態
となるように選定されたマイクロ波帯域用位相変調器が
得られる。
ンス変換部に２つのダイオードを互いに同極性で接続し
たマイクロ波域用位相変調器において、２つのダイオー
ドのうちの一方に固定バイアス電圧と変調信号とを重畳
させて印加する第１の重畳印加手段と、２つのダイオー
ドのうちの他方に固定バイアス電圧と変調信号の位相が
反転した反転変調信号とを重畳させて印加する第２の重
畳印加手段とを含み、固定バイアス電圧は、変調信号が
零のときに入力，又は出力のインピーダンスが安定状態
となるように選定されたマイクロ波帯域用位相変調器が
得られる。
【００１０】更に、本発明によれば、バランス・アンバ
ランス変換部に２つのダイオードを互いに逆極性で接続
したマイクロ波域用位相変調器において、２つのダイオ
ードのうちの一方に固定バイアス電圧と変調信号とを重
畳させて印加する第１の重畳印加手段と、２つのダイオ
ードのうちの他方に固定バイアス電圧と変調信号の位相
が反転した反転変調信号とを重畳させて印加する第２の
重畳印加手段とを含み、固定バイアス電圧は、変調信号
が零のときに入力，又は出力のインピーダンスが安定状
態となるように選定されたマイクロ波帯域用位相変調器
が得られる。
ランス変換部に２つのダイオードを互いに逆極性で接続
したマイクロ波域用位相変調器において、２つのダイオ
ードのうちの一方に固定バイアス電圧と変調信号とを重
畳させて印加する第１の重畳印加手段と、２つのダイオ
ードのうちの他方に固定バイアス電圧と変調信号の位相
が反転した反転変調信号とを重畳させて印加する第２の
重畳印加手段とを含み、固定バイアス電圧は、変調信号
が零のときに入力，又は出力のインピーダンスが安定状
態となるように選定されたマイクロ波帯域用位相変調器
が得られる。
【００１１】
【実施例】以下に実施例を挙げ、本発明のマイクロ波帯
域用位相変調器について、図面を参照して詳細に説明す
る。図１は、本発明の一実施例に係るマイクロ波帯域用
位相変調器の基本構成を回路図により示したものであ
る。
域用位相変調器について、図面を参照して詳細に説明す
る。図１は、本発明の一実施例に係るマイクロ波帯域用
位相変調器の基本構成を回路図により示したものであ
る。
【００１２】この位相変調器は、バランス・アンバラン
ス変換部としてのマーチャントバラン（受動分布定数回
路）１を含む位相変調回路１７と、これに接続されたバ
イアス回路１８とから構成されている。
ス変換部としてのマーチャントバラン（受動分布定数回
路）１を含む位相変調回路１７と、これに接続されたバ
イアス回路１８とから構成されている。
【００１３】位相変調回路１７は、マーチャントバラン
１の他、これに互いに同極性となるように接続された２
つのＰＩＮダイオード２，３を有している。これらのＰ
ＩＮダイオード２，３は、出力端子Ｏに接続されてい
る。
１の他、これに互いに同極性となるように接続された２
つのＰＩＮダイオード２，３を有している。これらのＰ
ＩＮダイオード２，３は、出力端子Ｏに接続されてい
る。
【００１４】バイアス回路１８は、ＰＩＮダイオード２
にその出力端子が接続されたオペアンプ４と、ＰＩＮダ
イオード３にその出力端子が接続されたオペアンプ９
と、オペアンプ４の出力端子及び反転入力端子間に接続
された帰還抵抗５と、オペアンプ９の出力端子及び反転
入力端子間に接続された帰還抵抗１０と、オペアンプ４
の反転入力端子に入力抵抗６を介し、又オペアンプ９の
非反転入力端子に入力抵抗１３を介してそれぞれ接続さ
れた変調信号用入力端子Ｂ．Ｂと、オペアンプ４の非反
転入力端子とグランドを繋ぐ接地抵抗８と、オペアンプ
９の反転入力端子とグランドを繋ぐ接地抵抗１１と、オ
ペアンプ４の非反転入力端子に入力抵抗７を介し、又オ
ペアンプ９の非反転入力端子に入力抵抗１２を介してそ
れぞれ並列接続された電圧印加回路１００とを有してい
る。
にその出力端子が接続されたオペアンプ４と、ＰＩＮダ
イオード３にその出力端子が接続されたオペアンプ９
と、オペアンプ４の出力端子及び反転入力端子間に接続
された帰還抵抗５と、オペアンプ９の出力端子及び反転
入力端子間に接続された帰還抵抗１０と、オペアンプ４
の反転入力端子に入力抵抗６を介し、又オペアンプ９の
非反転入力端子に入力抵抗１３を介してそれぞれ接続さ
れた変調信号用入力端子Ｂ．Ｂと、オペアンプ４の非反
転入力端子とグランドを繋ぐ接地抵抗８と、オペアンプ
９の反転入力端子とグランドを繋ぐ接地抵抗１１と、オ
ペアンプ４の非反転入力端子に入力抵抗７を介し、又オ
ペアンプ９の非反転入力端子に入力抵抗１２を介してそ
れぞれ並列接続された電圧印加回路１００とを有してい
る。
【００１５】この電圧印加回路１００は、電圧印加端子
Ｖccに接続された抵抗１６とグランドに繋がれたＰＩＮ
ダイオード１４との間に可変抵抗１５を介在させ、直列
接続して成っている。因みに、入力抵抗７，１２はＰＩ
Ｎダイオード１４及び可変抵抗１５間で接続されてい
る。又、上述したＰＩＮダイオード２，３，１４は、シ
ョットキバリアダイオードよりも出力電圧レベルが高
い。
Ｖccに接続された抵抗１６とグランドに繋がれたＰＩＮ
ダイオード１４との間に可変抵抗１５を介在させ、直列
接続して成っている。因みに、入力抵抗７，１２はＰＩ
Ｎダイオード１４及び可変抵抗１５間で接続されてい
る。又、上述したＰＩＮダイオード２，３，１４は、シ
ョットキバリアダイオードよりも出力電圧レベルが高
い。
【００１６】この位相変調器では、ダイオード３に固定
バイアス電圧と変調信号とを重畳させて印加する構成，
即ち、変調信号用入力端子Ｂ．Ｂ，電圧印加回路１０
０，オペアンプ９，及び入力抵抗１２，１３は合わせて
第１の重畳印加手段として働く。又、ダイオード２に固
定バイアス電圧と変調信号の位相が反転した反転変調信
号とを重畳させて印加する構成，即ち、変調信号用入力
端子Ｂ．Ｂ，電圧印加回路１００，オペアンプ４，及び
入力抵抗６，７は合わせて第２の重畳印加手段として働
く。ここで、電圧印加回路１００により印加する固定バ
イアス電圧は、変調信号が零のときに回路全体の入力又
は出力のインピーダンスが最安定状態となるように選定
される。
バイアス電圧と変調信号とを重畳させて印加する構成，
即ち、変調信号用入力端子Ｂ．Ｂ，電圧印加回路１０
０，オペアンプ９，及び入力抵抗１２，１３は合わせて
第１の重畳印加手段として働く。又、ダイオード２に固
定バイアス電圧と変調信号の位相が反転した反転変調信
号とを重畳させて印加する構成，即ち、変調信号用入力
端子Ｂ．Ｂ，電圧印加回路１００，オペアンプ４，及び
入力抵抗６，７は合わせて第２の重畳印加手段として働
く。ここで、電圧印加回路１００により印加する固定バ
イアス電圧は、変調信号が零のときに回路全体の入力又
は出力のインピーダンスが最安定状態となるように選定
される。
【００１７】この位相変調器の場合、マーチャントバラ
ン１の入力端子ＬO から入力されるＲＦ（無線周波数）
信号は、マーチャントバラン１で位相が反転されてＰＩ
Ｎダイオード２，３に入る。又、変調信号用入力端子
Ｂ．Ｂから入る変調（ベースバンド）信号ＶBBは、バイ
アス回路１８から位相変調回路１７へと与えられる。Ｐ
ＩＮダイオード２，３を通ったＲＦ信号とバイアス回路
１８からの変調信号ＶBBとは、掛け算されて位相変調回
路１７における出力端子Ｏから出力される。
ン１の入力端子ＬO から入力されるＲＦ（無線周波数）
信号は、マーチャントバラン１で位相が反転されてＰＩ
Ｎダイオード２，３に入る。又、変調信号用入力端子
Ｂ．Ｂから入る変調（ベースバンド）信号ＶBBは、バイ
アス回路１８から位相変調回路１７へと与えられる。Ｐ
ＩＮダイオード２，３を通ったＲＦ信号とバイアス回路
１８からの変調信号ＶBBとは、掛け算されて位相変調回
路１７における出力端子Ｏから出力される。
【００１８】ここでは、電圧印加回路１００の電圧印加
端子Ｖccから印加される電圧が可変抵抗１５を通して基
準電圧（固定バイアス電圧）ＶREF としてオペアンプ
４，９に印加されるので、オペアンプ４の出力電力は−
（ＶREF −ＶBB），オペアンプ９の出力電力は−（Ｖ
REF ＋ＶBB）となり、バイアス回路１８からの出力電圧
の和は一定となる。
端子Ｖccから印加される電圧が可変抵抗１５を通して基
準電圧（固定バイアス電圧）ＶREF としてオペアンプ
４，９に印加されるので、オペアンプ４の出力電力は−
（ＶREF −ＶBB），オペアンプ９の出力電力は−（Ｖ
REF ＋ＶBB）となり、バイアス回路１８からの出力電圧
の和は一定となる。
【００１９】このような電圧を印加することにより、入
力電圧（Ｖin）と出力電圧（Ｖout）を入力電圧
（Ｖin）で乗じた（Ｖout ）／（Ｖin）との関係におい
て、図２（ａ）に示すような曲線から図２（ｂ）に示す
ような所望の比例直線（所定の傾きを有する）に変化さ
せることができる。又、変調時のインピーダンスＺも図
２（ｃ）に示すような釣り鐘状の曲線（信号損失が大き
いことを示す）から図２（ｄ）に示すような勾配の無い
直線（信号損失が極めて小さいことを示す）へと変化さ
せることができ、インピーダンスＺを一定に保つことが
できる。
力電圧（Ｖin）と出力電圧（Ｖout）を入力電圧
（Ｖin）で乗じた（Ｖout ）／（Ｖin）との関係におい
て、図２（ａ）に示すような曲線から図２（ｂ）に示す
ような所望の比例直線（所定の傾きを有する）に変化さ
せることができる。又、変調時のインピーダンスＺも図
２（ｃ）に示すような釣り鐘状の曲線（信号損失が大き
いことを示す）から図２（ｄ）に示すような勾配の無い
直線（信号損失が極めて小さいことを示す）へと変化さ
せることができ、インピーダンスＺを一定に保つことが
できる。
【００２０】尚、上述した実施例の場合、ＰＩＮダイオ
ード２，３は互いに同極性となるようにマーチャントバ
ラン１に接続されるものとしたが、これらのＰＩＮダイ
オード２，３を互いに逆極性となるようにマーチャント
バラン１に接続し、オペアンプ４，９の極性をこれに揃
えて構成した場合にも同等の効果が得られる。
ード２，３は互いに同極性となるようにマーチャントバ
ラン１に接続されるものとしたが、これらのＰＩＮダイ
オード２，３を互いに逆極性となるようにマーチャント
バラン１に接続し、オペアンプ４，９の極性をこれに揃
えて構成した場合にも同等の効果が得られる。
【００２１】
【発明の効果】以上に述べた通り、本発明のマイクロ波
帯域用位相変調器によれば、入力電圧と出力電圧／入力
電圧との関係で示される変調特性が所望の比例直線で得
られるため、信号損失が小さく、インピーダンスが一定
に保たれるようになる。又、この位相変調器の場合、特
にＰＩＮダイオードに整流作用を無くすことを可能にし
ているため、高周波による変調特性への影響が小さく、
簡素な構成で所望の出力電力が得られるようになる。
帯域用位相変調器によれば、入力電圧と出力電圧／入力
電圧との関係で示される変調特性が所望の比例直線で得
られるため、信号損失が小さく、インピーダンスが一定
に保たれるようになる。又、この位相変調器の場合、特
にＰＩＮダイオードに整流作用を無くすことを可能にし
ているため、高周波による変調特性への影響が小さく、
簡素な構成で所望の出力電力が得られるようになる。
【図１】本発明の一実施例に係るマイクロ波帯域用位相
変調器の基本構成を示した回路図である。
変調器の基本構成を示した回路図である。
【図２】図１に示すマイクロ波帯域用位相変調器におけ
る変調特性及びインピーダンス特性を説明するために示
したもので、（ａ）は変調前の入力電圧と出力電圧／入
力電圧との関係を示し、（ｂ）は変調時の入力電圧と出
力電圧／入力電圧との関係を示し、（ｃ）は変調前のイ
ンピーダンス特性を示し、（ｄ）は変調時のインピーダ
ンス特性を示したものである。
る変調特性及びインピーダンス特性を説明するために示
したもので、（ａ）は変調前の入力電圧と出力電圧／入
力電圧との関係を示し、（ｂ）は変調時の入力電圧と出
力電圧／入力電圧との関係を示し、（ｃ）は変調前のイ
ンピーダンス特性を示し、（ｄ）は変調時のインピーダ
ンス特性を示したものである。
【図３】従来のマイクロ波帯域用位相変調器の基本構成
を示した回路図である。
を示した回路図である。
【図４】図３に示す位相変調器における変調特性を変調
電圧Ｖm と出力信号電圧Ｖoutとの関係で示したもので
ある。
電圧Ｖm と出力信号電圧Ｖoutとの関係で示したもので
ある。
１ マーチャントバラン ２，３，１４ ＰＩＮダイオード ４，９ オペアンプ ５，１０ 帰還抵抗 ６，７，８，１１，１２，１３，１６ 抵抗 １５ 可変抵抗 １７ 位相変調回路 １８ バイアス回路 １００ 電圧印加回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−56092（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−148405（ＪＰ，Ａ) 特公 昭63−38137（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (3)
- 【請求項１】 バランス・アンバランス変換部に２つの
ダイオードを出力端子からバイアス回路の間に互いに同
極性に接続したマイクロ波域用位相変調器において、前
記バイアス回路では、前記２つのダイオードのそれぞれ
に２つのオペアンプを通して同相のバイアスを和が一定
になるように印加すると共に、変調信号を該２つのオペ
アンプの一方のものには反転させ，且つ他方のものには
反転せずに与えて該２つのダイオードに逆相の変調電圧
を印加することを特徴とするマイクロ波帯域用位相変調
器。 - 【請求項２】 バランス・アンバランス変換部に２つの
ダイオードを互いに同極性で接続したマイクロ波域用位
相変調器において、前記２つのダイオードのうちの一方
に固定バイアス電圧と変調信号とを重畳させて印加する
第１の重畳印加手段と、前記２つのダイオードのうちの
他方に前記固定バイアス電圧と前記変調信号の位相が反
転した反転変調信号とを重畳させて印加する第２の重畳
印加手段とを含み、前記固定バイアス電圧は、前記変調
信号が零のときに入力，又は出力のインピーダンスが安
定状態となるように選定されたことを特徴とするマイク
ロ波帯域用位相変調器。 - 【請求項３】 バランス・アンバランス変換部に２つの
ダイオードを互いに逆極性で接続したマイクロ波域用位
相変調器において、前記２つのダイオードのうちの一方
に固定バイアス電圧と変調信号とを重畳させて印加する
第１の重畳印加手段と、前記２つのダイオードのうちの
他方に前記固定バイアス電圧と前記変調信号の位相が反
転した反転変調信号とを重畳させて印加する第２の重畳
印加手段とを含み、前記固定バイアス電圧は、前記変調
信号が零のときに入力，又は出力のインピーダンスが安
定状態となるように選定されたことを特徴とするマイク
ロ波帯域用位相変調器。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5237869A JP2850937B2 (ja) | 1993-09-24 | 1993-09-24 | マイクロ波帯域用位相変調器 |
| CN94113880.1A CN1115930A (zh) | 1993-09-24 | 1994-09-22 | 用于微波段的平衡相位调制器 |
| EP94115048A EP0645916B1 (en) | 1993-09-24 | 1994-09-23 | Balanced phase modulator used in microwave band |
| DE69430836T DE69430836T2 (de) | 1993-09-24 | 1994-09-23 | Gegentaktphasenmodulator für den Mikrowellenbereich |
| AU74194/94A AU674436B2 (en) | 1993-09-24 | 1994-09-23 | Balanced phase modulator used in microwave band |
| US08/311,601 US5457436A (en) | 1993-09-24 | 1994-09-23 | Balanced phase modulator used in microwave band |
| TW083108875A TW249875B (ja) | 1993-09-24 | 1994-09-24 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5237869A JP2850937B2 (ja) | 1993-09-24 | 1993-09-24 | マイクロ波帯域用位相変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0795251A JPH0795251A (ja) | 1995-04-07 |
| JP2850937B2 true JP2850937B2 (ja) | 1999-01-27 |
Family
ID=17021626
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5237869A Expired - Lifetime JP2850937B2 (ja) | 1993-09-24 | 1993-09-24 | マイクロ波帯域用位相変調器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5457436A (ja) |
| EP (1) | EP0645916B1 (ja) |
| JP (1) | JP2850937B2 (ja) |
| CN (1) | CN1115930A (ja) |
| AU (1) | AU674436B2 (ja) |
| DE (1) | DE69430836T2 (ja) |
| TW (1) | TW249875B (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08125446A (ja) * | 1994-10-25 | 1996-05-17 | Nec Corp | マイクロ波変調器、混合器及びその特性調整方法 |
| JPH1013156A (ja) * | 1996-06-24 | 1998-01-16 | Nec Corp | 平衡変調器 |
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