JPH0422372B2 - - Google Patents
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- JPH0422372B2 JPH0422372B2 JP9254085A JP9254085A JPH0422372B2 JP H0422372 B2 JPH0422372 B2 JP H0422372B2 JP 9254085 A JP9254085 A JP 9254085A JP 9254085 A JP9254085 A JP 9254085A JP H0422372 B2 JPH0422372 B2 JP H0422372B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 238000006386 neutralization reaction Methods 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
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- Amplitude Modulation (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は例えばマイクロ波通信の多値変調器等
に使用される返調位相偏差の小さなモノリシツク
IC（集積回路）化変調回路に関するものである。
に使用される返調位相偏差の小さなモノリシツク
IC（集積回路）化変調回路に関するものである。
〔発明の技術的背景とその問題点〕
第３図は従来のモノリシツクIC化変調回路の
回路構成を示す。図中Ｃで示す部分が基本乗算器
部分であり、この構成の場合、ポートアの入力線
形範囲はポートイに比べて、狭くなるため、通常
のポートアの方がローカルポートに、ポートイは
ベースバンド入力ポートとなる。また、図中Ａは
ローカルポート側の、Ｂは信号ポート側のアンバ
ランス−バランス変換回路、Ｄは出力段のエミツ
タフオロアである。本変調回路を動作させる場合
には、１または２のポートからアンバランスのロ
ーカル信号を入力し、３，４または５，６のポー
トからベースバンド信号を入力する。ベースバン
ド信号は、アンバランスで入力されるから変調回
路を、アンバランス駆動する時は３または４のポ
ートから入力して基本乗算器Ｃを直接駆動し、バ
ランス駆動する時は５または６のポートから入力
してアンバランス−バランス変換回路Ｂでバラン
スに変換後基本乗算器Ｃを駆動する。このとき、
変調出力波は７または８のポートから取り出され
る。第４図は、第３図に示す従来形式の変調回路
の特性例であり、ａは入出力特性、ｂは振巾位相
特性の例である。第５図は従来の大振巾入力時の
変調位相特性図である。従来のこの形式の変調回
路では第５図に示すように、高入力レベル時にお
ける変調位相偏差が大きくなるという欠点があ
る。第６図は、この変調位相偏差をトランジスタ
Q5〜Q8の内部容量を変えて計算した例であり
（設計中心の容量に対して±50％まで変化）、時
に、ベース−コレクタ間の容量の影響が大きいこ
とがわかる。
回路構成を示す。図中Ｃで示す部分が基本乗算器
部分であり、この構成の場合、ポートアの入力線
形範囲はポートイに比べて、狭くなるため、通常
のポートアの方がローカルポートに、ポートイは
ベースバンド入力ポートとなる。また、図中Ａは
ローカルポート側の、Ｂは信号ポート側のアンバ
ランス−バランス変換回路、Ｄは出力段のエミツ
タフオロアである。本変調回路を動作させる場合
には、１または２のポートからアンバランスのロ
ーカル信号を入力し、３，４または５，６のポー
トからベースバンド信号を入力する。ベースバン
ド信号は、アンバランスで入力されるから変調回
路を、アンバランス駆動する時は３または４のポ
ートから入力して基本乗算器Ｃを直接駆動し、バ
ランス駆動する時は５または６のポートから入力
してアンバランス−バランス変換回路Ｂでバラン
スに変換後基本乗算器Ｃを駆動する。このとき、
変調出力波は７または８のポートから取り出され
る。第４図は、第３図に示す従来形式の変調回路
の特性例であり、ａは入出力特性、ｂは振巾位相
特性の例である。第５図は従来の大振巾入力時の
変調位相特性図である。従来のこの形式の変調回
路では第５図に示すように、高入力レベル時にお
ける変調位相偏差が大きくなるという欠点があ
る。第６図は、この変調位相偏差をトランジスタ
Q5〜Q8の内部容量を変えて計算した例であり
（設計中心の容量に対して±50％まで変化）、時
に、ベース−コレクタ間の容量の影響が大きいこ
とがわかる。
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、
変調位相偏差を小さくして変調位相特性を良好に
し得るモノリシツクIC化変調回路を提供するこ
とを目的とする。
変調位相偏差を小さくして変調位相特性を良好に
し得るモノリシツクIC化変調回路を提供するこ
とを目的とする。
本発明は、モノリシツクIC化変調回路の出力
段トランジスタのベース−コレクタ間容量を、逆
相で励振されたトランジスタのベース−コレクタ
間容量で中和することを最も主要な特徴とする。
段トランジスタのベース−コレクタ間容量を、逆
相で励振されたトランジスタのベース−コレクタ
間容量で中和することを最も主要な特徴とする。
第１図は本発明の一実施例である。第２図は本
発明の従来形式の変調回路との特性の比較例であ
り、ａは入出力特性、ｂは変調位相特性の計算結
果である。第１図中、破線２０で示した部分（負
荷抵抗RL、各トランジスタQ21，Q22，Q23，Q24，
Q25，Q26、エミツタ抵抗RE、および定電流源を
構成するトランジスタQ27で構成される部分）
は、第３図に示す従来形式の変調回路の構成と同
じであるが、これに各トランジスタQ28，Q29，
Q30，Q31，Q32，Q33および抵抗RXが装荷された
構成となつている。
発明の従来形式の変調回路との特性の比較例であ
り、ａは入出力特性、ｂは変調位相特性の計算結
果である。第１図中、破線２０で示した部分（負
荷抵抗RL、各トランジスタQ21，Q22，Q23，Q24，
Q25，Q26、エミツタ抵抗RE、および定電流源を
構成するトランジスタQ27で構成される部分）
は、第３図に示す従来形式の変調回路の構成と同
じであるが、これに各トランジスタQ28，Q29，
Q30，Q31，Q32，Q33および抵抗RXが装荷された
構成となつている。
すなわち、第１のトランジスタQ21と第２のト
ランジスタQ22のエミツタどうし、及び第３のト
ランジスタQ23と第４のトランジスタQ24のエミ
ツタどうしを接続し、第１のトランジスタQ21と
第３のトランジスタQ23と第９のトランジスタ
Q29と第11のトランジスタQ31のコレクタどうし、
及び第２のトランジスタQ22と第４のトランジス
タQ24と第８のトランジスタQ28と第10のトラン
ジスタQ30のコレクタどうしを各々接続し、第１
のトランジスタQ21と第８のトランジスタQ28と
第４のトランジスタQ24と第11のトランジスタ
Q31のベースどうし、及び第２のトランジスタ
Q22と第９のトランジスタQ29と第３のトランジ
スタQ23と第10のトランジスタQ30のベースを
各々接続し、第１のトランジスタQ21、第２のト
ランジスタQ22のエミツタと第５のトランジスタ
Q25のコレクタを接続し、第３のトランジスタ
Q23、第４のトランジスタQ24のエミツタと第６
のトランジスタQ26のコレクタを接続し、第８の
トランジスタQ28と第９のトランジスタQ29のエ
ミツタを抵抗RXを介して第12のトランジスタQ32
のコレクタに、第10のトランジスタQ30と第11の
トランジスタQ31のエミツタを同様に抵抗RXを介
して第13のトランジスタQ33のコレクタに接続
し、第５のトランジスタQ25と第12のトランジス
タQ32のベースどうし及びエミツタどうしを接続
し、第６のトランジスタQ26と第13のトランジス
タQ33のベースどうし及びエミツタどうしを接続
し、第５のトランジスタQ25及び第12のトランジ
スタQ32のエミツタ、第６のトランジスタQ26及
び第13のトランジスタQ33のエミツタを各々抵抗
REを介して定電流源を構成する第７のトランジ
スタQ27に接続し、前記トランジスタQ22，Q29，
Q23，Q30のベースとトランジスタQ21，Q28，
Q24，Q31のベースをローカル入力ポートウに接
続し、トランジスタQ26，Q33のベースとトラン
ジスタQ25，Q32のベースをベースバンド入力ポ
ートエに接続し、トランジスタQ21，Q29，Q23，
Q31のコレクタとトランジスタQ28，Q22，Q30，
Q24のコレクタを出力ポートオに接続する。R1，
R2は抵抗である。本変調回路を動作される場合
には従来の変調回路の場合と同様に入力ポートウ
がローカル（局発）ポートエがベースバンド入力
ポートとなり、出力ポートオから変調波が取り出
される。その場合、本発明形式の変調回路の場
合、大振巾入力時においても逆相で励振されたト
ランジスタQ28〜Q31のベースコレクタ間容量で、
出力段トランジスタQ21〜Q24のベース−コレク
タ間容量を中和するため、出力ポートオでの位相
偏差は小さくでき変調位相特性が改善される。
ランジスタQ22のエミツタどうし、及び第３のト
ランジスタQ23と第４のトランジスタQ24のエミ
ツタどうしを接続し、第１のトランジスタQ21と
第３のトランジスタQ23と第９のトランジスタ
Q29と第11のトランジスタQ31のコレクタどうし、
及び第２のトランジスタQ22と第４のトランジス
タQ24と第８のトランジスタQ28と第10のトラン
ジスタQ30のコレクタどうしを各々接続し、第１
のトランジスタQ21と第８のトランジスタQ28と
第４のトランジスタQ24と第11のトランジスタ
Q31のベースどうし、及び第２のトランジスタ
Q22と第９のトランジスタQ29と第３のトランジ
スタQ23と第10のトランジスタQ30のベースを
各々接続し、第１のトランジスタQ21、第２のト
ランジスタQ22のエミツタと第５のトランジスタ
Q25のコレクタを接続し、第３のトランジスタ
Q23、第４のトランジスタQ24のエミツタと第６
のトランジスタQ26のコレクタを接続し、第８の
トランジスタQ28と第９のトランジスタQ29のエ
ミツタを抵抗RXを介して第12のトランジスタQ32
のコレクタに、第10のトランジスタQ30と第11の
トランジスタQ31のエミツタを同様に抵抗RXを介
して第13のトランジスタQ33のコレクタに接続
し、第５のトランジスタQ25と第12のトランジス
タQ32のベースどうし及びエミツタどうしを接続
し、第６のトランジスタQ26と第13のトランジス
タQ33のベースどうし及びエミツタどうしを接続
し、第５のトランジスタQ25及び第12のトランジ
スタQ32のエミツタ、第６のトランジスタQ26及
び第13のトランジスタQ33のエミツタを各々抵抗
REを介して定電流源を構成する第７のトランジ
スタQ27に接続し、前記トランジスタQ22，Q29，
Q23，Q30のベースとトランジスタQ21，Q28，
Q24，Q31のベースをローカル入力ポートウに接
続し、トランジスタQ26，Q33のベースとトラン
ジスタQ25，Q32のベースをベースバンド入力ポ
ートエに接続し、トランジスタQ21，Q29，Q23，
Q31のコレクタとトランジスタQ28，Q22，Q30，
Q24のコレクタを出力ポートオに接続する。R1，
R2は抵抗である。本変調回路を動作される場合
には従来の変調回路の場合と同様に入力ポートウ
がローカル（局発）ポートエがベースバンド入力
ポートとなり、出力ポートオから変調波が取り出
される。その場合、本発明形式の変調回路の場
合、大振巾入力時においても逆相で励振されたト
ランジスタQ28〜Q31のベースコレクタ間容量で、
出力段トランジスタQ21〜Q24のベース−コレク
タ間容量を中和するため、出力ポートオでの位相
偏差は小さくでき変調位相特性が改善される。
例えば、入力ポート（ベースバンド入力ポー
ト）エの１２の側に正の電圧が加えられてトラン
ジスタQ32，Q25がオンしている状態を考えると、
トランジスタQ21のコレクタ−エミツタ及びトラ
ンジスタQ25のコレクタ−エミツタを通して負荷
抵抗RLに電流が流れる。この時、トランジスタ
Q21のベースコレクタ間容量により位相が変化す
る。特に、第２図ｂの点線で示すようにトランジ
スタQ32，Q25に加えられるベースバンド電圧
VIN（Ｖ）が変化することにより位相が大幅に変
化し、位相偏差が大きくなる。そこで本発明では
トランジスタQ21とは逆相の局発信号で励振され
たトランジスタQ29を設けて、トランジスタQ29
のコレクタ−エミツタ及びトランジスタQ32のコ
レクタ−エミツタを通して負荷RLに電流を流す
ことにより、トランジスタQ29のベース−コレク
タ間容量で前記トランジスタQ21のベース−オレ
クタ間容量を中和し、第２図ｂの実線で示すよう
に位相変化を小さくし、位相偏差を小さくして変
調位相特性を改善している。同様にして、トラン
ジスタQ22のベース−コレクタ間容量はトランジ
スタQ28のベース−コレクタ間容量で中和され
る。その際、補償用トランジスタ（Q21に対して
はQ29，Q22に対してはQ28）の利得が補償前のト
ランジスタの利得とまつたく等しいと出力ポート
オには信号が取り出せない。そのため、補償用ト
ランジスタQ29，Q28の利得を落とすため、補償
用トランジスタQ29，Q28のエミツタ側には、抵
抗RXを入れてある。このように、補償用トラン
ジスタQ29，Q28のエミツタ側に抵抗RXを入れる
ことにより、第２図ａに示すように、出力振巾が
従来形式（点線）に比べて本発明形式（実線）の
方が低下する。
ト）エの１２の側に正の電圧が加えられてトラン
ジスタQ32，Q25がオンしている状態を考えると、
トランジスタQ21のコレクタ−エミツタ及びトラ
ンジスタQ25のコレクタ−エミツタを通して負荷
抵抗RLに電流が流れる。この時、トランジスタ
Q21のベースコレクタ間容量により位相が変化す
る。特に、第２図ｂの点線で示すようにトランジ
スタQ32，Q25に加えられるベースバンド電圧
VIN（Ｖ）が変化することにより位相が大幅に変
化し、位相偏差が大きくなる。そこで本発明では
トランジスタQ21とは逆相の局発信号で励振され
たトランジスタQ29を設けて、トランジスタQ29
のコレクタ−エミツタ及びトランジスタQ32のコ
レクタ−エミツタを通して負荷RLに電流を流す
ことにより、トランジスタQ29のベース−コレク
タ間容量で前記トランジスタQ21のベース−オレ
クタ間容量を中和し、第２図ｂの実線で示すよう
に位相変化を小さくし、位相偏差を小さくして変
調位相特性を改善している。同様にして、トラン
ジスタQ22のベース−コレクタ間容量はトランジ
スタQ28のベース−コレクタ間容量で中和され
る。その際、補償用トランジスタ（Q21に対して
はQ29，Q22に対してはQ28）の利得が補償前のト
ランジスタの利得とまつたく等しいと出力ポート
オには信号が取り出せない。そのため、補償用ト
ランジスタQ29，Q28の利得を落とすため、補償
用トランジスタQ29，Q28のエミツタ側には、抵
抗RXを入れてある。このように、補償用トラン
ジスタQ29，Q28のエミツタ側に抵抗RXを入れる
ことにより、第２図ａに示すように、出力振巾が
従来形式（点線）に比べて本発明形式（実線）の
方が低下する。
上記したように、第２図ａ，ｂの本発明と従来
形式との特性例に示すように、本発明による構成
をとることによつて、従来形式の変調回路の場合
に比べて、変調位相特性が改善されている様子が
わかる。
形式との特性例に示すように、本発明による構成
をとることによつて、従来形式の変調回路の場合
に比べて、変調位相特性が改善されている様子が
わかる。
次に、第７図に示す乗算回路（変調回路）の基
本構成図の中で、この回路の動作原理を示しなが
ら「中和」とは如何なる状態か、また、「中和」
により位相偏差が小さくなる理由について説明す
る。
本構成図の中で、この回路の動作原理を示しなが
ら「中和」とは如何なる状態か、また、「中和」
により位相偏差が小さくなる理由について説明す
る。
本乗算器を変調器として使用する場合、アのポ
ートが局発入力ポート、イのポートがベースバン
ド入力ポート、ウのポートが変調波出力ポートと
なり、ア，イのポートはバランス入力ポート、ウ
のポートはバランス出力ポートである。出力ポー
トウ−１側のポートに着目して考えると、このポ
ートはア−１の局発信号がQ7のトランジスタを
介して増幅された信号と、ア−２の局発信号が
Q5のトランジスタを介して増幅された信号との
合成されたものが出力される。従つて、ベースバ
ンド信号が零の時（即ち、イ−１の信号とイ−２
の信号が完全にバランスしている時）はトランジ
スタQ10とQ11に流れる電流は等しくなり、Q5の
トランジスタとQ7のトランジスタの増幅度は等
しくなり（増幅度は動作電流に比例する。）、ウ−
１の出力は零となる。またイ−１の入力レベルが
高くなると、Q10のトランジスタの電流が大きく
なり、Q5のトランジスタの増幅度が、Q7のトラ
ンジスタの増幅度よりも大きくなるため、ア−２
側の局発信号がウ−１の端子より出力される。こ
の時、出力変調波の位相特性（ベースバンド信号
が変化した時の出力位相の変化）は、第６図のシ
ミユレーシヨン結果からも判るように、出力段ト
ランジスタのベース・コレクタ間容量に大きく依
存する。
ートが局発入力ポート、イのポートがベースバン
ド入力ポート、ウのポートが変調波出力ポートと
なり、ア，イのポートはバランス入力ポート、ウ
のポートはバランス出力ポートである。出力ポー
トウ−１側のポートに着目して考えると、このポ
ートはア−１の局発信号がQ7のトランジスタを
介して増幅された信号と、ア−２の局発信号が
Q5のトランジスタを介して増幅された信号との
合成されたものが出力される。従つて、ベースバ
ンド信号が零の時（即ち、イ−１の信号とイ−２
の信号が完全にバランスしている時）はトランジ
スタQ10とQ11に流れる電流は等しくなり、Q5の
トランジスタとQ7のトランジスタの増幅度は等
しくなり（増幅度は動作電流に比例する。）、ウ−
１の出力は零となる。またイ−１の入力レベルが
高くなると、Q10のトランジスタの電流が大きく
なり、Q5のトランジスタの増幅度が、Q7のトラ
ンジスタの増幅度よりも大きくなるため、ア−２
側の局発信号がウ−１の端子より出力される。こ
の時、出力変調波の位相特性（ベースバンド信号
が変化した時の出力位相の変化）は、第６図のシ
ミユレーシヨン結果からも判るように、出力段ト
ランジスタのベース・コレクタ間容量に大きく依
存する。
第８図にトランジスタのベース−コレクタ間容
量の電圧依存性の特性を示す。例えば第８図に示
すように、Ａの点にトランジスタのバイアス点を
選定した場合には、トランジスタの電流を制御し
てトランジスタのベース−コレクタ間に印加され
る電圧が図中のａからｂまで変化すると、CBCの
変化は図中のΔC1からΔC2に変化する。このた
め、ウ−１の出力変調波の出力位相は、第２図に
示したように入力ベースバンド電圧の変化ととも
に変化する。この変化率を小さくするための方法
として、トランジスタのCBCを小さくすることが
考えられる。第９図にCBCがもとの特性（CBC1）
に対して1/2になつた場合のCBC（CBC2）の電圧依
存性を示す。この図から判るように、CBCの値が
もとの値（CBC1）に対して半分になつた場合、同
じ電圧変化分に対する容量変化（ΔC1とΔC2の
差）も小さくなり、その結果、出力位相の変化分
も小さくなる。第１図に示した回路はこのために
発明したCBCを小さくするための回路である。
量の電圧依存性の特性を示す。例えば第８図に示
すように、Ａの点にトランジスタのバイアス点を
選定した場合には、トランジスタの電流を制御し
てトランジスタのベース−コレクタ間に印加され
る電圧が図中のａからｂまで変化すると、CBCの
変化は図中のΔC1からΔC2に変化する。このた
め、ウ−１の出力変調波の出力位相は、第２図に
示したように入力ベースバンド電圧の変化ととも
に変化する。この変化率を小さくするための方法
として、トランジスタのCBCを小さくすることが
考えられる。第９図にCBCがもとの特性（CBC1）
に対して1/2になつた場合のCBC（CBC2）の電圧依
存性を示す。この図から判るように、CBCの値が
もとの値（CBC1）に対して半分になつた場合、同
じ電圧変化分に対する容量変化（ΔC1とΔC2の
差）も小さくなり、その結果、出力位相の変化分
も小さくなる。第１図に示した回路はこのために
発明したCBCを小さくするための回路である。
第１０図にその基本的な考え方を示す。入力v1
によりQAのトランジスタのベース−コレクタ間
容量CAを介して負荷に流れ込む電流i1が存在する
時、v1と逆相の入力−v1により、QBのトランジ
スタのベース−コレクタ間容量CBを介してi2を流
し込みCAとCBが等しければ等価的に容量はない
のと同じ結果が得られる。これが発明の実施例に
記載した「中和」という状態である。ただ、第１
図の場合には発明の実施例にも説明してあるよう
に、補償用トランジスタの利得が補償前のトラン
ジスタの利得とまつたく等しいと、出力ポートに
信号が取り出せない。そのため、補償用トランジ
スタの利得を落とすため、補償用トランジスタの
エミツタ側には抵抗RXを入れてある。
によりQAのトランジスタのベース−コレクタ間
容量CAを介して負荷に流れ込む電流i1が存在する
時、v1と逆相の入力−v1により、QBのトランジ
スタのベース−コレクタ間容量CBを介してi2を流
し込みCAとCBが等しければ等価的に容量はない
のと同じ結果が得られる。これが発明の実施例に
記載した「中和」という状態である。ただ、第１
図の場合には発明の実施例にも説明してあるよう
に、補償用トランジスタの利得が補償前のトラン
ジスタの利得とまつたく等しいと、出力ポートに
信号が取り出せない。そのため、補償用トランジ
スタの利得を落とすため、補償用トランジスタの
エミツタ側には抵抗RXを入れてある。
以上説明したように、第１図に示した回路構成
を用いれば、ベースバンド電圧変化時のベース−
コレクタ間容量CBCの変化率を小さくすることが
でき、従つて、変調器の出力位相変化を小さく抑
えることができる。
を用いれば、ベースバンド電圧変化時のベース−
コレクタ間容量CBCの変化率を小さくすることが
でき、従つて、変調器の出力位相変化を小さく抑
えることができる。
以上説明したように、本発明によるモノリシツ
クIC化変調回路によれば、出力段トランジスタ
のベース−コレクタ間容量を中和することができ
るため、出力ポートでの位相偏差を小さくでき、
変調位相特性が良好であるという利点がある。
クIC化変調回路によれば、出力段トランジスタ
のベース−コレクタ間容量を中和することができ
るため、出力ポートでの位相偏差を小さくでき、
変調位相特性が良好であるという利点がある。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は本発明と従来形式の変調回路の特性例を示す
図、第３図は従来のモノリシツクIC化変調器を
示す回路図、第４図及び第５図は従来形式の変調
器の特性例を示す図、第６図は従来の変調位相誤
差の内部容量に対する依存性を示す図、第７図〜
第１０図は本発明に係る中和を説明するための図
である。 Q21〜Q33……トランジスタ、RL……負荷抵抗、
R1，R2，RX……抵抗、RE……エミツタ抵抗、ウ
……ローカル入力ポート、エ……ベースバンド入
力ポート、オ……出力ポート。
図は本発明と従来形式の変調回路の特性例を示す
図、第３図は従来のモノリシツクIC化変調器を
示す回路図、第４図及び第５図は従来形式の変調
器の特性例を示す図、第６図は従来の変調位相誤
差の内部容量に対する依存性を示す図、第７図〜
第１０図は本発明に係る中和を説明するための図
である。 Q21〜Q33……トランジスタ、RL……負荷抵抗、
R1，R2，RX……抵抗、RE……エミツタ抵抗、ウ
……ローカル入力ポート、エ……ベースバンド入
力ポート、オ……出力ポート。
Claims (1)
- １ 第１のトランジスタと第２のトランジスタの
エミツタどうし、及び第３のトランジスタと第４
のトランジスタのエミツタどうしを接続し、第１
のトランジスタと第３のトランジスタと第９のト
ランジスタと第11のトランジスタのコレクタどう
し、及び第２のトランジスタと第４のトランジス
タと第８のトランジスタと第10のトランジスタの
コレクタどうしを各々接続し、第１のトランジス
タと第８のトランジスタと第４のトランジスタと
第11のトランジスタのベースどうし、及び第２の
トランジスタと第９のトランジスタと第３のトラ
ンジスタと第10のトランジスタのベースを各々接
続し、第１のトランジスタ、第２のトランジスタ
のエミツタと第５のトランジスタのコレクタを接
続し、第３のトランジスタ、第４のトランジスタ
のエミツタと第６のトランジスタのコレクタを接
続し、第８のトランジスタと第９のトランジスタ
のエミツタを抵抗を介して第12のトランジスタの
コレクタに、第10のトランジスタと第11のトラン
ジスタのエミツタを抵抗を介して第13のトランジ
スタのコレクタに接続し、第５のトランジスタと
第12のトランジスタのベースどうし及びエミツタ
どうしを接続し、第６のトランジスタと第13のト
ランジスタのベースどうし及びエミツタどうしを
接続し、第５のトランジスタ及び第12のトランジ
スタのエミツタ、第６のトランジスタ及び第13の
トランジスタのエミツタを各々抵抗を介して定電
流源を構成する第７のトランジスタに接続し、前
記第２のトランジスタ、第９のトランジスタ、第
３のトランジスタ、第10のトランジスタのベース
と第１のトランジスタ、第８のトランジスタ、第
４のトランジスタ、第11のトランジスタのベース
を局発信号が入力される第１の入力ポートに接続
し、第６のトランジスタ、第13のトランジスタの
ベースと第５のトランジスタ、第12のトランジス
タのベースをベースバンド信号が入力される第２
の入力ポートに接続し、第１のトランジスタ、第
９のトランジスタ、第３のトランジスタ、第11の
トランジスタのコレクタと第８のトランジスタ、
第２のトランジスタ、第10のトランジスタ、第４
のトランジスタのコレクタを変調波が得られる出
力ポートに接続することを特徴とするモノリシツ
クIC化変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9254085A JPS61251347A (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | モノリシツクｉｃ化変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9254085A JPS61251347A (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | モノリシツクｉｃ化変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61251347A JPS61251347A (ja) | 1986-11-08 |
| JPH0422372B2 true JPH0422372B2 (ja) | 1992-04-16 |
Family
ID=14057206
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9254085A Granted JPS61251347A (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | モノリシツクｉｃ化変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61251347A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US11185677B2 (en) | 2017-06-07 | 2021-11-30 | Shifamed Holdings, Llc | Intravascular fluid movement devices, systems, and methods of use |
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| US11654275B2 (en) | 2019-07-22 | 2023-05-23 | Shifamed Holdings, Llc | Intravascular blood pumps with struts and methods of use and manufacture |
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| US11964145B2 (en) | 2019-07-12 | 2024-04-23 | Shifamed Holdings, Llc | Intravascular blood pumps and methods of manufacture and use |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4540571B2 (ja) * | 2005-09-01 | 2010-09-08 | 株式会社豊田中央研究所 | 振幅偏移変調器 |
-
1985
- 1985-04-30 JP JP9254085A patent/JPS61251347A/ja active Granted
Cited By (8)
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|---|---|---|---|---|
| US11185677B2 (en) | 2017-06-07 | 2021-11-30 | Shifamed Holdings, Llc | Intravascular fluid movement devices, systems, and methods of use |
| US11717670B2 (en) | 2017-06-07 | 2023-08-08 | Shifamed Holdings, LLP | Intravascular fluid movement devices, systems, and methods of use |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61251347A (ja) | 1986-11-08 |
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