CN1115930A - 用于微波段的平衡相位调制器 - Google Patents

Abstract

通过维持阻抗为一常数，而具有一所期望的调制特性的相位调制器包括被连接到商用平衡-不平衡变换器的两个PIN二极管2和3，包括给PIN二极管2和3提供偏置电压的偏置电路18，以便使提供给二极管2和3上的偏置电压成为常数。该偏置电压是选择得当调制信号待等于0时，使输入及输出阻抗成为最稳定的状态。

Description

用于微波段的平衡相位调制器

本发明是关于用于微波波段(1至100[GHZ])的平衡相位调制器。

通常，在1至100千兆赫微波波段工作的相位调制器有如图4所示的电路结构。在该图中调制信号端子19通过二极管20及20′连接到备有输入端子22及输出端子23的一个支线3分贝混合电路21。在这种相位调制器中，微波信号由输入端子22输入，在二级管20及20′作用下被调制而送到支线3分贝混合电路21，通常二极管20及20′采用肖特基势垒二极管。这种惯常的相位调制器在日本专利申请57-155865(公开日期1982,8,27)中已有说明。

图5所示的是图4相位调制器的调制电压Vm及输出信号电压Vont之间关系的调制特性图。在该相位调制中，如果调制电压Vm用在小值的范围里，就其调制特性而言，它作为线性调制器工作。

在图4所示的相位调制器中，因为调制电压必须用于小范围，因此有信号损失相当大的缺点。此外，因为电路中的二极管用的是肖特基势垒二极管，而该调制器的最大输入功率是+10分贝毫瓦的低值，而其输出功率为-5分贝毫瓦的量值。因此为了获得所期望的输出功率，就必须增加放大的级数。然而，这种增加放大器级数的措施会给电路结构上带来复杂性，而且成本高。况且还有一个问题，就是输出功率太低并且难于保持电路阻抗基本上不变。在日本专利申请57-155865中也示出了另一个电路结构，如图6所示，该电路包括一个输入端24，输出端25，共面转换器26，槽缝线27，隔流直电容28，PIN二极管29及29′调制信号兼固定偏置输入端子30，和固定偏置输入端子31。该图中的PIN二极管29接收调制信号兼固定偏置电压而另一个二极管29′接收一固定偏置电压。

在图6的电路结构，采用PIN二极管可获得一高输出功率电平。然而，当工作时，由于PIN二极管各自的特性是变化的，因此调制特性的线性并不那么理想，况且由于PIN二极管阻抗的变化而使调制输出的C/N(信号/噪声)比是低的。

本发明的目的是提供一个具有理想的线性可用微波波段的相位调制器。

本发明的另一个目的是提供一个能够保持阻抗在一常值的相位调制器。

根据本发明，这里提供了一种用微波波段的相位调制器，它包括一个平衡一不平衡变换器部分，连接到平衡一不平衡变换器的两只二级管及偏置电路，偏置电路向两只二极管提供偏压以使相应的总和是一常数。

本发明用于微波波段的相位调制器，具体地说，包括一个平衡一不平衡变换器部分，连接到该平衡一不平衡变换器的两个二极管，第一叠加装置该装置把偏置电压调制信号供给二极管中之一个，第二叠加装置，把偏置电压和倒相调制信号送到另一个二极管。偏置信号选择得使调制信号等于零时提供一个稳定的输入或输出阻抗。

附图简要说明：

图1是本发明的第一优选实施例的电路图；

图2(a)表示调制以前的输入电压与输出电压和输入电压之比比之间的关系；

图2(6)表示根据本发明，在调制期间输入电压和输出电压输入电压比之间的关系；

图2(c)表示调制以前的阻抗特性；

图2(d)表示在调制期间的阻抗特性；

图3是本发明的第二优选实施例的电路图；

图4表示用于微波波段的惯用相位调制器的调制器电路图；

图5表示根据图4所示的惯用相位调制器的调制特性及

图6是另一种惯用相位调制器的电路图。

参看图1，根据本发明用于微波波段的相位调制器具体方案它由包括一作为平衡一不平衡变换器部分的商用平衡一不平衡变换吕(无源分布常数电路)1的的相位调制器电路17，及连接到该相位调制器电路17的偏置电路18组成。

除了商用平衡一不平衡变换器1以外，相位调制器17中还有两个PIN二极管2及3，在图示情况下，二极管互相具有相同极性端子连接到变换器1。这些PIN二极管2及3也被连接到输出端子。

偏置电路18有一运自放大器4，它的输出端子连接到PIN二极管2，一运自放大器9的输出端连接到PIN地极管3；一反馈电阻5连接在运算放大器4输出端与反相输出端之间，一反馈电阻10连接在运算放大器9的输出端与反相输入端之间，信号输入端B.B通过输入电阻6连接到运算放大器4的反相输入端并通过输入电阻13连接到运自放大器9的非反相端入端，一接地电阻8连接在运自放大器4的非反相输入端与地之间，接地电阻11连接在运自放大器9的反相输入端与地之间，和一电压施加电路100经过输入电阻7连接到运自放大器4的非反相输入端，并经过输入电阻12连接到运算放大器9的非反相输入端。

电压施加电路100，由连接到电压供给端Vcc的趾联电阻16，连接到地的PIN二极管24，及接在他们之间的可变电阻15所组成。顺便提一下，输入电阻7及12一端是连接在PIN二极管14及可变电阻15之间的连接点上，这里，PIN二极管2，3及14具有比肖特基垒二极管高的输出电压电平特性。

在这个具体电路中，调制信号输入端B.B，电压施加电路100，运算放大器9，输入电阻12及13，起着对把一偏置电压调制信号叠加在二极管3的作用的叠加电路，即就是所称的第一叠加装置。同样，信号输入端B.B，电压作用电路100，运算放大器4及输入电阻6和7用作为另一叠加装置，用来把偏置电压及通过倒相调制信号而获得的倒相调制信号叠加到二极管2上，即就是作为第二叠加装置。这里，由电压施加电路100提供的偏置电压能被调整固定以使当调制信号等于零时电路的输入及输出阻抗大体上稳定的状态。

在图1中，RF(射频)信号输到商用平衡一不平衡变换器1的输入端Lo。由商用平衡一不平衡变换器倒相以后再送到PIN二极管2及3。从信号输入端B.B进入系统的调制(基带)信号VBB，是由偏置电路18给出并送到相位调制电路17。通过PIN二极管2及3的PF信号与从偏置电路18送来的调制信号VBB，相乘，相乘后的信号从相位调制电路17的输出端0输出。

在电压施加电路100中，基准电压(偏压VRFF是电压供给端Vcc，通过电阻16及可变电阻15取得的，并施加到运算放大器4及9。因此运算放大器4的输出电源是-(VRFF-VBB)，而运算放大器9的输出电压是-(VRFF＋VBB)而偏置电路18的总输出电压是常数。这就是说施加到二极管2及3上的电压总和是常数，也就是说二极管2及3的等效电阻之积是常数。

因此，通过施加这种偏置电压，就有可能改变输入电压与输出电压和输入电压比值(Vout/Vm)之间的关系，即可能把如图2(a)曲线所示关系改变成如图2b的曲线所示的要求线性关系，因此，调制的时候阻抗Z也能从如图2(c)所示的钟形曲线改变成如图2(d)所法的具有0斜率的(表示)该信号损失相当小)直线，使之就有可能保持阻抗Z是一常数电平。

在上述具体例子中，假设PIN二极管2及3是以具有相同的极性连接到商用平衡一不平衡变换器，也能获得与上面类似的结果，这时运自放大器4及9的极性要设计到去匹配PIN二极管2及3的极性，具体电路图如图3所示。

如上所述，在本发明的相位调制电路中只要通过应用二极管并保持施加到该两只二极管上的电压总和为不变的偏置电路，那么就能获得具有小的信号损失，不变的阻抗，所期望的直线调制性，且简单的电路结构的相位调制器。此外，根据本发明通过使PIN二极管电路的阻抗保持在最佳值，就可能避免调制输出的C/N/比的降低，由于本根据本振荡部分的负载变化而产生有害影响。

Claims (7)

1.用于微波段的相位调制器包括：

接收载波信号的变换器；

连接到所述交换器的两个二极管，每一个二极管接收一调制信号；及

用于供应所述二极管的偏置电压的偏置电路，以使该偏压的总和保持不变。

2.权利要求1中的相位调制器，其中所述变换器是一平衡一不平衡型变换器，而所述两个二极管以具有互相相同的极性连接到所述变换器，所述相位调制器进一步包括用于把所述偏压之一的和把所述调制信号提供给所述两个二极管中的一个的第一装置，及用于把另一个偏置电压及由所述调制信号产生的一倒相调制信号再送到另一个二极管的第二装置。

3.权利要求1中的相位调制器，其中所述变换器是一平衡一不平衡型变压器，而所述的两个二极管以相反的方向连接到所述变换器，所述相位调制器进一步包括用于把所述偏置电压之一和调制信号提供给所述两个二极管中的一个的第一装置及用于把另一个偏置电压和由所述调制信号产生的一倒相的调制信号送给另一个二极管的第二装置。

4.权利要求1中的相位调制器，其中所述偏置电路包括一个串联可变阻及第二个二极管。

5.权利要求4中的相位调制器，其中所述的第一二极管和第二二极管是PIN二极管。

6.权利要求2或3中的相位调制器，其中所述第一及第二供应装置包括接收所述的偏置电压及调制信号的运算放大器。

7.权利要求2或3中的相位调制器，其中所述平衡一不平衡变换器是一商用平衡一不平衡变换器。

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