JPH0326012A - 移相器 - Google Patents
移相器Info
- Publication number
- JPH0326012A JPH0326012A JP2146376A JP14637690A JPH0326012A JP H0326012 A JPH0326012 A JP H0326012A JP 2146376 A JP2146376 A JP 2146376A JP 14637690 A JP14637690 A JP 14637690A JP H0326012 A JPH0326012 A JP H0326012A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resistor
- phase shifter
- input
- capacitor
- capacitors
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 38
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 abstract description 6
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N AsGa Chemical compound [As]#[Ga] JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/18—Networks for phase shifting
- H03H7/21—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、互いに逆相の２つの入力信号を受ける第１及
び第２入力端子と、 前記の入力信号に対して移相した信号を生じる第１及び
第２出力端子と、 前記の第１及び第２入力端子間に接続された抵抗及びキ
ャパシタの第１直列回路であって、前記の抵抗が前記の
第１入力端子に接続され、前記の抵抗及び前記のキャパ
シタ間の相互接続点が第■出力端子に接続されている当
該第１直列回路と、前記の第１及び第２入力端子間に接
続された抵抗及びキャパシタの第２直列回路であって、
この第２直列回路において、前記の抵抗が前記の第２入
力端子に接続され且つ前記の抵抗及び前記のキャパシタ
間の相互接続点が前記の第２出力端子に接続されている
当該第２直列回路と を具える移相器に関するものである。
び第２入力端子と、 前記の入力信号に対して移相した信号を生じる第１及び
第２出力端子と、 前記の第１及び第２入力端子間に接続された抵抗及びキ
ャパシタの第１直列回路であって、前記の抵抗が前記の
第１入力端子に接続され、前記の抵抗及び前記のキャパ
シタ間の相互接続点が第■出力端子に接続されている当
該第１直列回路と、前記の第１及び第２入力端子間に接
続された抵抗及びキャパシタの第２直列回路であって、
この第２直列回路において、前記の抵抗が前記の第２入
力端子に接続され且つ前記の抵抗及び前記のキャパシタ
間の相互接続点が前記の第２出力端子に接続されている
当該第２直列回路と を具える移相器に関するものである。
このような移相器は電子工学の分野で種々に用いられて
おり、例えばいわゆる単側波帯（ＳＳＢ）無線トランシ
ーバや、４状態或いはその複数倍の状態を有する位相変
調器や、走査アンテナに用いられている。
おり、例えばいわゆる単側波帯（ＳＳＢ）無線トランシ
ーバや、４状態或いはその複数倍の状態を有する位相変
調器や、走査アンテナに用いられている。
（従来の技術）
この種類の移相器は米国特許第３． ５４４， ８８６
号明細書に開示されており既知である。この米国特許明
細書に説明されているように、移相器の回路に続く回路
段の入力インピーダンスは高くする必要があり、この米
国特許明細書の移相器回路は出力信号を取出すように適
応させた増幅器を有している。更に、この移相器回路は
入力信号を出力信号として中継する出力端子を有してい
ない。これらの信号はこの米国特許明細書の図面にａ及
びｂの符号が付された点に得ることができるも、これら
の点に続く回路段の入力インピーダンスに関する点で同
じ問題が生じる。更に、後続する回路段の入力インピー
ダンスが“出力信号“と称する２つの信号を同じように
変化させた場合でも、“入力信号”と称する信号の位相
及び振幅を異なるように変化せしめてしまう。
号明細書に開示されており既知である。この米国特許明
細書に説明されているように、移相器の回路に続く回路
段の入力インピーダンスは高くする必要があり、この米
国特許明細書の移相器回路は出力信号を取出すように適
応させた増幅器を有している。更に、この移相器回路は
入力信号を出力信号として中継する出力端子を有してい
ない。これらの信号はこの米国特許明細書の図面にａ及
びｂの符号が付された点に得ることができるも、これら
の点に続く回路段の入力インピーダンスに関する点で同
じ問題が生じる。更に、後続する回路段の入力インピー
ダンスが“出力信号“と称する２つの信号を同じように
変化させた場合でも、“入力信号”と称する信号の位相
及び振幅を異なるように変化せしめてしまう。
（発明が解決しようとする課題）
本発明の目的は、後続する回路段がすべて同じインピー
ダンスを有する場合に、出力信号として用いられる信号
のすべての相対振幅や位相をもこれら回路段のインピー
ダンスによって悪影響を受けないようにした移相器を提
供せんとするにある。
ダンスを有する場合に、出力信号として用いられる信号
のすべての相対振幅や位相をもこれら回路段のインピー
ダンスによって悪影響を受けないようにした移相器を提
供せんとするにある。
（課題を解決するための手段）
本発明は、互いに逆相の２つの入力信号を受ける第１及
び第２入力端子と、 前記の入力信号に対して移相した信号を生じる第１及び
第２出力端子と、 前記の第１及び第２入力端子間に接続された抵抗及びキ
ャパシタの第１直列回路であって、前記の抵抗が前記の
第１入力端子に接続され、前記の抵抗及び前記のキャパ
シタ間の相互接続点が第１出力端子に接続されている当
該第１直列回路と、前記の第１及び第２入力端子間に接
続された抵抗及びキャパシタの第２直列回路であって、
この第２直列回路において、前記の抵抗が前記の第２入
力端子に接続され且つ前記の抵抗及び前記のキャパシタ
間の相互接続点が前記の第２出力端子に接続されている
当該第２直列回路と を具える移相器において、 前記の第１入力端子と第３出力端子との間に挿入された
、抵抗及びキャパシタの第１並列回路網と、 前記の第２入力端子と第４出力端子との間に挿入された
、抵抗及びキャパシタの第２並列回路網と を具えたことを特徴とする。
び第２入力端子と、 前記の入力信号に対して移相した信号を生じる第１及び
第２出力端子と、 前記の第１及び第２入力端子間に接続された抵抗及びキ
ャパシタの第１直列回路であって、前記の抵抗が前記の
第１入力端子に接続され、前記の抵抗及び前記のキャパ
シタ間の相互接続点が第１出力端子に接続されている当
該第１直列回路と、前記の第１及び第２入力端子間に接
続された抵抗及びキャパシタの第２直列回路であって、
この第２直列回路において、前記の抵抗が前記の第２入
力端子に接続され且つ前記の抵抗及び前記のキャパシタ
間の相互接続点が前記の第２出力端子に接続されている
当該第２直列回路と を具える移相器において、 前記の第１入力端子と第３出力端子との間に挿入された
、抵抗及びキャパシタの第１並列回路網と、 前記の第２入力端子と第４出力端子との間に挿入された
、抵抗及びキャパシタの第２並列回路網と を具えたことを特徴とする。
本発明による移相器は、後続する回路段のインピーダン
スがたとえ適度に小さい場合でも、移相された信号の相
対位相及び振幅が変化【２ない出力端子を有する。その
理由は、この場合すべての位相が等しい量だけ変化し、
振幅に対しても同様である為である。
スがたとえ適度に小さい場合でも、移相された信号の相
対位相及び振幅が変化【２ない出力端子を有する。その
理由は、この場合すべての位相が等しい量だけ変化し、
振幅に対しても同様である為である。
４つの出力端子における相対移相をしばしば望ましい値
のＱ’，１００°，ψ及びψ＋１８０°にそれぞれ等し
くするためには、４つのキャパシタが互いに等しい場合
に移相器の４つの抵抗を少くともこれらの公称値に関し
“Ｃ互いに等しくする。
のＱ’，１００°，ψ及びψ＋１８０°にそれぞれ等し
くするためには、４つのキャパシタが互いに等しい場合
に移相器の４つの抵抗を少くともこれらの公称値に関し
“Ｃ互いに等しくする。
処理すべき信号の周波数を固定とした場合には、必要な
ＲＣ積を得るために各抵抗をこれに関連するキャパシタ
の、公称値に対する相違を補償するように調整するのが
有利である。これとは逆に、信号の周波数が可変である
場合には、４つの抵抗を或いは４つのキャパシタをｌつ
の制御装置により一緒に調整しうるようにする。簡単化
して有利な例では、直列回路の２つの抵抗を或いは２つ
のキャパシタを１つの制御装置により一緒に調整しうる
ようにし、且つ並列回路の素子は固定とする。
ＲＣ積を得るために各抵抗をこれに関連するキャパシタ
の、公称値に対する相違を補償するように調整するのが
有利である。これとは逆に、信号の周波数が可変である
場合には、４つの抵抗を或いは４つのキャパシタをｌつ
の制御装置により一緒に調整しうるようにする。簡単化
して有利な例では、直列回路の２つの抵抗を或いは２つ
のキャパシタを１つの制御装置により一緒に調整しうる
ようにし、且つ並列回路の素子は固定とする。
以下図面につき説明する。
移相器を、影像周波数除波を行なうＳＳＢ受信機に用い
る特定の場合には、この移相器は影像周波数除波に必要
な位相ψを有する信号を生せしめるのに用いられる。
る特定の場合には、この移相器は影像周波数除波に必要
な位相ψを有する信号を生せしめるのに用いられる。
ある回路配置の場合、位相０°，９０°，Ｉ８０°及び
２４０°を有する４つの信号を必要とする。
２４０°を有する４つの信号を必要とする。
第１図の従来の移相器は可変インピーダンスを有するＲ
１及びＣ１の第１直列回路（Ｒ．又はＣ１が可変）を具
えており、入力端子１． ２に互いに逆相で供給され
る信号ｖ， −ｖがこの第１直列回路の両端に供給され
る。また第１直列回路と逆に配置された第２直列回路Ｒ
２， Ｃ２により位相ψ＋１８０°を得ることができる
。このような回路配置はしばしば一定振幅及び可変位相
ψを有する信号を発生させるのに用いられる。
１及びＣ１の第１直列回路（Ｒ．又はＣ１が可変）を具
えており、入力端子１． ２に互いに逆相で供給され
る信号ｖ， −ｖがこの第１直列回路の両端に供給され
る。また第１直列回路と逆に配置された第２直列回路Ｒ
２， Ｃ２により位相ψ＋１８０°を得ることができる
。このような回路配置はしばしば一定振幅及び可変位相
ψを有する信号を発生させるのに用いられる。
この回路を、影像周波数除波を行なう受信機で単側波帯
変調（ＳＳＢ変調）に用いる場合、０°及び９０°信号
の振幅を互いに等しくするという事実が高除波を達成す
るために位相精度と同様に重要となる。例えば、０．
５ｄＢの振幅差があると、除波割合は３０ｄＢに制限さ
れる。従って、本発明は、この分野（ＳＳＢ ｝ランシ
ーバ）で特に有効である。
変調（ＳＳＢ変調）に用いる場合、０°及び９０°信号
の振幅を互いに等しくするという事実が高除波を達成す
るために位相精度と同様に重要となる。例えば、０．
５ｄＢの振幅差があると、除波割合は３０ｄＢに制限さ
れる。従って、本発明は、この分野（ＳＳＢ ｝ランシ
ーバ）で特に有効である。
このような分野では、４つの位相を０６及び１８０°，
ψ及びψ＋１８０°とする必要がある。差信号０゜／ｌ
８０°は差信号ψ／ψ＋１８０°に対する位相基準とし
て用いられる。この場合、すべての信号が等しい振幅を
有するようにするのが望ましい。しかし不所望なことに
、端子３， ４， １０，２０でこれらの信号を取出
す後続の回路段５，６，７．８は、これら信号の相対振
幅に影響を及ぼす零でない入力アドミッタンスＹ１。＝
Ｇ １． ＋ ＪωＣ１．，を呈する。実際、出力信
号ψ及びψ＋１８０° （端子３，４）は振幅Ｖを有す
る信号０’／１８０° （端子１０． ２０）と次式に
よって合成される。
ψ及びψ＋１８０°とする必要がある。差信号０゜／ｌ
８０°は差信号ψ／ψ＋１８０°に対する位相基準とし
て用いられる。この場合、すべての信号が等しい振幅を
有するようにするのが望ましい。しかし不所望なことに
、端子３， ４， １０，２０でこれらの信号を取出
す後続の回路段５，６，７．８は、これら信号の相対振
幅に影響を及ぼす零でない入力アドミッタンスＹ１。＝
Ｇ １． ＋ ＪωＣ１．，を呈する。実際、出力信
号ψ及びψ＋１８０° （端子３，４）は振幅Ｖを有す
る信号０’／１８０° （端子１０． ２０）と次式に
よって合成される。
従って、信号は出力ψ及びψ＋１８００で減衰される。
その理由は、伝達関数の係数は１よりも小さい為である
。この減衰量を適切な値（≦１ｄＢ）に戻すためには、
Ｇ≧ＩＯＣ，ｆｉ及びＣ≧１０Ｃ０とする必要があり、
このようにするには極めて高いインピーダンスを有する
回路段及び低インピーダンスのＲＣ回路の双方又はいず
れか一方を用いる必要がある。しかし、信号の振幅を周
波数及び位相ψの双方又はいずれか一方の変化に対して
殆ど変化しないようにしたい場合には、ＲＣ回路のイン
ピーダンスを、基準信号ｖ，−ｖ（０°，■００°）を
生じる回路段９，ｌ１の出力インピーダンスに比べて高
くする必要もある。従って、以下の折衷策が講じられな
ければならない。
。この減衰量を適切な値（≦１ｄＢ）に戻すためには、
Ｇ≧ＩＯＣ，ｆｉ及びＣ≧１０Ｃ０とする必要があり、
このようにするには極めて高いインピーダンスを有する
回路段及び低インピーダンスのＲＣ回路の双方又はいず
れか一方を用いる必要がある。しかし、信号の振幅を周
波数及び位相ψの双方又はいずれか一方の変化に対して
殆ど変化しないようにしたい場合には、ＲＣ回路のイン
ピーダンスを、基準信号ｖ，−ｖ（０°，■００°）を
生じる回路段９，ｌ１の出力インピーダンスに比べて高
くする必要もある。従って、以下の折衷策が講じられな
ければならない。
１
じ値を有する。振幅Ｖを有する差入力信号に比例して差
出力信号０°／１００° （端子１０． ２０）は式こ
こにＺ。ｕｌは回路段９．１１の出力インピーダンスで
あり、Ｚ ｉｌ１は回路段５〜８の入力インピーダンス
である。この折衷策は極めて拘束の強いものであり、本
発明による移相器は、同じ信号振幅を保つために負荷回
路段が高い入力インピーダンスを有するようにする必要
性を無くしつるようにするものである。
出力信号０°／１００° （端子１０． ２０）は式こ
こにＺ。ｕｌは回路段９．１１の出力インピーダンスで
あり、Ｚ ｉｌ１は回路段５〜８の入力インピーダンス
である。この折衷策は極めて拘束の強いものであり、本
発明による移相器は、同じ信号振幅を保つために負荷回
路段が高い入力インピーダンスを有するようにする必要
性を無くしつるようにするものである。
（実施例）
第２図に示す本発明による移相器の回路では、並列ＲＣ
回路網Ｒ３ｓ Ｃｓ及びＲ４， Ｃ４が０°及び１８０
°信号路中でそれぞれ前段の回路に対し直列１こ接続さ
れ、すなわち２つの直列回路Ｒｌ＋ ｃｌ及びＲ２ｔＣ
２に接続されている入力端子１． ２と出力端子１０
，２０との間に接続されている。
回路網Ｒ３ｓ Ｃｓ及びＲ４， Ｃ４が０°及び１８０
°信号路中でそれぞれ前段の回路に対し直列１こ接続さ
れ、すなわち２つの直列回路Ｒｌ＋ ｃｌ及びＲ２ｔＣ
２に接続されている入力端子１． ２と出力端子１０
，２０との間に接続されている。
これら並列回路網Ｒ３ｅ ｃ３及びＲ４， Ｃ４の抵抗
及びキャパシタは直列移相回路ＲＩ Ｃ，及びＲ！ Ｃ
２と同により与えられ、差出力信号ψ／ψ＋１８０゜
（端子３，４）は式 により与えられる。この場合、周波数や、ＲＣ回路網に
より導入される移相や、負荷回路段５〜８の入力インピ
ーダンスにかかわらず、４つの出力端子３， ４，
１０． ２０における振幅は互いに同じとなる。
及びキャパシタは直列移相回路ＲＩ Ｃ，及びＲ！ Ｃ
２と同により与えられ、差出力信号ψ／ψ＋１８０゜
（端子３，４）は式 により与えられる。この場合、周波数や、ＲＣ回路網に
より導入される移相や、負荷回路段５〜８の入力インピ
ーダンスにかかわらず、４つの出力端子３， ４，
１０． ２０における振幅は互いに同じとなる。
このように、殆ど完全な補償を達或でき、必ず高インピ
ーダンスを有する負荷回路段を用いるという必要性が無
くなる。すなわち、キャパシタを大きな値にしない場合
に、これらキャパシタを少なくとも公称値に関して互い
に等しくすれば、負荷インピーダンスはシステムの４つ
の出力信号の減衰量に等しく影響を及ぼすのみである。
ーダンスを有する負荷回路段を用いるという必要性が無
くなる。すなわち、キャパシタを大きな値にしない場合
に、これらキャパシタを少なくとも公称値に関して互い
に等しくすれば、負荷インピーダンスはシステムの４つ
の出力信号の減衰量に等しく影響を及ぼすのみである。
ＳＳＢ受信機で減衰せしめうる除波レベルはあらゆる構
或素子に対する公差に依存する。
或素子に対する公差に依存する。
特定の場合でこの種類の回路を、固定周波数で固定移相
を行なうのに用いる場合には、いわゆるハイブリッド技
術で同じ基板上に集積化抵抗及び個別のキャパシタを実
現するのが有利である。この場合、各抵抗の値は（例え
ばレーザによって）これに接続されたキャパシタの関数
として調整でき、従ってキャパシタの公称値におけるい
かなる誤差も補償しうる。
を行なうのに用いる場合には、いわゆるハイブリッド技
術で同じ基板上に集積化抵抗及び個別のキャパシタを実
現するのが有利である。この場合、各抵抗の値は（例え
ばレーザによって）これに接続されたキャパシタの関数
として調整でき、従ってキャパシタの公称値におけるい
かなる誤差も補償しうる。
一方、周波数或いはむしろ所望の移相量が変化する場合
には、ＲかＣのいずれかを変化せしめうるようにする必
要がある。その好ましい方法は、４つの抵抗又は４つの
キャパシタのいずれかを１つの制御装置により変え、す
べてのＲＣ積を互いに等しく保つようにすることにある
。
には、ＲかＣのいずれかを変化せしめうるようにする必
要がある。その好ましい方法は、４つの抵抗又は４つの
キャパシタのいずれかを１つの制御装置により変え、す
べてのＲＣ積を互いに等しく保つようにすることにある
。
実際には、Ｒ．， Ｃ．， Ｒ４， Ｃ．を周波数範囲
或いはψの変化範囲の中間に必要とする値にほぼ一致す
る固定値に選択し、且つＲ１及びＲ２のみを或いはＣ１
及びＣ２のみを１つの制御装置により変えるようにする
ことにより、良好な折衷策を得ることもできる。
或いはψの変化範囲の中間に必要とする値にほぼ一致す
る固定値に選択し、且つＲ１及びＲ２のみを或いはＣ１
及びＣ２のみを１つの制御装置により変えるようにする
ことにより、良好な折衷策を得ることもできる。
特に、１〜５ ＧＨｚ程度の周波数に対するＳＳＢ受信
機に用いる場合、回路段５〜８， ９， １．１は砒
化ガリウム基板上のＭＥＳＦＥＴ トランジスタにより
構戒されている。また抵抗Ｒ１〜Ｒ４の各々は可変抵抗
として用いられるＭＥＳＦＥＴ トランジスタを以って
構成されている。これらトランジスタはすべて同じ値を
有し、且つこれらトランジスタの動抵抗を所望通りに変
化させる可変の共通ゲートバイアス電圧により一緒に制
御される。上述した周波数の場合、例えばトランジスタ
のゲート幅を約ｌＯμｍとし、（集積化した）キャパシ
タの値を０．１ｐＦとすることができる。出力回路段５
及び６では、信号入力端はＭＥＳＦＥＴ トランジスタ
のゲートである。
機に用いる場合、回路段５〜８， ９， １．１は砒
化ガリウム基板上のＭＥＳＦＥＴ トランジスタにより
構戒されている。また抵抗Ｒ１〜Ｒ４の各々は可変抵抗
として用いられるＭＥＳＦＥＴ トランジスタを以って
構成されている。これらトランジスタはすべて同じ値を
有し、且つこれらトランジスタの動抵抗を所望通りに変
化させる可変の共通ゲートバイアス電圧により一緒に制
御される。上述した周波数の場合、例えばトランジスタ
のゲート幅を約ｌＯμｍとし、（集積化した）キャパシ
タの値を０．１ｐＦとすることができる。出力回路段５
及び６では、信号入力端はＭＥＳＦＥＴ トランジスタ
のゲートである。
より一層低い周波数に用いる場合、可変キャパシタを用
いることもでき、この場合抵抗を固定値とする。これら
の可変キャパシタは例えば可変容量ダイオードを以って
構威し、これらのすべてを１つのバイアス電圧により制
御する。
いることもでき、この場合抵抗を固定値とする。これら
の可変キャパシタは例えば可変容量ダイオードを以って
構威し、これらのすべてを１つのバイアス電圧により制
御する。
第１図は、従来の移相器を示す回路図、第２図は、本発
明による移相器を示す回路図である。 １，２・・・入力端子 ３， ４， １０． ２０−・・出力端子５〜８・・
・後続回路段 ９，Ｉ１・・・基準信号発生回路段 Ｆ［６１ ＦｌＯ．２ 手 続 補 正 書 １．明細書第８頁第１８行の ２４０６ ２７０゜ に訂正する。 平或 ２年 ８月 １日
明による移相器を示す回路図である。 １，２・・・入力端子 ３， ４， １０． ２０−・・出力端子５〜８・・
・後続回路段 ９，Ｉ１・・・基準信号発生回路段 Ｆ［６１ ＦｌＯ．２ 手 続 補 正 書 １．明細書第８頁第１８行の ２４０６ ２７０゜ に訂正する。 平或 ２年 ８月 １日
Claims (5)
- １．互いに逆相の２つの入力信号を受ける第１及び第２
入力端子と、 前記の入力信号に対して移相した信号を生 じる第１及び第２出力端子と、 前記の第１及び第２入力端子間に接続され た抵抗及びキャパシタの第１直列回路であって、前記の
抵抗が前記の第１入力端子に接続され、前記の抵抗及び
前記のキャパシタ間の相互接続点が第１出力端子に接続
されている当該第１直列回路と、 前記の第１及び第２入力端子間に接続され た抵抗及びキャパシタの第２直列回路であって、この第
２直列回路において、前記の抵抗が前記の第２入力端子
に接続され且つ前記の抵抗及び前記のキャパシタ間の相
互接続点が前記の第２出力端子に接続されている当該第
２直列回路と を具える移相器において、 前記の第１入力端子と第３出力端子との間 に挿入された、抵抗及びキャパシタの第１並列回路網と
、 前記の第２入力端子と第４出力端子との間 に挿入された、抵抗及びキャパシタの第２並列回路網と を具えたことを特徴とする移相器。 - ２．請求項１に記載の移相器において、公称値に関し、
前記の４つの抵抗が互いに等しく前記の４つのキャパシ
タが互いに等しいことを特徴とする移相器。 - ３．請求項２に記載の移相器において、必要なＲＣ積を
得るために、各抵抗がこれに関連するキャパシタの、公
称値に対する相違を補償するように調整されていること
を特徴とする移相器。 - ４．信号周波数を可変とした場合に用いた請求項１又は
２に記載の移相器において、前記の４つの抵抗又は前記
の４つのキャパシタを１つの制御装置により一緒に調整
しうるようになっていることを特徴とする移相器。 - ５．信号周波数を可変とした場合に用いた請求項１又は
２に記載の移相器において、前記の直列回路の２つの抵
抗或いは２つのキャパシタを１つの制御装置により一緒
に調整しうるようになっており、前記の並列回路網の素
子は固定値を有していることを特徴とする移相器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8907441A FR2647984B1 (fr) | 1989-06-06 | 1989-06-06 | Circuit dephaseur ameliore |
| FR8907441 | 1989-06-06 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0326012A true JPH0326012A (ja) | 1991-02-04 |
Family
ID=9382404
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2146376A Pending JPH0326012A (ja) | 1989-06-06 | 1990-06-06 | 移相器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5043654A (ja) |
| EP (1) | EP0401906B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0326012A (ja) |
| DE (1) | DE69001278T2 (ja) |
| FR (1) | FR2647984B1 (ja) |
| HK (1) | HK178095A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6321076B1 (en) | 1998-07-17 | 2001-11-20 | Nec Corporation | 90° phase shifter and image rejection mixer |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5736840A (en) * | 1993-09-09 | 1998-04-07 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Phase shifter and communication system using the phase shifter |
| JP3410776B2 (ja) * | 1993-09-09 | 2003-05-26 | 株式会社東芝 | 直交信号発生回路 |
| JP3372198B2 (ja) * | 1997-09-17 | 2003-01-27 | 株式会社東芝 | 周波数逓倍器 |
| US6137353A (en) * | 1998-06-29 | 2000-10-24 | Philips Electronics North America Corporation | Linearized integrated FM demodulator using a plurality of cascaded all-pass filters or a bessel filter |
| US6211708B1 (en) | 1999-06-28 | 2001-04-03 | Ericsson, Inc. | Frequency doubling circuits, method, and systems including quadrature phase generators |
| DE10257465B4 (de) * | 2002-12-09 | 2005-03-17 | Siemens Ag | Steuerbares Zweiphasennetzwerk mit Amplitudenkompensation |
| JP4216211B2 (ja) * | 2004-03-10 | 2009-01-28 | ファナック株式会社 | 加工装置及び加工方法 |
| US10425062B2 (en) * | 2016-02-17 | 2019-09-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Polyphase filter and filter circuit |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3267358A (en) * | 1962-07-16 | 1966-08-16 | North Atlantic Industries | Phase shifter networks |
| US3267359A (en) * | 1962-08-14 | 1966-08-16 | North Atlantic Industries | Phase slope compensator |
| US3544886A (en) * | 1968-01-25 | 1970-12-01 | Corning Glass Works | Rc phase shift circuit having improved output amplitude stability |
| US3651487A (en) * | 1969-12-09 | 1972-03-21 | Ibm | Printer control system |
| JPS62278813A (ja) * | 1986-05-27 | 1987-12-03 | Clarion Co Ltd | 移相器 |
-
1989
- 1989-06-06 FR FR8907441A patent/FR2647984B1/fr not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-05-31 DE DE90201386T patent/DE69001278T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-31 EP EP90201386A patent/EP0401906B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1990-06-06 JP JP2146376A patent/JPH0326012A/ja active Pending
- 1990-06-06 US US07/534,100 patent/US5043654A/en not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-11-23 HK HK178095A patent/HK178095A/xx not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6321076B1 (en) | 1998-07-17 | 2001-11-20 | Nec Corporation | 90° phase shifter and image rejection mixer |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5043654A (en) | 1991-08-27 |
| HK178095A (en) | 1995-12-01 |
| EP0401906A1 (fr) | 1990-12-12 |
| EP0401906B1 (fr) | 1993-04-07 |
| DE69001278T2 (de) | 1993-10-14 |
| FR2647984A1 (fr) | 1990-12-07 |
| FR2647984B1 (fr) | 1991-09-13 |
| DE69001278D1 (de) | 1993-05-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100441463B1 (ko) | 저역통과필터 및 고역통과필터 특성의 로드를 이용한 능동직교위상신호 발생기 | |
| US5644260A (en) | RC/CR automatic quadrature network | |
| US7978785B2 (en) | Quadrature frequency doubler with adjustable phase offset | |
| US6417712B1 (en) | Phase shifter using sine and cosine weighting functions | |
| JPH0326012A (ja) | 移相器 | |
| KR100373939B1 (ko) | 균형잡힌위상분할회로 | |
| US6356131B1 (en) | 90-degree phase shifter | |
| EP1236285B1 (en) | Receiver circuit | |
| US20110121902A1 (en) | Enhancing dual op-amps for differential connections | |
| US10097389B1 (en) | Signal modulator | |
| KR19990023657A (ko) | 이중평형변조기 및 4상 이상변조기 | |
| US4833340A (en) | Phase shifter | |
| US10284289B1 (en) | Signal modulator | |
| JP3188734B2 (ja) | 変調器および混合器装置 | |
| US4417215A (en) | Tuned analog network | |
| US4506231A (en) | Single adjustment phase resolver with constant amplitude output | |
| RU2053592C1 (ru) | Усилитель | |
| US6680639B1 (en) | Phase shifting arrangement for generating mutually orthogonal signals | |
| US6198345B1 (en) | Error reduction in quadrature polyphase filters with low open loop gain operational amplifiers | |
| US6943643B2 (en) | Controllable two-phase network with amplitude compensation | |
| JPH11154847A (ja) | ９０度移相器 | |
| JP2005347828A (ja) | ミキサ回路 | |
| JPH08130431A (ja) | ９０度分配器 | |
| JPH11298293A (ja) | 位相シフト回路 | |
| JPH01268217A (ja) | 可変移相回路 |