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Die Erfindung betrifft einen Phasenschieber mit einer ersten und einer
zweiten Eingangsklemme zum Empfangen von zwei gegenphasigen Signalen und mit
einer ersten und einer zweiten Ausgangsklemme zum Liefern von zwei gegen die
Eingangssignale phasenverschobenen Signalen sowie mit einer ersten Reihenschaltung aus
einem Widerstand und einer Kapazität, die zwischen den Eingangsklemmen geschaltet
sind, wobei in der ersten Reihenschaltung der Widerstand mit der ersten
Eingangsklemme verbunden und der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand und der Kapazität
an die erste Ausgangsklemme angeschlossen ist, und mit einer zweiten Reihenschaltung
aus einem Widerstand und einer Kapazität, die zwischen den Eingangsklemmen
geschaltet sind, wobei in der zweiten Reihenschaltung der Widerstand mit der zweiten
Eingangsklemme verbunden und der Verbindungspunkt des Widerstands und der
Kapazität an die zweite Ausgangsklemme angeschlossen ist.
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Die Anwendungsbereiche einer derartigen Schaltung sind in der
Elektronik zahlreich: es lassen sich die Einseitenband-Rundfunk-Sender/Empfänger, die
Vierstufen- oder Vielfachvierstufen-Phasenmodulatoren und die Suchantennen erwähnen.
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Eine derartige Schaltung ist aus der Patentschrift US-3544886 bekannt.
In diesem Patent ist beschrieben, daß die Eingangsimpedanz der dem Phasenschieber
folgenden Stufen wichtig sein kann, und der Schieber dieser Patentschrift enthält dazu
einen angeglichenen Verstärker, der das Ausgangssignal wieder aufnimmt. Außerdem
enthält der Schieber dieser Patentschrift keine Ausgangsklemmen, über die die
Eingangssignale dem Ausgang zugeleitet werden. Diese Signale könnten nichtsdestoweniger
an den Bezugspunkten a und b in der Zeichnung dieser Patentschrift zur Verfügung
stehen, aber dasselbe Problem taucht diesbezüglich hinsichtlich der Eingangsimpedanz
der nachgeschalteten Stufen auf. Wenn die Eingangsimpedanz der nachgeschalteten
Stufen auf gleichartige Weise beide sog. Ausgangssignale ändert, ändert sie außerdem
auf andere Weise die Phase und die Amplitude der sog. Eingangssignale.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Phasenschieber zu
schaffen, bei dem weder die Amplituden noch die betreffenden Phasen aller
ausgehenden Signale durch die Impedanz der folgenden Stufen geändert werden, vorausgesetzt
diese Stufen haben alle die gleiche Impedanz.
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Zur Lösung dieser Aufgabe enthält der erfindungsgemäße Schieber einen
ersten Parallelkreis aus einem Widerstand und einer Kapazität in Parallelschaltung,
wobei dieser Parallelkreis zwischen der ersten Eingangsklemme und einer dritten
Ausgangsklemme angeschlossen ist, und einen zweiten Parallelkreis aus einem
Widerder zweiten Eingangsklemme und einer vierten Ausgangsklemme angeschlossen ist.
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So enthält der Schieber Ausgangsklemmen, deren Phasen und betreffende
Amplituden in bezug auf die phasenverschobenen Ausgangssignale sich nicht geändert
haben, sogar nicht wenn die Impedanzen der folgenden Stufen bescheiden sind, weil alle
Phasen also um denselben Betrag geändert werden, und dasselbe gilt für die
Amplituden.
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Um zu erreichen, daß die Werte der verhältnismäßigen
Phasenverschiebungen an den vier Ausgangsklemmen 0º, 180º, φ bzw. φ+180º betragen, und
diese Werte oft erwünscht sind, sind die vier Widerstände des Schiebers untereinander
gleich und die vier Kondensatoren sind, wenigstens mit ihrem Nennwert, untereinander
gleich.
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Jeder Widerstand ist vorteilhaft zum Ausgleichen der Abweichung vom
Nennwert der Kapazität eingestellt, die ihm zugeordnet ist, um das erforderliche RC-
Produkt zu erhalten.
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Wenn die Frequenz der Signale variabel ist, sind entweder die vier
Widerstände oder die vier Kapazitäten mittels eines einheitlichen Befehls zusammen
regelbar. In einer vereinfachten vorteilhaften Ausführung sind entweder die beiden
Widerstände oder die beiden Kapazitäten der Reihenschaltungen mittels eines
einheitlichen Befehls zusammen regelbar und die Bauteile der Parallelkreise sind fest.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachstehend anhand der
Zeichnung näher erläutert. Es zeigen
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Fig. 1 einen Schaltplan des Schiebers nach dem Stand der Technik,
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Fig. 2 einen Schaltplan des erfindungemäßen Schiebers.
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Im besonderen Fall der Anwendung in einem Einseitenbandempfänger
zum Beseitigen von Spiegelfrequenz wird ein Phasenschieber zum Erzeugen eines
erforderlichen Signals der Phase φ zum Beseitigen von Spiegelfrequenz verwendet.
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Bestimmte Konstruktionen erfordern die Verfügbarkeit von vier Signalen
mit den Phasen 0º, 90º, 180º und 240º.
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Der Phasenschieber nach Fig. 1 enthält eine Reihenschaltung R&sub1;, C&sub1; mit
variabler Impedanz (durch Wertänderung von R&sub1; oder C&sub1;), die an ihren Enden mit den
Eingangsklemmen 1 und 2 zugeführten gegenphasigen Signalen v, -v gespeist wird.
Eine zweite Schaltung R&sub2;, C&sub2; in Kopf/Schwanz-Anordnung zur ersten ermöglicht das
Erhalten der Phase φ + 180º. Ein derartiger Aufbau wird häufig zum Erzeugen eines
Signals mit Konstantamplitude und mit variabler Phase φ benutzt.
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Bei Verwendung in einem Einseitenbandmodulations-(=BLU)-Empfänger
zum Beseitigen von Spiegelfrequenz ist die Amplitudengleichheit der Signale 0 und 90º
genau so wichtig wie die Phasengenauigkeit zum Erhalten einer kräftigeren Beseitigung.
Beispielsweise beschränkt sich die Beseitigung auf 30 dB bei 0,5 dB
Amplitudenabweichung. In diesem Anwendungsbereich (Einseitenband-Sender/Empfänger) bietet die
Erfindung also besondere Vorteile.
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In einer derartigen Anwendung braucht man vier Phasen 0º und 180º, φ
und φ+180º. Das differentielle Signal 0/180º wird als Phasenbezug für das
differentielle Signal φ/φ+180º benutzt. Es ist in diesem Fall erwünscht, daß sämtliche Signale
gleiche Amplituden besitzen. Unglücklicherweise weisen die Stufen 5, 6, 7 und 8, die
nachgeschaltet sind und diese Signale an den Klemmen 3, 4, 10 und 20 abnehmen,
Nichtnull-Eingangsadmittanzen Yin = Gin + jωCin auf, die die relativen Amplituden
der Signale beeinflussen. Faktisch ist das Signal an den Ausgängen φ und φ + 180º
(Klemmen 3 und 4) mit dem Signal 0/180º (Klemmen 10 und 20) mit einer Amplitude v
durch die Beziehung
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verbunden. Das Signal ist also an den Ausgängen φ und φ+ 180º geschwächt, da der
Übertragungsmodul kleiner als 1 ist. Um diese Schwächung auf einem akzeptablen Wert
(≤ 1 dB) zurückzubringen, müssen G ≥ 10 Gin und C ≥ 10 Cin betragen, wodurch
die Verwendung einer Stufe mit sehr hoher Impedanz und/oder einer RC-Schaltung mit
schwacher Impedanz erforderlich wird. Jedoch muß die Impedanz der RC-Schaltung vor
der Ausgangsimpedanz der Stufen 9 und 11 groß sein, die die Bezugssignale v, -v (0,
180º) erzeugen, wenn eine nur geringfügige Änderung der Amplitude der Signale mit
der Frequenz und/oder der Phase φ erwünscht wird. Es bleibt also nachstehender
Kompromiß zu verwirklichen:
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worin Zout die Ausgangsimpedanz der Stufen 9 und 11 und Zin
die Eingangsimpedänz der Stufen 5...8 ist.
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Dieser Kompromiß ist sehr lästig und der erfindungsgemäße Schieber
ermöglicht es, die Notwendigkeit einer Ladungsstufe mit hoher Eingangsimpedanz zum
Beibehalten der Gleichheit der Amplitude der Signale loszuwerden.
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In diesem in Fig. 2 dargestellten Schieber wird ein Parallel-RC-Kreis R&sub3;,
C&sub3; oder R&sub4;, C&sub4; dem vorgeschalteten Kreis in Reihenschaltung mit jedem der Wege 0º
und 180º zugeschaltet, d.h. zwischen den Eingangsklemmen 1, 2 immer in Verbindung
mit zwei Reihenschaltungen R&sub1;, C&sub1; und R&sub2;, C&sub2; und den Ausgangsklemmen 10 und 20.
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Der Widerstand und die Kapazität dieser Parallelkreise R&sub3;C&sub3; und R&sub4;C&sub4;
haben denselben Wert wie in den reihengeschalteten Phasenschiebern R&sub1;C&sub1; und R&sub2;C&sub2;.
Bezüglich des differentiellen Eingangssignals mit Amplitude v ist das Ausgangssignal
0/180º (Klemmen 10 und 20) durch folgende Gleichung gegeben:
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und das Ausgangssignal φ/φ+180º (Klemmen 3 und 4) ist durch folgende Gleichung
gegeben:
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Die Amplitude an den vier Ausgangsklemmen 3, 4,10 und 20 ist gleich, wie auch die
Frequenz, die von den RC-Kreisen eingeführte Phasenverschiebung und die
Eingangsimpedanz der Ladungsstufen 5...8 sich verhalten.
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Es ist somit ein quasi-perfekter Ausgleich verwirklicht worden, der nicht
mehr zu jedem Preis die Verwendung einer Ladungsstufe mit hoher Impedanz erfordert.
Der Effekt der Ladungsimpedanz ist lediglich die identische Schwächung der vier
Ausgangssignale des Systems, vorausgesetzt selbstverständlich, daß die Impedanzen,
wenn sie nicht erhöht sind, dagegen untereinander gleich sind, wenigstens in ihrem
Nennwert. Die Beseitigungshöhe, die im Einseitenbandempfänger erreichbar ist, ist von
den für alle Bauteile zulässigen Toleranzen abhängig.
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Im besonderen Fall, in dem ein derartiger Schieber zum Erhalten einer
festen Phasendrehung bei fester Frequenz verwendet werden würde, wäre er vorteilhaft
in der Technologie der Hybridschaltungen verwirklicht, bei denen auf demselben
Substrat integrierte Widerstände und nichtintegrierte Kondensatoren angebracht werden.
Der Wert jedes Widerstands kann auf diese Weise (beispielsweise mit Hilfe eines
Lasers) in Abhängigkeit von der damit gekoppelten Kapazität, eingestellt werden,
wodurch so der mögliche Fehler im Nennwert der letztgenannten ausgeglichen werden
kann.
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Wenn dagegen die Frequenz sich ändert oder auch die gewünschte
Phasendrehung, muß man entweder R oder C ändern können. Eine bevorzugte Methode
besteht aus dem gleichzeitigen Ändern der vier Widerstände oder der vier Kapazitäten
mittels eines einheitlichen Befehls, um alle RC-Produkte untereinander gleich zu halten.
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In der Praxis kann man auch einen bedeutsamen Kompromiß durch die
Wahl fester Werte für R&sub3;, C&sub3;, R&sub4;, C&sub4; nahezu entsprechend dem erforderlichen Wert in
der Mitte des Frequenzbereichs oder des Änderungsbereichs für φ und durch das
Ändern nur von R&sub1; und R&sub2; oder von C&sub1; und C&sub2; erhalten.
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In der speziellen Anwendung in einem Einseitenband-Empfänger für
Frequenzen in der Größenordnung von 1 bis 5 GHz sind die Stufen 5 bis 8, 9 und 11
mit MESFET-Transistoren auf einem Substrat von Gallium-Arsenid verwirklicht. Die
Widerstände R1 bis R4 werden durch je einen MESFET-Transistor bei variablem
Widerstand gebildet. Diese Transistoren haben alle die gleiche Abmessung und werden
durch eine gemeinsame variable Gitterpolarisationsspannung zum beliebigen Ändern
ihres dynamischen Widerstands gesteuert. Für die angegebenen Frequenzen können die
Transistoren beispielsweise eine Gittergröße von etwa 10 um haben, und die
(integrierten) Kapazitäten haben einen Wert von 0,1 pF. In den Ausgangsstufen 5 und 6 erscheint
das Eingangssignal auf dem Gitter eines MESFET-Transistors.
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In einer Anwendung mit niedrigerer Frequenz könnten auch variable
Kapazitäten verwendet werden, beispielsweise in der Verwirklichung als Dioden mit
änderbarer Kapazität, alle gesteuert durch eine gleiche Polarisationsspannung, wobei
also die Widerstände einen festen Wert haben.